DE60132643T2

DE60132643T2 - CDMA system, welches vor dem Senden eine Vordrehung benutzt

Info

Publication number: DE60132643T2
Application number: DE60132643T
Authority: DE
Inventors: John D. Kaewell
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 2000-03-28
Filing date: 2001-03-28
Publication date: 2009-01-08
Anticipated expiration: 2021-03-29
Also published as: KR100927674B1; KR100994389B1; EP1901441A1; JP4782638B2; JP4094852B2; EP1279238A1; ES2236210T3; EP1530302A3; ATE385076T1; CA2652083A1; IL151905A; ATE465556T1; KR100899825B1; CN1707991A; US20140334528A1; NO20024618D0; EP1530302A2; DK1279238T3; WO2001073968A8; NO326188B1

Description

HINTERGRUND
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf digitale Kommunikation. Im Spezielleren bezieht sich die Erfindung auf ein System und Verfahren, um ein digitales Spreizspektrumsignal vor der Übertragung vorab zu "drehen", um die Empfängergenauigkeit und der Wiedergewinn der Phasen- und Frequenzinformation durch den Empfänger zu verbessern.
Viele gegenwärtige Kommunikationssysteme nutzen die Technologie der digitalen Spreizspektrummodulation oder des Codemultiplex-Vielfachzugriffs (CDMA). Ein digitales Spreizspektrum ist ein Kommunikationsverfahren, bei dem Daten mit einem verbreiterten Band (Spreizspektrum) übertragen werden, indem die zu übertragenden Daten mit einem Pseudorauschsignal moduliert werden. CDMA kann Daten übertragen, ohne dass diese durch Signalverzerrung oder eine Störfrequenz im Übertragungsweg beeinträchtigt werden.
In 1 ist ein vereinfachtes CDMA-Kommunikationssystem gezeigt, das sich eines einzelnen Kommunikationskanals mit einer gegebenen Bandbreite bedient, der mit einem Spreizcode gemischt wird, der ein vorbestimmtes Muster wiederholt, das von einem Pseudorauschsequenzgenerator (pn-Generator) erzeugt wird. Ein Datensignal wird mit der pn-Sequenz moduliert, um ein digitales Spreizspektrumsignal herzustellen. Ein Trägersignal wird mit dem digitalen Spreizspektrumsignal moduliert, um eine Vorwärts-Verbindung aufzubauen, und wird dann übertragen. Ein Empfänger demoduliert die Übertragung, um das digitale Spreizspektrumsignal zu extrahieren. Derselbe Prozess wird wiederholt, um eine Rückwärts-Verbindung aufzubauen.
Während terrestrischer Kommunikation wird ein übertragenes Signal typischerweise durch Reflexionen gestört, die von sich veränderndem Gelände und Umweltbedingungen und menschengeschaffenen Hindernissen herrühren. Somit erzeugt ein einzelnes Sendesignal am Empfänger mehrere Empfangssignale mit unterschiedlichen Zeitverzögerungen, ein Effekt, der gemeinhin als Mehrwegeverzerrung be kannt ist. Während einer Mehrwegeverzerrung kommt das Signal mit einer eindeutigen Amplitude und Trägerphase aus jedem verschiedenen Weg verzögert am Empfänger an.
Im Stand der Technik wird der mit Mehrwegeverzerrung zusammenhängende Fehler typischerweise am Empfänger korrigiert, nachdem das Signal mit der passenden pn-Sequenz korreliert wurde und die Sendedaten wiederhergestellt wurden. Somit wird die Korrelation mit einem im Signal enthaltenen Fehler abgeschlossen. Eine ähnliche Mehrwegeverzerrung wirkt sich negativ auf eine Übertragung über die Rückwärts-Verbindung aus.
Das US-Patent 5,351,016 offenbart ein adaptiv selbstkorrigierendes Modulationssystem und -verfahren, wobei das System nur ein Signal von sich selbst empfängt.
Dementsprechend besteht ein Bedarf nach einem System, das ein Signal auf Fehler hin korrigiert, auf die es während der Übertragung trifft.
ZUSAMMENFASSUNG
Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren zum Reduzieren von Sendefehlern durch eine CDMA-Basisstation nach Anspruch 1 und eine entsprechende Basisstation nach Anspruch 4 bereit. Weitere bevorzugte Aspekte der Erfindung werden nach den abhängigen Ansprüchen bereitgestellt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein vereinfachtes Blockschema eines CDMA-Kommunikationssystems nach dem Stand der Technik.
