DE60128812T2

DE60128812T2 - Ansteuerschaltung für ein lichtemittierendes bauelement

Info

Publication number: DE60128812T2
Application number: DE60128812T
Authority: DE
Inventors: Seiichiro Hamamatsu-shi Mizuno
Original assignee: Hamamatsu Photonics KK
Current assignee: Hamamatsu Photonics KK
Priority date: 2000-07-19
Filing date: 2001-07-18
Publication date: 2008-01-31
Anticipated expiration: 2021-07-19
Also published as: CN1316699C; KR20030023707A; CN1443386A; WO2002007276A1; EP1311040B1; KR100784505B1; JP3391784B2; EP1311040A4; US6563849B2; US20020048298A1; EP1311040A1; AU2001271072A1; DE60128812D1

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für ein lichtemittierendes Bauelement.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Eine konventionelle Treiberschaltung für das Antreiben einer Laserdiode als lichtemittierendes Bauelement wurde bei dem in 4 gezeigten Aufbau konstruiert. Insbesondere ist der Drain-Anschluss des PMOS-FET 41 mit der Anodenseite der Laserdiode 40 bei geerdeter Kathode verbunden, so dass die Laserdiode 40 direkt angetrieben wird. Bei CD-R/W, DVD usw. sind die Laserdiode 40 und die integrierte Treiberschaltung (in diesem Fall der PMOS-FET 41) um einen Abstand von mehreren Zentimetern oder weiter voneinander entfernt. Bei dieser Konfiguration verbindet eine Leitung 42 die Laserdiode 40 mit dem PMOS-FET 41. Da diese Leitung 42 auf jeden Fall eine Induktivitätskomponente erzeugt, kommt es aufgrund von Resonanz zu einer Spitzenwertbildung und einem Nachschwingen, was ein ernsthaftes Problem bei der Verwendung von Produkten darstellte.
5 ist eine Zeichnung, die das Ergebnis der Simulation bei der konventionellen Treiberschaltung für das Antreiben des lichtemittierenden Bauelements zeigt. 5 zeigt, dass es wie oben beschrieben aufgrund von Resonanz zu einer starken Spitzenwertbildung und starkem Nachschwingen kommt. Es ist bereits versucht worden, Leitungsmaterialien zu verwenden, die der Resonanz widerstehen, und es wurde ein Verfahren untersucht, bei dem ein Widerstand R und ein Kondensator C wie in 4 gezeigt in Reihe zwischen die Kontaktierfläche 43 und Masse geschaltet werden.
JP-A-04109687 und JP-A-06132591 beschreiben ebenfalls konventionelle Treiberschaltungen.
OFFENLEGUNG DER ERFINDUNG
Durch die zusätzlichen Kosten für die Leitungsmaterialien wird es schwierig, die Produktkosten zu verringern. Bei dem Verfahren des Zwischenschaltens des Widerstandes R und des Kondensators C handelt es sich auch im Hinblick auf Ausbeute und Verteilung nicht um ein erstrebenswertes Verfahren.
6 ist eine schematische Darstellung, die ein Beispiel für eine Treiberschaltung für eine Laserdiode mit Hilfe eines PMOS-FET zeigt, und 7 ist eine schematische Darstellung, die eine der in 6 gezeigten Treiberschaltung äquivalente Schaltung zeigt. Das Ergebnis der theoretischen Berechnung der Resonanzkonstante Q bei dieser Schaltung wird nachfolgend präsentiert. Bei der nachfolgenden Erläuterung stehen g_m1 und g_m2 für Gegenwirkleitwerte, gd₁ für einen Drain-Leitwert, L für eine Induktivität und C für Kapazitäten.
