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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Operationsverstärkeranordnung,
die einen Schaltkreis zur Einstellung des Ausgangs-Ruhestroms dieser Operationsverstärkeranordnung
enthält,
wie im Oberbegriff von Anspruch 1 weiter beschrieben wird.
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Eine
solche Operationsverstärkeranordnung ist
in der Technik bereits bekannt, z. B. aus dem Artikel "A 3.3 V Lowdistortion
ISDN Line Driver with a Novel Quiescent Current Control Circuit", von H. Casier, P.
Wouters, B. Graindourze und D. Sallaerts, IEEE Journal of Solid-State
Circuits, Vol. 33, Nr. 7, Juli 1998, Seite 1130–1133. Darin wird auf Seite
1132 eine Verstärkeranordnung,
die einen Schaltkreis zur Ruhestromeinstellung enthält, gezeigt
und beschrieben. Im Wesentlichen werden die Ströme, die in jeden der beiden
Ausgangszweige der Ausgangsstufe des Operationsverstärkers fließen, gemessen
und in einem Komparator verglichen, der aus einem einfachen Inverter
und einem Überkreuzungs-Detektor besteht.
Darin wird ein Vergleich mit einem Referenzstrom Iref durchgeführt. Das
Ausgangssignal des Komparators wird über einen Ladungspumpen-Schaltkreis,
der einen Halte-Kondensator abhängig
vom Ausgangssignal des Komparators lädt oder entlädt, zurück an die
Eingangsstufe der Verstärkeranordnung
geführt:
Wenn beide gemessenen Ausgangsströme größer als der Ziel-Referenzstrom oder
der Ruhestrom sind, wird der Kondensator entladen; wenn beide gemessenen
Ausgangsströme kleiner
als der Ziel-Referenzstrom sind, wird der Kondensator geladen. Die
Ladung des Kondensators wird ferner über einen Puffer und Abschwächer in eine
Spannungsdifferenz zwischen den positiven Eingangsanschlüssen beider
Fehlerverstärker
umgewandelt, welche die Stufe vor der Ausgangsstufe bildet. Diese
Spannungsdifferenz kann als gemeinsame Änderung der einzelnen Eingangs-Offsetspannungen
beider Verstärker
betrachtet werden.
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Ein
Nachteil dieses Verfahrens nach dem Stand der Technik ist, dass
es auf dem Betrieb der Verstärkeranordnung
und auf der Geschwindigkeit der Stromüberwachungs- und Vergleichs-Schaltkreise und
der Regelungs-Schaltkreise, d. h. der Überkreuzungs-Detektor- und
der Ladungspumpen-Schaltkreise beruht. Wie in Spalte 1 auf Seite 1132
des Artikels mit dem Stand der Technik explizit zitiert wird, wird
der Ruhestrom in der Tat während des Übergangs
der Ausgangstreiber in den Ruhezustand abgetastet, wobei dies keine
Beschränkung dieser
Ruhestrom-Regelung ist, solange der Überkreuzungs-Detektor- und der Ladungspumpen-Schaltkreis
schnell genug sind, den Übergängen des
Eingangssignals zu folgen.
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Dies
führt jedoch
zu einem höheren
Stromverbrauch. Ein weiterer Nachteil dieses Schaltkreises und Verfahrens
nach dem Stand der Technik ist, dass es nicht genau genug ist, insbesondere
für Anwendungen
von xDSL-Leitungstreibern. Mit xDSL sind alle Arten von DSL-(Digital
Subscriber Line)-Anwendungen
gemeint, wie z. B. ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line), VDSL
(Very High Speed Digital Subscriber Line) und weitere DSL-Anwendungen.
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Außerdem erfolgt
die Aktualisierung der Spannungen, die den Pegel des Ruhestroms
regeln, in dem Moment des Nulldurchgangs der Ausgangsspannung, was
Störungen
hervorruft. Für
z. B. ISDN-Anwendungen, wie sie in dem Artikel mit dem Stand der
Technik erwähnt
werden, ist dies noch akzeptierbar. Für die oben erwähnten xDSL-Anwendungen
bestehen jedoch strengere Anforderungen an Störungen als ISDN-Anwendungen,
so dass in diesen Bereichen das Verfahren nach dem Stand der Technik
nicht mehr eingesetzt werden kann.