2 ist ein detailliertes Blockschema eines B-CDMA^TM-Kommunikationssystems.
3A ist ein detailliertes Blockschema der vorliegenden Erfindung, die ein Pseudopilotsignal verwendet, wobei eine Trägerversatzkorrektur auf der Chip-Ebene stattfindet.
3B ist ein Blockschema eines RAKE-Empfängers.
4 ist ein Diagramm eines Empfangssymbols p_o in der QPSK-Konstellation, das eine Hard-Entscheidung zeigt.
5 ist ein Diagramm des Korrekturwinkels, der dem zugeteilten Symbol entspricht.
6 ist ein Diagramm des sich ergebenden Symbolfehlers, nachdem die dem zugeteilten Symbol entsprechende Korrektur angewendet wurde.
7 ist ein Blockschema eines herkömmlichen phasenstarren Regelkreises.
8A ist ein einfaches Blockschema eines Senders nach der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
8B ist ein einfaches Blockschema eines Senders nach einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
8C ist ein einfaches Blockschema eines Senders nach einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die bevorzugte Ausführungsform wird mit Bezug auf die Zeichnungsabbildungen beschrieben, worin gleiche Bezugszeichen durchgehend gleiche Elemente bezeichnen.
Ein wie in 2 gezeigtes CDMA-Kommunikationssystem 25 umfasst einen Sender 27 und einen Empfänger 29, die entweder in einer Basisstation oder einem mobilen Benutzerempfänger untergebracht sein können. Der Sender 27 umfasst einen Signalprozessor 31, der Sprachsignale und nicht sprachbezogene Signale 33 zu Daten mit verschiedenen Übertragungsraten, z. B. 8 kbps, 16 kbps, 32 kbps oder 64 kbps codiert. Der Signalprozessor 31 wählt eine spezifische Datenübertragungsrate in Abhängigkeit von der Signalart oder im Ansprechen auf eine eingestellte Datenübertragungsrate aus.
Um den Hintergrund kurz zu erwähnen, sind zwei Schritte an der Generierung eines Sendesignals in einer Vielfachzugriffsumgebung beteiligt. Zuerst werden die Eingabedaten 33, die als ein zweiphasiges moduliertes Signal angesehen werden können, codiert, indem eine Vorwärtsfehlerkorrektur-Codierung (FEC-Codierung) 35 verwendet wird. Falls zum Beispiel ein Faltungscode R = 1/2 verwendet wird, wird das einzelne zweiphasige modulierte Datensignal zu zweidimensionalen oder zweiphasigen modulierten Signalen. Ein Signal wird als der phasengleiche (I) Kanal 41a bezeichnet. Das andere Signal wird als der gegenphasige (Q) Kanal oder Quadraturkanal 41b bezeichnet. Eine komplexe Zahl hat die Form a + bj, worin a und b reelle Zahlen sind und j² = –1 ist. Zweiphasige modulierte I- und Q-Signale werden für gewöhnlich als Vierphasen-Umtastung (QPSK) bezeichnet. In der bevorzugten Ausführungsform sind die Abgriffsgeneratorpolynome für eine Zwangslänge von K = 7 und eine Faltungscoderate von R = 1/2 G₁ = 171₈ 37 und G₂ = 133₈ 39.
Im zweiten Schritt werden die beiden zweiphasigen modulierten Daten oder Symbole 41a, 41b mit einer komplexen Pseudorauschsequenz (pn-Sequenz) gespreizt. Die sich ergebenden I-Spreizsignale 45a und Q-Spreizsignale 45b werden mit anderen Spreizsignalen (Kanälen), die unterschiedliche Spreizcodes haben, kombiniert 53, mit einem Trägersignal gemischt 51 und dann übertragen 55. Die Übertragung 55 kann mehrere einzelne Kanäle mit unterschiedlichen Datenübertragungsraten enthalten.