Aus Gleichung (2) lässt sich V₁ folgendermaßen ableiten:
Vout = –VoutsL(gm2 + sCout) + V1 (4) V1 = Vout{1 + sL(gm2 + SCout)} (2)'
Durch Einsetzen von (2)' in (1) lässt sich Gleichung (1) folgendermaßen modifizieren:
Vout[{1 + sL(gm2 + sCout)}(sC1 + gd1 + 1sL ) – 1sL ] = –gm1Vin (7)
Dann erhält man V_out/V_in auf folgende Weise:
Wenn man annimmt, dass g_m2 (= 200 mS) >> sC_out (= 5 mS), dann erhält man Folgendes:
Daraus werden s, ω₀ und Q folgendermaßen abgeleitet:
Wenn bestimmte Parameter in das Ergebnis der Ungleichung (12) eingesetzt werden, dann wird der Faktor Q ungefähr 10. Wenn der Faktor Q wie in diesem Fall größer als 1 ist, dann kommt es wie in 5 gezeigt zu einer Spitzenwertbildung und einem Nachschwingen. Aus dem obigen Ergebnis ist zu erkennen, dass es wichtig ist, die Resonanzkonstante Q auf einen möglichen Mindestwert einzustellen, um die Spitzenwertbildung und das Nachschwingen einzuschränken. Um den Einfluss der Induktivität L so weit wie möglich zu unterdrücken und den Wert der Resonanzkonstante Q gegen 1 zu steuern, wird üblicherweise ein Widerstand zu L in Reihe geschaltet. Da beispielsweise eine Source-Folger-Schaltung ein freies Steuern eines äquivalenten elektrischen Widerstands durch Werte des elektrischen Stroms ermöglicht, ist in bestimmten Fällen auch statt des Widerstandes eine Source-Folger-Schaltung zwischengeschaltet. Es soll eine Konfiguration untersucht werden, die statt des Widerstandes die Source-Folger-Schaltung enthält.
8 ist eine schematische Darstellung, die ein Beispiel für die Treiberschaltung für die Laserdiode mit Hilfe einer einfachen Source-Folger-Schaltung zeigt, und 9 ist eine schematische Darstellung, die eine zu 8 äquivalente Schaltung zeigt. Das Ergebnis der theoretischen Berechnung der Resonanzkonstante Q bei dieser Schaltung ist weiter unten zu finden. Bei der nachfolgenden Erläuterung stehen g_m1 und g_m2 für die Gegenwirkleitwerte, gd₁ für den Drain-Leitwert, L für die Induktivität und C für die Kapazitäten.
Mit Hilfe der Beziehung V_gs1 = V_in – V_out kann die Gleichung (13) folgendermaßen umgeschrieben werden:
Für Gleichung (14) kann, da sC_out ≈ 30 mS bei g_m2 ≈ 200 mS und f = 1 GHz, angenommen werden, dass g_m2 >> sC_out.
Durch Einsetzen von Gleichung (14)' in Gleichung (13)' erhält man folgende Beziehung:
–Vingm1+ gm1Vout + Vout(1 + sLgm2)(gd1 + sC1) + gm2Vout = 0 (18)
Dementsprechend kann V_out/V_in folgendermaßen abgeleitet werden:
Daraus erhält man s, ω₀ und Q auf folgende Weise:
Bei dem obigen Berechnungsergebnis hat sich die Resonanzfrequenz ω₀ ein wenig erhöht, Q selbst jedoch wurde in keiner Weise beeinflusst. Und zwar wurde festgestellt, dass sich die Resonanzkonstante Q selbst nicht in Abhängigkeit davon veränderte, ob es sich bei der Stromquelle um die gemeinsame Source des PMOS-FET oder die gemeinsame Drain-Schaltung des NMOS-FET handelte, und dass dies geringe Auswirkungen hatte. Da der Wert von Q selbst nicht einmal durch den Versuch, den Einfluss von L durch das oben beschriebene Verfahren des einfachen Zwischenschaltens des Widerstandes R zu steuern, unterdrückt werden konnte, war es schwierig, die Spitzenwertbildung und das Nachschwingen einzuschränken. Da sich, um diese Probleme zu lösen, die Anzahl der Abschnitte erhöhte, die mit elektrischem Strom versorgt werden mussten, war es außerdem auch schwierig, die Schaltung mit der geringen Versorgungsspannung von 3,3 V oder dergleichen anzutreiben.
US-PS Nr. 5,898,334 offenbart ein Verfahren für das Verringern der parasitären Kapazität mit Hilfe einer einzigen Treiberquelle, dieses Verfahren setzt jedoch voraus, dass MQ1 klein und die Steuerspannung hoch ist. Aus diesem Grund ist es notwendig, eine Spannung von 5 V oder mehr zu verwenden, was das Antreiben bei einer geringen Versorgungsspannung schwierig macht und das Problem der Wärmeerzeugung aufwirft.
Die vorliegende Erfindung wurde unter solchen Gegebenheiten ausgeführt, und eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Treiberschaltung für ein lichtemittierendes Bauelement zur Verfügung zu stellen, die das Antreiben bei einer geringen Versorgungsspannung ermöglicht, ohne dass es zu einem Nachschwingen und einer Spitzenwertbildung kommt und mit nur geringem Einfluss der Ausbeute und der Verteilung.