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Operationsverstärker-Anordnung
bereitzustellen, die einen Schaltkreis zur Regelung des Ruhestroms
einer Ausgangsstufe dieser Operationsverstärker-Anordnung des oben angegebenen,
bekannten Typs enthält,
die aber im Vergleich zu dem erwähnten
Verfahren und Schaltkreis einen besseren Wirkungsgrad und eine höhere Genauigkeit
aufweist, und die auch zu weniger Störungen als das Verfahren nach
dem Stand der Technik führt.
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Gemäß der Erfindung
wird dieses Ziel durch die Eigenschaften des charakteristischen
Teils von Anspruch 1 erreicht, da eine digitale Regelung im Allgemeinen
die Präzision
bezüglich
der analogen Regelung, die vom Verfahren nach dem Stand der Technik
durchgeführt
wird, erhöht.
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Durch
Vergleich der beiden Ausgangsströme in
den beiden Serien-Zweigen der Ausgangsstufe und dadurch, dass man
die Regelung der Offsetspannung abhängig von diesem Vergleich sein
lässt, kann
man eine viel bessere Genauigkeit als bei dem System nach dem Stand
der Technik erhalten.
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Im
Gegensatz zum Stand der Technik, der nur eine Regelung der beiden
Ruheströme
erlaubt, die im Gleichtaktbetrieb möglich ist, wobei beide nur größer oder
kleiner, aber nicht gleich gemacht werden können, ist das vorliegende Verfahren
viel genauer.
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Mit
einer differentiellen Abstimmung der Eingangs-Offsetspannungen ist eine gleichzeitige
Abstimmung beider Eingangs-Offsetspannungen beider Differenzverstärker der
vorherigen Stufe gemeint, so dass wenn eine Offsetspannung eines
der beiden Differenzverstärker
um einen bestimmten Betrag erhöht
wird, die andere Eingangs-Offsetspannung des anderen Verstärkers um
denselben Betrag verringert wird.
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Ein
weiteres charakteristisches Merkmal ist, dass das digitale Steuerungsmodul
angepasst ist, eine Ruhestrom-Regelungs-Sequenz
zu erzeugen, die von einer Anfangsbedingung beginnt.
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Auf
diese Weise wird eine sehr sichere Kalibrierungsprozedur erzielt,
die eine noch genauere Steuerung des Ruhestroms erlaubt.
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Eine
weitere charakteristische Eigenschaft der vorliegenden Erfindung
ist, dass die Anfangsbedingung so ist, dass nur ein kleiner oder
vernachlässigbarer
Strom in die Ausgangsstufen-Zweige fließt, wie in Anspruch 3 beschrieben, und
dass ausgehend von diesem Punkt die Ausgangs-Ruheströme gemeinsam
und allmählich
erhöht
werden, bis die Strommessungs- und
Vergleichs-Einrichtung erkennt, dass beide Ausgangsströme beide
größer oder
gleich dem vorher festgelegten Referenzstrom sind, wie in Anspruch
4 dargelegt.
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Durch
dieses Verfahren, das vom digitalen Steuerungsmodul durchgeführt wird,
erreichen oder überschreiten
beide Ausgangsströme
dann den vorher festgelegten Referenzwert. Im Gegensatz zu dem Verfahren
des Standes der Technik, bei dem die SUMME beider Ausgangsströme der Auslöser zur Änderung
des Eingangs-Offset-Wertes war, erlaubt die vorliegende Erfindung
eine genauere Feinabstimmung auf der Grundlage des individuellen
Stromwertes.
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Im
Allgemeinen umfasst diese erste Phase eine Grobregelung, die schnell
ist. Die tatsächlichen Ströme übersteigen
dabei im Allgemeinen den Ziel-Referenzwert beträchtlich aufgrund der physikalischen
Gesetze, welche die Strom-Spannungs-Charakteristik der Ausgangstransistoren
bestimmen. Diese großen
Ströme
sind jedoch vorteilhaft, da sie ein Aufwärmen des Schaltkreises garantieren,
so dass alle möglichen Änderungen
oder Schwankungen der Ruheströme,
die durch Temperaturänderungen
hervorgerufen werden, während
der nächsten
Phasen der Kalibrierung minimiert werden.
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Nachdem
das Ende des ersten Regelungszyklus erreicht ist, erfolgt die weitere
Feinabstimmung beider Ströme,
um sie einander gleich zu machen, wie in Anspruch 5 dargelegt wird.