Der Empfänger 29 umfasst einen Demodulator 57a, 57b, der das übertragene Breitbandsignal 55 zu einem Zwischenfrequenzsignal 59a, 59b abwärtskonvertiert. Eine zweite Abwärtskonvertierung reduziert das Signal auf das Basisband. Das QPSK-Signal wird dann gefiltert 61 und mit der lokal generierten komplexen pn-Sequenz 43a, 43b, die zum konjugiert-komplexen Anteil des übertragenen komplexen Codes passt, gemischt 63a, 63b. Nur die ursprünglichen Wellenformen, die am Sender 27 durch denselben Code gespreizt wurden, werden effektiv entspreizt. Andere erscheinen dem Empfänger 29 als Rauschen. Die Daten 65a, 65b werden dann an einen Signalprozessor 67 weitergeleitet, in dem eine FEC-Decodierung an den faltungscodierten Daten vorgenommen wird.
Wenn das Signal empfangen und demoduliert ist, befindet sich das Basisbandsignal auf der Chip-Ebene. Sowohl die I- als auch die Q-Komponenten des Signals werden entspreizt, indem der konjugiert-komplexe Anteil der pn-Sequenz verwendet wird, der beim Spreizen verwendet wurde, was das Signal auf die Symbolebene zurückkehren lässt. Aufgrund eines Trägerversatzes manifestiert sich jedoch eine während der Übertragung erfahrene Phasenverfälschung durch Verzerrung der einzelnen Chip-Wellenformen. Wenn eine Trägerversatzkorrektur auf der Chip-Ebene durchgeführt wird, nimmt die Gesamtgenauigkeit aufgrund der Eigenauflösung des Chip-Ebenensignals zu. Eine Trägerversatzkorrektur kann auch auf der Symbolebene, aber mit geringerer Gesamtgenauigkeit durchgeführt werden. Da jedoch die Symbolübertragungsrate viel geringer ist als die Chip-Übertragungsrate, ist eine geringere Gesamtverarbeitungsgeschwindigkeit erforderlich, wenn die Korrektur auf der Symbolebene erfolgt.
Wie in 3A dargestellt ist, ist ein Empfänger gezeigt, der das System 75 und das Verfahren der vorliegenden Erfindung verwendet. Ein komplexes, digitales Basisband-Spreizspektrumsignal 77, das sich aus phasengleichen und gegenphasigen Komponenten zusammensetzt, wird eingegeben und unter Verwendung eines adaptiven angepassten Filters (AMF) 79 oder einer anderen adaptiven Filtereinrichtung gefiltert. Das AMF 79 ist ein Transversalfilter (mit endlicher Impulsantwort), das Filterkoeffizienten 81 verwendet, um verzögerte Kopien des Empfangssignals 77 übereinander zu legen, um einen gefilterten Signalausgang 83 mit einem erhöhten Störabstand (SNR – signal-to-noise ratio) bereitzustellen. Der Ausgang 83 des AMF 79 wird in mehrere Kanalentspreizer 85₁ , 85₂ , 85_n und einen Pilotentspreizer 87 eingekoppelt. Das Pilotsignal 89 wird mit einem separaten Entspeizer 87 und einer pn-Sequenz 91 gleichzeitig mit den Sendedaten 77 entspreizt, die Kanälen zugeteilt sind, die mit ihren eigenen pn-Sequenzen 93₁ , 93₂ , 93_n entspreizt werden 85₁ , 85₂ , 85_n . Nachdem die Datenkanäle entspreizt wurden 85₁ , 85₂ , 85_n , werden die Datenbitströme 95₁ , 95₂ , 95_n in Viterbi-Decodierer 97₁ , 97₂ , 97_n eingekoppelt und ausgegeben 99₁ , 99₂ , 99_n .
Die Filterkoeffizienten 81, oder Gewichtungen, die beim Einstellen des AMF 79 verwendet werden, werden durch die Demodulation der einzelnen Mehrwegefortpflanzungspfade erhalten. Dieser Vorgang erfolgt durch einen RAKE-Empfänger 101. Die Verwendung eines RAKE-Empfängers 101 zum Ausgleichen einer Mehrwegeverzerrung ist den Fachleuten auf dem Kommunikationsgebiet hinlänglich bekannt.
Wie in 3B gezeigt ist, besteht der RAKE-Empfänger 101 aus einer parallelen Kombination von Wegedemodulatoren "fingern" 103₀ , 103₁ , 103₂ , 103_n , die eine bestimmte Mehrwegekomponente demodulieren. Die Pilotsequenznachführungsschleife eines bestimmten Demodulators wird durch die Zeitvorgabeschätzung eines gegebenen Wegs, bestimmt durch eine pn-Sequenz 105, eingeleitet. Im Stand der Technik wird ein Pilotsignal verwendet, um die einzelnen Signale des RAKE zu entspreizen. In der vorliegenden Erfindung kann die pn-Sequenz 105 zu einem beliebigen Kanal 93₁ des Kommunikationssystems gehören. Typischerweise wird der Kanal mit dem umfangreichsten Empfangssignal verwendet.