Eine Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist in Anspruch 1 definiert.
In diesem Fall ist eine Spannung Vgs zwischen dem Steueranschluss des NMOS-FET der ersten Source-Folger-Schaltung und dem Source-Anschluss dahinter proportional zu einer Spannung Vgs zwischen dem Steueranschluss und dem Source-Anschluss des ersten PMOS-FET, bei dem der Steueranschluss mit dem Knoten hinter der ersten Source-Folger-Schaltung verbunden ist. Aus diesem Grund ist, während ein in jedem MOS-FET fließender elektrischer Strom der Spannung Vgs zwischen dem Steueranschluss und dem Source-Anschluss entsprechend bestimmt wird, der in dem ersten PMOS-FET fließende elektrische Strom proportional zu dem in dem NMOS-FET fließenden elektrischen Strom. Andererseits wird der in dem ersten PMOS-FET fließende elektrische Strom der Eingangsspannung am Steueranschluss des zweiten PMOS-FET entsprechend bestimmt. Dementsprechend wird der in dem ersten PMOS-FET und der in dem NMOS-FET fließende elektrische Strom konstant, wenn eine feste Spannung am Steueranschluss des zweiten PMOS-FET angelegt wird.
Das Potential an dem Knoten zwischen der hinteren Seite des NMOS-FET der ersten Source-Folger-Schaltung und dem lichtemittierenden Bauelement kann in Abhängigkeit von den Zuständen des lichtemittierenden Bauelements und der Peripherieschaltungen variieren, aber selbst bei einer solchen Schwankung variiert der im NMOS-FET fließende elektrische Strom kaum, solange der in dem ersten PMOS-FET fließende elektrische Strom konstant gehalten wird. Da der Faktor Q der Schaltung in Abhängigkeit von dem im NMOS-FET fließenden elektrischen Strom variiert, kann der Faktor Q, wenn die Konstanten der Schaltungskomponenten so gewählt werden, dass der Faktor Q niedrig ist, durch die Verwendung der Treiberschaltung der vorliegenden Konfiguration auf einem niedrigen Niveau gehalten werden.
Da die Resonanzkonstante Q wie oben beschrieben bei der vorliegenden Treiberschaltung klein gehalten werden kann, wird es möglich, das Nachschwingen und die Spitzenwertbildung zu unterdrücken und das lichtemittierende Bauelement auf einer stabilen Grundlage anzutreiben. Da die Anzahl der Komponenten verringert werden kann, ist es möglich, den Einfluss von Ausbeute und Verteilung sowie die Kosten zu reduzieren. Da die Impedanz niedrig ist, kann auch die Steuerspannung niedrig eingestellt werden, wodurch ein Antreiben mit der geringen Versorgungsspannung möglich wird. Des Weiteren ist es nicht notwendig, wie zuvor die Konfiguration für das Verringern der parasitären Kapazität einzusetzen, da keine Probleme entstehen – nicht einmal mit geringer parasitärer Kapazität.
Bei der Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement wird der elektrische Strom nicht direkt auf einen hohen Pegel erhöht, sondern stattdessen bevorzugt stufenweise an das lichtemittierende Bauelement angelegt, beispielsweise in einem stufenförmigen Muster aus ungefähr vier Schritten.
Dann ist die Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Gruppe von PMOS-FETs umfasst, die dem lichtemittierenden Bauelement über den Knoten hinter der ersten Source-Folger-Schaltung des Weiteren einen Treiberstrom zuführen. Und zwar kann, wenn der Treiberstrom dem lichtemittierenden Bauelement von der Gruppe PMOS-FETs zugeführt wird, der dem lichtemittie renden Bauelement insgesamt zugeführte Treiberstrom erhöht werden.
Wenn der Treiberstrom dem lichtemittierenden Bauelement bei dieser Konfiguration beispielsweise in vier Schritten zugeführt wird, ist der Treiberstrom der ersten Stufe durch die Verwendung der ersten und der zweiten Source-Folger-Schaltung und des zweiten PMOS-FET gegeben, wodurch es möglich wird, die Resonanzkonstante Q niedrig zu halten, das Nachschwingen und die Spitzenwertbildung zu unterdrücken und ein stabiles Antreiben des lichtemittierenden Bauelements zu realisieren. In diesem Fall können die Erhöhungen des Treiberstroms bei den restlichen drei Schritten dadurch implementiert werden, dass die Gruppe PMOS-FETs sequentiell aktiviert wird. Da der oben erwähnte Aufbau für die Einschränkung der Variation beim Faktor Q bei der Gruppe PMOS-FETs bei der vorliegenden Konfiguration nicht mehr benötigt wird, können die Anzahl der Komponenten verringert, der Einfluss von Ausbeute und Produktverteilung sowie die Kosten reduziert werden.