Im Spannungsbereich betrachtet führt
dies zur Beseitigung aller Ausgangs-Offsets am Ausgangsanschluss
der Verstärkeranordnung.
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Auf
diesen Schritt folgt dann eine weitere gemeinsame Feinregelung der
Werte des Ruhestroms, bis sie beide gleich oder kleiner als der
Ziel-Referenzwert werden, wie in Anspruch 6 beschrieben.
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Regelungszyklus
zwei garantiert somit, dass die Ausgangsströme gleich sind, wobei sie immer noch
ziemlich groß sind,
während
im dritten Regelungszyklus die einander gleichen Ströme weiter
allmählich
verringert werden, bis sie den Zielwert erreichen. Die Granularität der Regelung
der Eingangs-Offsetspannungen während
des dritten Zyklus ist dadurch viel feiner als die Granularität der Regelung
während
des ersten Zyklus, was zu einer viel präziseren Regelung führt.
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Die
Erfindung betrifft auch den Ruhestrom-Regelungs-Schaltkreis, der im Operationsverstärker der
vorliegenden Erfindung enthalten ist, sowie das Verfahren zur Regelung
des Ruhestroms, wie es von dem oben erwähnten Ruhestrom-Regelungs-Schaltkreis ausgeführt wird.
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Es
wird darauf hingewiesen, dass der in den Ansprüchen benutzte Begriff "gekoppelt" nicht so interpretiert
werden darf, als ob er auf direkte Verbindungen begrenzt wäre. Der
Umfang des Ausdrucks "eine
Vorrichtung A, die mit einer Vorrichtung B gekoppelt ist" darf nicht auf Vorrichtungen
oder Systeme begrenzt werden, bei denen ein Ausgang von Vorrichtung
A direkt an einen Eingang von Vorrichtung B angeschlossen ist. Er
bedeutet, dass ein Pfad zwischen einem Ausgang von A und einem Eingang von
B vorhanden ist, der ein Pfad sein kann, welcher andere Vorrichtungen
oder Mittel enthält.
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Es
wird darauf hingewiesen, dass der in den Ansprüchen benutzte Begriff "enthält" nicht so interpretiert
werden darf, als ob er auf die danach aufgelisteten Mittel oder
Schritte begrenzt wäre.
Der Umfang des Ausdrucks "eine
Vorrichtung, die Mittel A und Mittel B enthält" darf nicht auf Vorrichtungen begrenzt
werden, die nur aus den Komponenten A und B bestehen. Er bedeutet
bezüglich
der vorliegenden Erfindung, dass nur die Komponenten A und B der Vorrichtung
relevant sind.
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Die
oben angegebenen und weitere Ziele und Eigenschaften der Erfindung
werden deutlicher, und die Erfindung selbst wird am besten verstanden, wenn
man auf die folgende Beschreibung einer Ausführung in Verbindung mit den
begleitenden Zeichnungen Bezug nimmt, in denen:
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1 ein
Schaltbild einer Operationsverstärker-Anordnung OAA gemäß der Erfindung
ist,
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2 schematisch
die Ruhestrom-Kalibrierungs-Sequenz zeigt,
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3 eine
Implementation der Strommessungs- und Vergleichs-Mittel CSCM auf
Transistor-Ebene zeigt, wie in 1 gezeigt,
und
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4 die
Messergebnisse der Ruheströme und
der Ausgangsspannung der Operationsverstärker-Anordnung aus 3 zeigt.
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Die
Operationsverstärker-Anordnung
OAA, wie in 1 gezeigt, wird zum Beispiel
in ADSL- oder VDSL- oder allgemein in xDSL-Leitungstreibern eingesetzt.
ADSL ist die Abkürzung
für Asymmetric
Digital Subscriber Line (asymmetrische digitale Teilnehmeranschlussleitung),
während
VDSL die Abkürzung für Very High
Speed Digial Subscriber Line (digitale Teilnehmeranschlussleitung
mit sehr hoher Datenrate) ist. xDSL steht dabei für alle möglichen
Anwendungen digitaler Teilnehmeranschlussleitungen.
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Die
Anforderungen in diesen xDSL-Anwendungen sind sehr streng: Es muss
eine Lösung
gefunden werden, um geringe Kosten, einen geringen Leistungsverbrauch,
eine hohe Bitrate, eine kleine Bitfehlerrate und strenge Anforderungen
an Störungen
und Verzerrungen zu erfüllen.