Jeder Wegedemodulator umfasst einen komplexen Mischer 107₀ , 107₁ , 107₂ , 107_n und ein Summier- und Zwischenspeicher-Glied 109₀ , 109₁ , 109₂ , 109_n . Für jedes RAKE-Element wird die pn-Sequenz 105 um einen Chip verzögert τ 111₁ , 111₂ , 111_n und mit dem Basisband-Spreizspektrumsignal 113 gemischt 107₁ , 107₂ , 107_n , wodurch jedes Signal entspreizt wird. Jedes Multiplikationsprodukt wird in einen Akkumulator 109₀ , 109₁ , 109₂ , 109_n eingegeben, wo es zum vorherigen Produkt hinzuaddiert und nach dem nächsten Symmboltaktzyklus in einen Zwischenspeicher ausgelagert wird. Der RAKE-Empfänger 101 stellt relative Wegewerte für jede Mehrwegekomponente bereit. Die mehreren n-dimensionalen Ausgänge 115₀ , 115₁ , 115₂ , 115_n stellen Schätzwerte für die Abtastkanalimpulsantwort bereit, die einen relativen Phasenfehler von entweder 0°, 90°, 180° oder 270° enthalten.
Zurück mit Bezug auf 3A werden die mehreren Ausgänge aus dem RAKE-Empfänger in einen n-dimensionalen komplexen Mischer 117 eingekoppelt. Mit jedem Ausgang 105 des Rake-Empfängers 101 wird eine Korrektur gemischt, um den relativen Phasenfehler zu beseitigen, der im RAKE-Ausgang enthalten ist.
Ein Pilotsignal ist auch ein komplexes QPSK-Signal, wobei aber die gegenphasige Komponente auf Null gesetzt ist. Das Signal der Fehlerkorrektur 119 der vorliegenden Erfindung wird vom entspreizten Kanal 95₁ abgeleitet, indem zuerst eine Hard-Entscheidung 121 an jedem der Symbole des entspreizten Signals 95₁ durchgeführt wird. Ein Hard-Entscheidungsprozessor 121 bestimmt die QPSK-Konstellationsstelle, die dem Wert des entspreizten Symbols am nächsten ist.
Wie in 4 gezeigt ist, vergleicht der euklidische Distanzprozessor ein Empfangssymbol p_o von Kanal 1 mit den vier QPSL-Konstellationspunkten x_1,1, x_–1,1, x_–1,–1, x_1,–1. Es ist notwendig, jedes Empfangssignal p_o zu untersuchen, und zwar wegen Verfälschung während der Übertragung 55 durch Rauschen und entweder Mehrwege- oder Funkfrequenz-Verzerrung. Der Hard-Entscheidungsprozessor 121 berechnet die vier Distanzen d₁, d₂, d₃, d₄ zu jedem Quadranten aus dem Empfangssymbol p_o und wählt die kürzeste Distanz d₂, und teilt dieser Symbolstelle X_–1 _,1 zu. Die ursprünglichen Symbolkoordinaten p_o werden verworfen.
Zurück mit Bezug auf 3A werden die konjugiert-komplexen Anteile 123, nachdem sie jeweils einer Hard-Symbolentscheidung unterzogen wurden, für jeden Symbolausgang 125 bestimmt. Ein konjugiert-komplexes Element ist ein Element eines Paars komplexer Zahlen mit identischen reellen Teilen und mit imaginären Teilen, die sich nur im Vorzeichen unterscheiden. Wie in 5 gezeigt ist, wird ein Symbol demoduliert oder rückgedreht, indem zuerst der konjugiert-komplexe Anteil der zugeteilten Symbolkoordinaten x_–1 _,–1 bestimmt wird, wodurch das Korrektursig nal 119 hergestellt wird, das zum Beseitigen des relativen Phasenfehlers verwendet wird, der im RAKE-Ausgang enthalten ist. Auf diese Weise wird der RAKE-Ausgang effektiv um den Winkel zurück gedreht, der mit der Hard-Entscheidung zusammenhängt, wodurch der relative Phasenfehler beseitigt wird. Dieser Vorgang stellt effektiv einen RAKE bereit, der durch ein Pilotsignal aber ohne eine absolute Phasenreferenz angesteuert wird.