Da die Impedanz niedrig ist, kann auch die Steuerspannung niedrig eingestellt werden, wodurch ein Antreiben mit der geringen Versorgungsspannung möglich wird. Des Weiteren ist es nicht notwendig, wie zuvor die Konfiguration für das Verringern der parasitären Kapazität einzusetzen, da keine Probleme entstehen – nicht einmal mit geringer parasitärer Kapazität.
Bei der vorliegenden Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement weist der Gegenwirkleitwert der ersten Source-Folger-Schaltung, die den NMOS-FET umfasst, einen Wert im Bereich von 10 mS (Millisiemens) bis 100 mS auf.
Da der Gegenwirkleitwert der Source-Folger-Schaltung, die den NMOS-FET umfasst, einen Wert im Bereich von 10 mS bis 100 mS aufweist, kann die Resonanzkonstante Q niedrig gehalten werden.
Eine lichtemittierende Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst ein lichtemittierendes Bauelement und die Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement in einer der oben beschriebenen Konfigurationen.
Durch diese Konfiguration kann das Nachschwingen und die Spitzenwertbildung unterdrückt und eine stabile Lichtemission realisiert werden. Da die Anzahl der Komponenten verringert werden kann, wird es möglich, den Einfluss von Ausbeute und Verteilung zu reduzieren sowie die Kosten zu verringern. Da die Impedanz niedrig ist, kann auch die Steuerspannung niedrig eingestellt werden, wodurch ein Antreiben mit der geringen Versorgungsspannung möglich wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1A ist eine schematische Darstellung, die eine Konfiguration einer Treiberschaltung für ein lichtemittierendes Bauelement gemäß einer Ausführungsform zeigt.
1B ist ein Schaltplan für den Teil um die Laserdiode.
2 ist eine schematische Darstellung, die eine äquivalente Schaltung des Source-Folger-Schaltungsteils zeigt.
3A ist eine grafische Darstellung (Simulation), die für das lichtemittierende Bauelement gemäß der Ausführungsform die Abhängigkeit des Treiberstroms in der Treiberschaltung von der Zeit zeigt.
3B ist eine grafische Darstellung (tatsächliche Messwerte), die für das lichtemittierende Bauelement gemäß der Ausführungsform die Abhängigkeit des Treiberstroms in der Treiberschaltung von der Zeit zeigt.
3C ist eine grafische Darstellung (tatsächliche Messwerte), die für ein lichtemittierendes Bauelement gemäß einem Vergleichsbeispiel die Abhängigkeit des Treiberstroms in einer Treiberschaltung von der Zeit zeigt.
4 ist eine schematische Darstellung, die eine Konfiguration einer konventionellen Treiberschaltung für ein lichtemittierendes Bauelement zeigt, die als Vergleichsbeispiel dient.
5 ist eine schematische Darstellung, die das Ergebnis der Simulation bei der konventionellen Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement zeigt.
6 ist eine schematische Darstellung, die ein Beispiel für die Treiberschaltung der Laserdiode mit Hilfe eines PMOS-FET zeigt.
7 ist eine schematische Darstellung, die eine äquivalente Schaltung zu 6 zeigt.
8 ist eine schematische Darstellung, die ein Beispiel für die Treiberschaltung der Laserdiode mit Hilfe einer einfachen Source-Folger-Schaltung zeigt.
9 ist eine schematische Darstellung, die eine äquivalente Schaltung zu 8 zeigt.
BESTE ART DER AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG
1A ist eine schematische Darstellung, die eine Konfiguration der Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement zeigt, bei der die Laserdiode (lichtemittierendes Bauelement) 1 als bipolarer Transistor dargestellt ist.
1B ist ein Schaltplan für den Teil um die Laserdiode 1. Und zwar ist die Laserdiode 1 als Transistor dargestellt, bei dem der Kollektor und die Basis zur Vereinfachung der Erläuterung in 1A kurzgeschlossen sind, sie sollte jedoch wirklich durch das in 1B gezeigte Symbol angezeigt werden.