Daher muss der Pegel des Ruhestroms der Ausgangsstufe sehr genau
geregelt werden, unabhängig
von Prozess- und Temperaturschwankungen und ein Einfluss auf den Signalpfad
muss vermieden werden.
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Die
Operationsverstärker-Anordnung
OAA der vorliegenden Erfindung ist dabei in der Lage, eine Lösung für die oben
erwähnten
Anforderungen zu liefern, wie im Folgenden erklärt wird.
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Die
Operationsverstärker-Anordnung
OAA, wie in 1 gezeigt, gehört zu einem
größeren Operationsverstärker, der
in 1 ebenfalls schematisch dargestellt ist und der
neben der Operationsverstärker-Anordnung
OAA eine gemeinsame Verstärkerstufe
A1 enthält,
die das Eingangssignal von einer Eingangssignal-Quelle empfängt, die
als vin gezeigt ist, zum Beispiel das von einem Prozessor empfangene
D/A-gewandelte ADSL-Signal. Der Ausgangsanschluss OUT dieses größeren Operationsverstärkers wird
dann mit der Lastimpedanz gekoppelt, die als Zload dargestellt ist.
Der in 1 gezeigte größere Verstärker hat
eine unsymmetrische Konfiguration. In Anwendungen, wie z. B. xDSL
wird diese Gesamt-Verstärker-Konfiguration
gedoppelt, um eine vollständig
differentielle Struktur zu erzeugen, wobei die Eingangs-Signalquelle vin
dann zwischen zwei gleichen Eingangsanschlüssen von zwei Eingangs-Verstärkern A1
angeschlossen wird, und wobei zwei Ausgangsanschlüsse dieser
vollständig
differentiellen Anordnung über
eine Hybridschaltung und einen Transformator mit den beiden Anschlüssen der
Leitung verbunden sind. Das Prinzip der Regelung des Ruhestroms
wird für
die asymmetrische Version erklärt;
für die
Differenz-Operationsverstärker-Konfiguration
wird dieses Prinzip für
die beiden Differenz-Teile gedoppelt. Neben den asymmetrischen und
der vollständig
differentiellen Konfigurationen sind weitere Verstärkerkonfigurationen
möglich, wie
sie einem Fachmann bekannt sind. Diese werden jedoch nicht weiter
beschrieben, da diese für
die Erfindung nicht wesentlich sind und da ein Fachmann in der Lage
ist, die Prinzipien der Erfindung in diesen anderen Konfigurationen
zu implementieren.
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Das
Ausgangssignal von A1 dient als Eingangssignal der Operationsverstärker-Anordnung OAA
der vorliegenden Erfindung. Der Ausgangsanschluss von A1 ist dabei
mit dem Eingangsanschluss IN der OAA verbunden. Die Operationsverstärker-Anordnung
enthält
die Offset-Verstärker
A2 und A3, die zusammen die Stufe bilden, die vor der letzten Ausgangstreiberstufe
OS liegt. Bei ADSL-Anwendungen, die strenge Linearitätsanforderungen
für Ausgangsverstärker haben,
besteht die OS im Allgemeinen aus einem Klasse-AB-Verstärker.
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Ein
solcher Klasse AB-Verstärker
besteht in seiner einfachsten Form im Wesentlichen aus einem p-Typ-Transistor
P1 in Reihe mit einem n-Typ-Transistor N1. In der in 1 gezeigten
Ausführung
sind sowohl P1, als auch N1 CMOS-Transistoren,
Implementationen in anderen Technologien, wie z. B. in Bipolartechnologie,
sind aber auch möglich.
Das Prinzip der Erfindung wird für
diesen Typ von Ausgangsverstärker
beschrieben, aber das Prinzip ist ebenso für jeden anderen Typ von Ausgangsverstärker möglich, der
zwei Zweige in Reihe hat, wie z. B. Klasse-B-Verstärker.
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Der
Ruhestrom ist als der Strom definiert, der in der Ausgangsstufe
OS fließt,
wenn kein Eingangssignal angelegt ist. Ein solcher Strom wird durch
die DC-Ruhestrom-Bedingungen definiert. Da Änderungen dieses Stroms sich
direkt zum Leistungsverbrauch addieren und die Leistungsfähigkeit
bezüglich Überkreuzungs-Verzerrungen
beeinflussen, muss der Wert des Ruhestroms so genau wie möglich eingestellt
werden. Darüber
hinaus müssen Änderungen
durch die Temperatur vermieden werden. Zu diesem Zweck wurde ein
neuer Ruhestrom-Regelungs-Schaltkreis,
abgekürzt
QCCC (Quiescent Current Control Circuit), entwickelt, der nun beschrieben werden
soll.