Die Laserdiode 1 ist auf der Kathodenseite mit Masse und ein Source-Anschluss der Source-Folger-Schaltung 2 aus einem NMOS-FET (Feldeffekttransistor) mit der Anodenseite der Laserdiode 1 verbunden. Ein Steueranschluss der Source-Folger-Schaltung 3 aus einem PMOS-FET (Feldeffekttransistor) ist mit dem Source-Anschluss der Source-Folger-Schaltung 2 aus dem NMOS-FET verbunden. Ein PMOS-FET 4 ist mit einem Source-Anschluss der Source-Folger-Schaltung 3 aus dem PMOS-FET verbunden und versorgt die Source-Folger-Schaltung 3 aus dem PMOS-FET mit Strom. Die Source-Folger-Schaltung 3 aus dem PMOS-FET und der PMOS-FET 4 bilden einen Source-Folger-Teil 5 als Rückkopplungsschaltung.
Eine Leitung 6 mit einer Induktivität L verbindet die Laserdiode 1 mit der Source-Folger-Schaltung 2 aus dem NMOS-FET. Da das Betreiben der Laserdiode 1 als elektrische Schaltung ungefähr wie ein Transistor behandelt werden kann, wird davon ausgegangen, dass es sich um einen Transistor handelt, und es wird ein Kondensator C_out mit dem Emitter und dem Kollektor dieses Transistors verbunden. Es sind drei PMOS-FETs 7a, 7b, 7c für das Antreiben der Laserdiode 1 zu dem Source-Anschluss der Source-Folger-Schaltung 2 aus dem NMOS-FET parallel geschaltet und bilden eine PMOS-FET-Schaltung 8.
Ein an einem Ende mit Masse verbundener Kondensator C₁ ist zwischen den Source-Anschluss der Source-Folger-Schaltung 2 aus dem NMOS-FET und die PMOS-FET-Schaltung 8 geschaltet. Die Source der PMOS-FETs 4, 7a, 7b, 7c und der Drain des NMOS-FET 2 sind mit einem Stromversorgungspotential verbunden.
2 ist eine schematische Darstellung, die eine äquivalente Schaltung zu dem Source-Folger-Teil 5 zeigt. Das Ergebnis der theoretischen Berechnung der Resonanzkonstante Q in dieser Schaltung wird weiter unten präsentiert. Bei der nachfolgenden Erläuterung stehen g_ms1 und g_ms2 für die Gegenwirkleitwerte, gd₁ für den Drain-Leitwert, L für die Induktivität und C für die Kapazitäten.
Mit Hilfe der Beziehung V_gs1 = V_in – V_out kann die Gleichung (23) folgendermaßen umgeschrieben werden:
Des Weiteren gilt folgende Beziehung:
Aus den obigen Gleichungen kann man die folgende Beziehung erhalten:
Hinsichtlich Gleichung (23) weist der Gegenwirkleitwert g_m1 der Source-Folger-Schaltung 2 aus dem NMOS-FET einen Wert im Bereich von 10 mS bis 100 mS auf. Dadurch kann die Resonanzkonstante Q niedrig werden. Wenn man hinsichtlich Gleichung (24) annimmt, dass g_ms ungefähr 200 mS beträgt und f = 1 GHz, dann beträgt sC_out ungefähr 30 mS, und man kann davon ausgehen, dass g_m2 >> sC_out.
Vout – V1 = –sLVoutgm2 (28) V1 = Vout(1 + sLgm2) (24)'
Durch Einsetzen von Gleichung (24)' in Gleichung (23)' und Gliedern erhält man folgende Beziehung:
Da g_m2 ungefähr 200 mS und gd₁ 1 mS beträgt, ist g_m2 >> gd₁, und somit sieht V_out/V_in folgendermaßen aus:
Daraus erhält man auf folgende Weise ω₀ und Q:
Wenn man annimmt, dass f₀ = 1,12 GHz, dann ist ω₀ ca. 7 G, g_m1/C₁ ca. 14,7 G, gd₁/C₁ ca. 0,5 G und 1/Lg_m2 ca. 0,5 G. Aus dem Wert von Q wird dann ca. 0,445. Aus diesem Ergebnis ist zu erkennen, dass die Impedanz der Source-Folger-Schaltung schließlich bewirkt, dass sich die Resonanzkonstante Q aufgrund des Effekts der Rückkopplungsschleife verringert. Und zwar bewirkt der Nenner der Resonanzkonstante Q, da er die Impedanzkomponente der Source-Folger-Schaltung enthält, eine Verringerung von Q.
Die vorliegende Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement umfasst Folgendes: die erste Source-Folger-Schaltung 2, die den NMOS-FET (2) mit dem Steueranschluss umfasst, der so ausgelegt ist, dass er dem lichtemittierenden Bauelement 1 der Eingangsspannung am Steueranschluss entsprechend den Treiberstrom zuführt, die zweite Source-Folger-Schaltung 3, die den ersten PMOS-FET (3) mit dem Steueranschluss umfasst, der mit dem Knoten (V1) hinter der ersten Source-Folger-Schaltung 2 verbunden ist, und den zweiten PMOS-FET (4) mit dem Steueranschluss, der so ausgelegt ist, dass er der zweiten Source-Folger-Schaltung 3 der Eingangsspannung am Steueranschluss entsprechend elektrischen Strom zuführt, und ist dadurch gekennnzeichnet, dass das Potential zwischen dem ersten PMOS-FET (3) und dem zweiten PMOS-FET (4) dem Steueranschluss des NMOS-FET (2) als Eingangsspannung zugeführt wird.
Die Spannung Vgs zwischen dem Steueranschluss des NMOS-FET (2) der ersten Source-Folger-Schaltung 2 und dem Source-Anschluss dahinter ist proportional zu der Spannung Vgs zwischen dem Steueranschluss und dem Source-Anschluss des ersten PMOS-FET (3), bei dem der Steueranschluss mit dem Knoten (V1) hinter der ersten Source-Folger-Schaltung 2 verbunden ist. Aus diesem Grund ist, während ein in jedem MOS-FET fließender elektrischer Strom der Spannung Vgs zwischen dem Steueranschluss und dem Source-Anschluss entsprechend bestimmt wird, der in dem ersten PMOS-FET (3) fließende elektrische Strom proportional zu dem in dem NMOS-FET (2) fließenden elektrischen Strom.
Andererseits wird der in dem ersten PMOS-FET (3) fließende elektrische Strom der Eingangsspannung am Steueranschluss des zweiten PMOS-FET (4) entsprechend bestimmt. Daher wird der in dem ersten PMOS-FET (3) und der in dem NMOS-FET (2) fließende elektrische Strom konstant, wenn die konstante Spannung am Steueranschluss des zweiten PMOS-FET (4) angelegt wird.
Das Potential an dem Knoten (V1) zwischen der hinteren Seite des NMOS-FET (2) der ersten Source-Folger-Schaltung und der Laserdiode 1 kann in Abhängigkeit von den Zuständen der Laserdiode 1 und der Peripherieschaltungen variieren, aber selbst bei einer solchen Schwankung variiert der im NMOS-FET (2) fließende elektrische Strom kaum, solange der in dem ersten PMOS-FET (3) fließende elektrische Strom konstant gehalten wird. Da der Faktor Q der Schaltung in Abhängigkeit von dem im NMOS-FET (2) fließenden elektrischen Strom variiert, kann der Faktor Q, wenn die Konstanten der Schaltungskomponenten so gewählt werden, dass der Faktor Q niedrig ist, durch die Verwendung der Treiberschaltung der vorliegenden Konfiguration auf einem niedrigen Niveau gehalten werden.
Da die Resonanzkonstante Q wie oben beschrieben bei der vorliegenden Ausführungsform klein gehalten werden kann, wird es möglich, das Nachschwingen und die Spitzenwertbildung zu unterdrücken und ein stabiles Antreiben des lichtemittierenden Bauelements zu realisieren. Da die Anzahl der Komponenten verringert werden kann, ist es möglich, den Einfluss von Ausbeute und Produktverteilung sowie die Kosten zu reduzieren.
Da die Impedanz auf einen niedrigen Pegel gesteuert werden kann, kann die Steuerspannung niedrig eingestellt werden, wodurch ein Antreiben mit der geringen Versorgungsspannung möglich wird. Des Weiteren ist es nicht notwendig, wie zuvor die Konfiguration für das Verringern der parasitären Kapazität einzusetzen, da keine Probleme mit geringer parasitärer Kapazität entstehen.