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Der
in 1 gezeigte Ruhestrom-Regelungs-Schaltkreis besteht
hauptsächlich
aus 3 getrennten Blöcken:
Einem ersten, mit CSCM bezeichneten Block, der eine Strommessungs-
und Vergleichs-Einrichtung darstellt, einem zweiten Block, der mit
DCM bezeichnet wird und ein digitales Regelungs-Modul darstellt,
und einem dritten Block, der schematisch durch drei einstellbare
Spannungsquellen dargestellt wird, von denen eine mit Vcom und die beiden
anderen mit Vdiff/2 bezeichnet werden, und die Schaltkreise zur
Einstellung der Eingangs-Offsetspannungen
der beiden Differenzverstärker
A2 und A3 der vorangehenden Stufen darstellen. In einer Ausführung der
vorliegenden Erfindung bestehen diese einstellbaren Spannungen aus
D/A-Wandlern. Andere Implementationen sind jedoch auch möglich und
werden daher nicht weiter beschrieben, da sie einem Fachmann gut
bekannt sind.
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Die
Strommessungs- und Vergleichs-Einrichtung CSCM ist hauptsächlich angepasst,
die Ströme
zu messen, die in die zwei getrennten Serien-Zweige der Ausgangsstufe
fließen,
d. h. die Ströme
durch P1 und N1, die mit Iqp und Iqn bezeichnet werden. Die CSM
ist ferner angepasst, beide Ströme mit
einem vorher festgelegten Referenzwert Iqref zu vergleichen, welcher
der Zielwert für
den Ruhestrom ist, und sie miteinander zu vergleichen, um festzustellen,
ob diese Ausgangsströme
gleich sind oder nicht.
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Die
Ergebnisse der ersten Vergleichsoperation, d. h. des Vergleichs
der einzelnen Ströme
Iqp und Iqn mit dem vorher festgelegten Ziel-Referenzwert Iqref,
sowie das Ergebnis der ersten Vergleichsoperation, d. h. des Vergleichs
von Iqp und Iqn miteinander, wird an das DCM über Signale gemeldet, die mit Out
1 und Out 2 bezeichnet werden.
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Ausführungen
einer solchen Strommessungs- und Vergleichs-Einrichtung sind zum Beispiel in 3 gezeigt.
Dieser Block besteht hauptsächlich aus
2 Strom-Komparatoren, einer gekoppelt mit dem Gate von P1, und der
andere gekoppelt mit dem Gate von N1. Welcher Komparator aktiv ist,
wird durch Steuerung der 3 Schalter sw1, sw2 und sw3 bestimmt, wobei
das entsprechende Steuersignal für diese
Schalter ebenfalls mit sw1, sw2 und sw3 bezeichnet wird. Die Steuersignale
werden vom digitalen Regelungs-Modul DCM erzeugt.
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Der
erste Komparator im CSCM besteht aus einem pMOS-Transistor MP1, der ein Spiegel-Transistor
von P1 ist, was bedeutet, dass der Strom durch MP1 proportional
zum Strom durch P1 ist, und einer ersten Referenz-Stromquelle Iqref.
Diese Referenz-Stromquelle ist mit demselben Proportionalitätsfaktor
wie die Ströme
durch P1 und MP1 proportional zum Ziel-Ruhestrom. Der zweite Komparator
von CSCM besteht aus nMOS-Transistor MN1, der ein Spiegel- Transistor von N1
ist, was bedeutet, dass der Strom durch MN1 proportional zum Strom
durch N1 ist. Wieder wird derselbe Proportionalitätsfaktor
benutzt, und letzterer wird auch für die zweite Referenz-Stromquelle
Iqref bezüglich
des Ziel-Ruhestroms
durch N1 benutzt. Für
die Klasse-AB-Ausgangsstufe OS sind die Ziel-Ruheströme durch
N1 und P1 und folglich beide Stromquellen Iqref, gleich.
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Wenn
sw1 so ist, dass der gleichnamige Schalter geschlossen ist, und
sw2 so ist, dass der gleichnamige Schalter geöffnet ist, wird der Strom durch
MP1 mit Iqref verglichen. Wenn der Strom größer ist, wird der Ausgang des
Verstärkers,
der mit dem Verbindungspunkt zwischen der Stromquelle Iqref und
MP1 verbunden ist, auf High-Pegel gelegt. Wenn der Strom durch MP1
kleiner als Iqref ist, wird out1 auf Low-Pegel liegen. Wenn gleichzeitig
sw3 so ist, dass der gleichnamige Schalter sw3 geschlossen ist,
wird auch der Strom durch MN1 mit Iqref verglichen, wobei das Ergebnis
durch den Wert von out2 angezeigt wird.
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Wenn
alle Schalter sw1, sw2 und sw3 geschlossen sind, wird der Strom
durch MP1 mit dem Strom durch MN1 verglichen. Wenn beide Ströme gleich
sind, fließt
der Strom durch MP1 in der Tat komplett durch MN1, und das Ausgangssignal
beider Verstärker
ist gleich. Wenn beide Ströme
MP1 und MN1 nicht gleich sind, ist das Ausgangssignal beider Verstärker unterschiedlich.
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Der
Schalter sw2 bestimmt somit den Vergleichs-Modus, und der Wert der
Ausgangssignale out1 und out2 in Kombination mit dem Wert von sw2 bestimmt
somit entweder den absoluten individuellen Vergleich der Stromwerte
mit der Referenz oder deren relative Differenz.
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Die
Ausgangssignale out1 und out2 werden an das digitale Regelungs-Modul
DCM geliefert, das als Reihenfolgesteuerungs-Einheit oder endlicher Automat dient,
der von einem Anfangszustand beginnt und eine Reihe aufeinander
folgender Steuerungs-Zyklen für
die Regelung des Ruhestroms durchläuft.
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Während die
verschiedenen Zyklen durchlaufen werden, werden spezielle Steuerungssignale vom
CSCM geliefert und von ihm empfangen und an die verschiedenen einstellbaren
Spannungsquellen geliefert, wie im Folgenden erklärt wird.
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Man
beachte, dass um die erforderliche Genauigkeit zu erzielen und den
Signalpfad nicht zu beeinflussen, die Ruhestrom-Regelung vorzugsweise arbeitet,
wenn an die Eingänge
beider Verstärker
A2 und A3 keine Signale angelegt sind, also wenn der Vorverstärker kein
Eingangssignal empfängt.
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Zu
Beginn erzeugt das DCM eine stabile Anfangsbedingung, in der die
Ausgangsströme
auf einen vorher festgesetzten kleinen Wert eingestellt werden.
Dies wird realisiert, indem die Steuersignale C1 an die Spannungsquellen,
die mit Vdiff/2 bezeichnet werden, auf den geeigneten Wert eingestellt
werden, so dass die mit VoffA2 und VoffA3 bezeichneten Eingangs-Offset-Werte ausreichend
hoch sind. Dies stellt sicher, dass die Ausgangsströme Iqp und
Iqn ausreichend klein sind, im Allgemeinen unter einem vorher festgelegten
Strom-Grenzwert, zum Beispiel 10 μA,
liegen.
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Für die Ausführung mit
den Verstärkern
und Spannungsquellen mit den in 1 gezeigten
Spannungs-Polaritäten und
wenn A2 und A3 invertierende Verstärker sind, wird Vdiff/2 ausreichend
hoch eingestellt, z. B. auf die Versorgungsspannung VDD. Durch den
invertierenden Betrieb von A2 und A3 wird der Ausgang von A2 auf
die Versorgungsspannung gesetzt, wodurch P1 ausgeschaltet wird.
Auf die gleiche Weise wird der Ausgang von A3 auf die kleinste mögliche Spannung
gesetzt, wodurch N1 ausgeschaltet wird.
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Nachdem
diese Anfangsbedingung eingestellt wurde, tritt das DCM in seinen
ersten Regelungszyklus ein, in dem die Ruheströme gleichzeitig erhöht werden,
bis sie ihren vorher festgelegten Zielwert Iqref erreichen oder
beide überschreiten.
Dies wird durch das DCM durchgeführt,
das den Wert von C1 so einstellt, dass der Wert von Vdiff/2 sich
verringert, wodurch die Eingangs-Offset-Werte von A2 und A3 allmählich abnehmen.