Bei der in den 1A und 1B gezeigten Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement wird der elektrische Strom normalerweise nicht direkt auf einen hohen Pegel erhöht, sondern stattdessen stufenweise an die Laserdiode 1 angelegt, beispielsweise in einem stufenförmigen Muster aus ungefähr vier Schritten. Bei der vorliegenden Ausführungsform führt der Source-Folger-Teil 5 lediglich den elektrischen Strom aus dem ersten der vier Schritte über die Rückkopplungsschleife der Laserdiode 1 zu, und die Anstiege der restlichen drei Schritte werden durch die PMOS-FET-Schaltung 8 aus mehreren PMOS-FETs realisiert. Der Grund dafür besteht darin, dass die Impedanz, wenn der Impedanzpegel auf der ersten Stufe mit dem ursprünglichen, geringsten Strom auf einen niedrigen Zustand festgelegt worden ist, nicht weiter verringert zu werden braucht.
Und zwar fließt der elektrische Strom im ersten Schritt zunächst dadurch, dass die Gleichspannung Vg dem Steueranschluss des PMOS-FET (4) der ersten Stufe zugeführt wird, und danach werden die Spannungen Va, Vb und Vc nacheinander den Steueranschlüssen der PMOS-FETs 7a, 7b beziehungsweise 7c, die die PMOS-FET-Schaltung 8 bilden, zugeführt. Ein hoher Treiberstrom kann der Laserdiode 1 dadurch zugeführt werden, dass die Spannungsimpulse an den Steueranschlüssen dieser PMOS-FETs 4, 7a, 7b, 7c zeitlich richtig aufeinander abgestimmt werden. Und zwar ist die Höhe des der Laserdiode 1 zugeführten Treiberstroms von der Anzahl simultaner Impulse abhängig, und der Laserdiode 1 wird der maximale Treiberstrom zugeführt, wenn alle Impulse gleichzeitig stattfinden.
Um die vier Schritte bei dieser Konfiguration zu realisieren, kann die Resonanzkonstante Q dadurch, dass die Rückkopplungsschaltung nur in dem Teil des ersten Schrittes vorhanden ist, klein gehalten werden, wodurch es möglich wird, das Nachschwingen und die Spitzenwertbildung zu unterdrücken und das stabile Antreiben des lichtemittierenden Bauelements zu realisieren.
Bei dieser Konfiguration werden die restlichen drei Schritte wie zuvor durch das Antreiben mit der Gruppe aus PMOS-FETs 8 realisiert, wodurch die Anzahl der Komponenten verringert, der Einfluss von Ausbeute und Produktverteilung sowie die Kosten reduziert werden können. Da die Impedanz auf einen niedrigen Pegel gesteuert werden kann, kann die Steuerspannung niedrig eingestellt werden, wodurch ein Antreiben mit der geringen Versorgungsspannung möglich wird. Durch die Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement gemäß der vorliegenden Ausführungsform kann die Laserdiode 1 mit einer Steuerspannung von maximal 3,3 V angetrieben werden. In den Schaltungen können mehrere Laserdioden 1 angeordnet und parallel geschaltet sein.
3A ist eine grafische Darstellung (Simulation), die für das lichtemittierende Bauelement gemäß der Ausführungsform die Abhängigkeit des Treiberstroms in der Treiberschaltung von der Zeit zeigt. 3B ist eine grafische Darstellung (tatsächliche Messwerte), die für das lichtemittierende Bauelement gemäß der Ausführungsform die Abhängigkeit des Treiberstroms in der Treiberschaltung von der Zeit zeigt, wobei die Impulsbreite des Treiberstroms 9,76 ns beträgt. 3C ist eine grafische Darstellung (tatsächliche Messwerte), die die Abhängigkeit des Treiberstroms in der Treiberschaltung von der Zeit für das lichtemittierende Bauelement zeigt, das in 4 als Vergleichsbeispiel gezeigt ist.
Wie aus den 3A, 3B und 3C hervorgeht, kommt es bei der Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement gemäß der Ausführungsform im Vergleich zu dem Vergleichsbeispiel nur zu wenig Nachschwingen und geringer Spitzenbildung. Dies bestätigt, dass die Treiberschaltung die Laserdiode 1 auf angemessene Weise antreiben kann.