Gleichzeitig sendet das DCM die Steuersignale sw1 bis sw3 zum CSCM,
um letzteres zu informieren und einzustellen, die gespiegelten Ströme, die
direkt proportional zu den beiden individuellen Ausgangs-Ruheströmen Iqp
und Iqn sind, mit dem vorher festgesetzten Ziel-Strom Iqref zu vergleichen.
Solange die Ströme
unter diesem Zielwert liegen, meldet das CSCM dies mit den Steuersignalen
out1 und out2 an das DCM, worauf das DCM den Wert von C1 anpasst
und dadurch die Spannungsquellen weiter steuert, um Vdiff/2 zu verringern.
In der Ausführung,
in der die Spannungsquellen durch einen D/A-Wandler realisiert werden, passt
das DCM nur den Code zur Einstellung der Spannung am Ausgang des
D/A-Wandlers an. Wenn vom CSCM erkannt und gemeldet wird, dass Iqp
und Iqn beide der Zielwert Iqref erreicht haben, ist diese Phase
beendet.
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Es
wird darauf hingewiesen, dass die Herabregelung der Spannungen Vdiff/2
in relativ großen Schritten
durchgeführt
wird, um schnell das Ende dieser Phase zu erreichen. Daher ist die
Regelung eine Grobregelung, wobei durch die physikalischen Gesetzte,
die den Betrieb der Ausgangstransistoren bestimmen, die Ausgangsströme schnell
steigen und somit den vorher festgelegten Zielwert Iqref stark übersteigen.
Für einen
MOS-Transistor ist
der Strom-Spannungs-Zusammenhang quadratisch, für einen Bipolartransistor sogar
exponentiell.
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Das Überschwingen
des Ziel-Referenzstroms, das man dadurch erhält, führt zu einer Aufwärmung der
Schaltkreise. Dies erlaubt jedoch die Kompensation von Änderungen
der Sperrschichttemperatur, wie im Folgenden erläutert wird.
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In 4 werden
für einen
bestimmten Ausgangsverstärker
sowohl die Ruheströme
Iqn und Iqp, als auch die Ausgangsspannung vout als Funktion der
Zeit gezeigt. Die Ruheströme
werden in Ampere und die Ausgangsspannung wird in Volt ausgedrückt. Dieser
erste Regelungszyklus wird mit P1 bezeichnet und findet in ungefähr einer
Millisekunde, von 0 bis 1,2 ms, statt. Man kann beobachten, dass
am Ende des ersten Regelungszyklus die Ruheströme ungefähr 35 mA erreichen, und dass
die Ausgangsspannung einen Pegel von 2,49 Volt hat. Man beachte, dass
der Zielpegel für
den Ruhestrom nur 5 mA beträgt.
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Auf
den ersten Regelungszyklus folgt ein zweiter Regelungszyklus, in
dem die Ruheströme beide
miteinander verglichen und weiter eingestellt werden, um sie gleich
zu machen. Dies erfolgt durch das DCM, welches den Wert des Steuersignals
C2 so anpasst, dass sich nun der Wert von Vcom ändert, während die Werte von Vdiff/2
konstant gehalten werden. Folgt man den Vorzeichen der Spannungen in 1,
führt eine
Erhöhung
von Vcom zu einem Anstieg der Eingangs-Offsetspannung VoffA3 in A3 und zu einem
gleichzeitigen Abfallen der Eingangs-Offsetspannung VoffA2 in A2
um denselben Wert. Die differentielle Einstellung dieser Offsets führt zu einer
differentiellen Einstellung der Ruheströme Iqp und Iqn. Das CSCM führt nun
einen gegenseitigen Vergleich dieser Ströme durch, wie es vom DCM durch
das Steuersignal sw2 angeordnet wurde. Solange beide Ströme unterschiedlich
sind, passt das DCM das Steuersignal C2 für die Spannungsquelle Vcom
weiter an, um die Ströme
auf der Grundlage der Mess- und Vergleichsergebnisse, die es vom CSCM
erhält,
weiter einzustellen, bis sie gleich sind. Wenn das CSCM erkennt,
dass beide Ströme
gleich sind, wird dies wieder zum DCM gemeldet, und die Phase oder
der Regelzyklus 2 endet. Es wird darauf hingewiesen, dass der Vergleich
natürlich
immer innerhalb bestimmter Messtoleranzen durchgeführt wird,
und dass daher der Begriff "gleich" unter Berücksichtigung
dieser Messtoleranzen interpretiert werden muss.
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In 4 findet
dieser zweite Zyklus, der mit P2 bezeichnet wird, zwischen 1,2 und
2,4 ms statt. Während
dieser Phase steigt die Ausgangsspannung auf den Wert 2,5 V, der
für die
Ausführung
in 1 mit einer Versorgungsspannung VDD von 5 V exakt der
Mitte zwischen Masse und der Versorgungsspannung entspricht. Dies
zeigt auch an, dass der gesamte Offset am Ausgang entfernt wurde.
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Die
Sperrschichttemperatur des Chips ist weiter hoch, da sich die Ströme während dieser
zweiten Phase nicht wesentlich verringert haben. Das bedeutet, dass
die Kalibrierung für
Betriebsbedingungen durchgeführt
wird und nicht für
die so genannten Kalt-Bedingungen. In der Tat sind die erzeugten
Offsetspannungen die für
normale Betriebsbedingungen richtigen, bei denen die Sperrschichttemperatur
des Chips der normalen Betriebstemperatur entspricht.
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Von
da an beginnt Phase oder Regelungszyklus 3. Während dieser Phase hält das DCM
den im vorherigen Zyklus erhaltenen Wert von Vcom und regelt den
Wert von Vdiff/2 weiter, indem es das Steuersignal C1 weiter so
einstellt, dass die Offsetwerte beider Verstärker A2 und A3 sich nun gemeinsam wieder
erhöhen,
was zu einem gemeinsamen Abfall der Ruheströme Iqn und Iqp für A2 und
A3 führt,
die invertierende Verstärker
sind. Dabei sendet das DCM zum CSCM wieder ein Eingangs-Steuersignal
sw2 zum Öffnen
von Schalter sw2, so dass die gemessenen Ströme wieder mit dem vorher festgelegten
Zielwert Iqref verglichen werden. Solange beide Werte größer sind
als dieser Wert Iqref, erhöht
C1 den Wert von Vdiff/2 weiter. Wenn das CSCM erkennt, dass sowohl
Iqn, als auch Iqp nun kleiner oder gleich die dem Wert Iqref sind,
endet der dritte Zyklus, und die Kalibrierung des Ruhestroms ist
beendet.
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Die
Einstellung findet während
dieser Phase in viel kleineren Schritten statt, so dass eine allmähliche Verringerung
des Ausgangs-Ruhestroms möglich
ist. Daher dauert diese Phase viel länger, wie in 4 durch
P3 gezeigt, und beginnt bei 2,4 ms und endet bei 10 ms. Für diese
Ausführung
wurde der Ziel-Ruhestrom auf 5 mA eingestellt, der in dieser Zeit
deutlich erreicht wird. Man beachte, dass während dieses gesamten dritten
Zyklus die Ausgangsspannung Vout am Ausgangsanschluss OUT konstant
gehalten wird, was anzeigt, dass keine Ausgangs-Offsetspannung vorhanden
ist. Dieser letzte Zyklus wird dann auch Feinabstimmungs-Zyklus
genannt.
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Eine
Zusammenfassung der verschiedenen Schritte der Regelung ist in dem
in 2 dargestellten Flussdiagramm gezeigt.
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Wenn
der Kalibrierungs-Zyklus beendet ist, wird der Eingang des Verstärkers für den normalen Betrieb
freigegeben.
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Es
muss darauf hingewiesen werden, dass auch andere Kalibrierungs-Zyklen
möglich
sind, wobei zum Beispiel beide Ströme allmählich und gemeinsam ausgehend
von einem sehr kleinen Anfangswert oder von Null erhöht werden,
bis sie ihren vorher festgelegten Zielwert erreichen, wobei nach dieser
Phase diese dann miteinander verglichen und gleich gemacht werden.
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Obwohl
die Prinzipien der Erfindung oben in Zusammenhang mit einer speziellen
Vorrichtung beschrieben wurden, muss deutlich verstanden werden,
dass diese Beschreibung nur als Beispiel erfolgt und keine Einschränkung des
Umfanges der Erfindung darstellt, wie in den beigefügten Ansprüchen definiert.
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- Kalibrierungssequenz starten
- Vdiff erhöhen
- Vcom einstellen
- Vdiff verringern
- Kalibrierungssequenz beenden
- No – Nein
- Yes – Ja
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