Da die Resonanzkonstante Q bei der oben beschriebenen Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement gemäß der vorliegenden Ausführungsform klein gehalten werden kann, indem man die Rückkopplungsschleife für die Source-Folger-Schaltung aus dem NMOS-FET verwendet, wird es möglich, das Nachschwingen und die Spitzenwertbildung zu unterdrücken und das stabile Antreiben der Laserdiode 1 zu realisieren. Da die Anzahl der Komponenten verringert werden kann, ist es möglich, den Einfluss der Ausbeuteverteilung sowie die Kosten zu reduzieren. Da die Impedanz auf einen niedrigen Pegel gesteuert werden kann, kann die Steuerspannung niedrig eingestellt werden, wodurch ein Antreiben mit der geringen Versorgungsspannung möglich wird. Des Weiteren ist es nicht notwendig, wie zuvor die Konfiguration für das Verringern der parasitären Kapazität einzusetzen, da keine Probleme entstehen – nicht einmal mit geringer parasitärer Kapazität.
Die Treiberschaltung für das lichtemittierende Bauelement gemäß der vorliegenden Erfindung ist wie oben beschrieben mit folgendem Aufbau konstruiert: mit der aus dem NMOS-FET bestehenden Source-Folger-Schaltung, die mit der Anodenseite des lichtemittierenden Bauelements verbunden und so ausgelegt ist, dass sie das lichtemittierende Bauelement direkt antreibt, der Source-Folger-Schaltung, die aus dem PMOS-FET besteht, dessen Steueranschluss mit dem Source-Anschluss der aus dem NMOS-FET bestehenden Source-Folger-Schaltung verbunden ist, und dem PMOS-FET, der so ausgelegt ist, dass er den elektrischen Strom der aus dem PMOS-FET bestehenden Source-Folger-Schaltung zuführt.
Durch diese Konfiguration wird die Resonanzkonstante Q klein gehalten, und es wird somit möglich, das Nachschwingen und die Spitzenwertbildung zu unterdrücken und ein stabiles Antreiben des lichtemittierenden Bauelements zu realisieren. Da die Anzahl der Komponenten verringert werden kann, ist es möglich, den Einfluss der Ausbeuteverteilung sowie die Kosten zu reduzieren. Da die Impedanz auf einen niedrigen Pegel gesteuert werden kann, kann die Steuerspannung niedrig eingestellt werden, wodurch ein Antreiben mit der geringen Versorgungsspannung möglich wird. Des Weiteren ist es nicht notwendig, wie zuvor die Konfiguration für das Verringern der parasitären Kapazität einzusetzen, da keine Probleme entstehen – nicht einmal mit geringer parasitärer Kapazität.
GEWERBLICHE ANWENDBARKEIT
Die vorliegende Erfindung kann für eine Treiberschaltung für ein lichtemittierendes Bauelement angewendet werden.

Claims

Treiberschaltung für ein lichtemittierendes Baulement (1), die Folgendes umfasst: eine erste Source-Folger-Schaltung, die einen NMOS-FET (2) mit einem Steueranschluss umfasst, der so ausgelegt ist, dass er dem lichtemittierenden Bauelement einer Eingangsspannung (V_in) am Steueranschluss entsprechend einen Treiberstrom zuführt, eine zweite Source-Folger-Schaltung (5), die einen ersten PMOS-FET (3) mit einem Steueranschluss umfasst, der mit einem Knoten hinter der ersten Source-Folger-Schaltung verbunden ist, und einen zweiten PMOS-FET (4) mit einem Steueranschluss, der so ausgelegt ist, dass er der zweiten Source-Folger-Schaltung einer Eingangsspannung (V_g) am Steueranschluss des zweiten PMOS-FET (4) entsprechend elektrischen Strom zuführt, wobei ein Potential zwischen dem ersten PMOS-FET (3) und dem zweiten PMOS-FET (4) dem Steueranschluss des NMOS-FET (2) als Eingangsspannung (V_in) zugeführt wird und das lichtemittierende Bauelement (1) über eine Leitung (6), die eine Induktivität aufweist, mit dem Knoten verbunden ist.
Treiberschaltung nach Anspruch 1, bei der ein Gegenwirkleitwert der Source-Folger-Schaltung (2), die den NMOS-FET umfasst, einen Wert im Bereich von 10 mS bis 100 mS aufweist.
Treiberschaltung nach Anspruch 1, die eine Gruppe von PMOS-FET (8) umfasst, die dem lichtemittierenden Bauelement (1) über den Knoten hinter der ersten Source-Folger-Schaltung (2) des Weiteren einen Treiberstrom zuführen.
Lichtemittierende Vorrichtung, die das lichtemittierende Bauelement (1) und die Treiberschaltung nach Anspruch 1 umfasst.