Zurück mit Bezug auf 3A wird der Ausgang 119 aus dem konjugiert-komplexen Anteil 123 in einen komplexen n-dimensionalen Mischer 117 eingekoppelt, wo jeder Ausgang des RAKE-Empfängers 101 mit dem Korrektursignal 119 gemischt wird. Die sich ergebenden Produkte 127 sind Rauschschätzwerte der Kanalimpulsantwort p₁, wie in 6 gezeigt ist. Der in 6 gezeigte Fehler ist durch eine Winkeldistanz im Bogenmaß von π/6 von der phasengleichen Achse angegeben.
Zurück mit Bezug auf 3A werden die Ausgänge 115 des komplexen n-dimensionalen Kanalmischers 117 in eine n-dimensionale Schätzeinrichtung 131 eingegeben. Bei der Kanalschätzeinrichtung 131 handelt es sich um mehrere Tiefpassfilter, von denen jedes eine Mehrwegekomponente filtert. Die Ausgänge 81 der n-dimensionalen Schätzeinrichtung 131 werden in das AMF 79 eingekoppelt. Diese Ausgänge 81 wirken als Filtergewichtungen für das AMF 79. Das AMF 79 filtert das Basisbandsignal, um eine von der Mehrwegeauslegung herrührende Kanalverzerrung auszugleichen, ohne ein Pilotsignal hoher Größenordnung zu benötigen.
Der RAKE-Empfänger 101 wird im Zusammenhang mit den Phasenregelkreisen (PLL) 133 verwendet, um einen Trägerversatz zu beseitigen. Ein Trägerversatz tritt als Ergebnis von Fehlanpassungen von Sender-/Empfängerkomponenten und anderen HF-Verzerrungen auf. Die vorliegende Erfindung 75 verwendet ein Pilotsignal 135 niedrigen Pegels, das dadurch hergestellt wird, dass der Pilotanteil aus dem Basisbandsignal 77 mit einer pn-Pilotsequenz 91 entspreizt 87 wird. Das Pilotsignal wird in einen in 7 gezeigten PLL 133 mit Einzeleingang eingekoppelt. Der PLL 133 ermittelt die Phasendifferenz zwischen dem Pilotsignal 135 und einer Referenzphase von 0. Das entspreizte Pilotsignal 135 ist das eigentliche Fehlersignal, das in den PLL 133 eingekoppelt wird.
Der PLL 133 umfasst einen Arcustangens-Analysator 136, ein komplexes Filter 137, ein Integrierglied 139 und einen Umsetzer 141 zum Umsetzen einer Phase in eine komplexe Zahl. Das Pilotsignal 135 ist das Fehlersignal, das in den PLL 133 eingegeben wird, und wird in das komplexe Filter 137 eingekoppelt. Das komplexe Filter 137 umfasst zwei Verstärkungsstufen, ein Integrierglied 145 und ein Summierglied 147. Der Ausgang aus dem komplexen Filter 137 wird in das Integrierglied 139 eingekoppelt. Das Frequenzintegral ist eine Phase, die an den Umsetzer 141 ausgegeben wird 140. Der Phasenausgang 140 wird in einen Umsetzer 141 eingekoppelt, der das Phasensignal zu einem komplexen Signal zum Mischen 151 mit dem Basisbandsignal 77 umsetzt. Da die vorgeordneten Operationen kommutativ sind, ist der Ausgang 149 des PLL 133 auch die Rückkopplungsschleife in das System 75.
Das Korrektursignal 119 des konjugiert-komplexen Anteils 123 und das Ausgangssignal des PLL 133 werden jeweils in Mischer eingekoppelt, die sich im Sender 181 befinden, um das Signal vor der Übertragung zu korrigieren, wie in 8A gezeigt ist. Der in 8A gezeigte Sender 181 funktioniert auf eine dem in 2 gezeigten Sender 27 ähnliche Weise, mit der Ausnahme, dass das übertragungsbereite Signal vor der Übertragung vorab gedreht wird. Mit Bezug auf 8A werden Daten 164₁ , 164₂ , 164₃ unter Verwendung von Vorwärtskorrekturcodierung (FEC) 35 codiert. Die beiden zweiphasigen modulierten Daten oder Symbole 41a, 41b werden mit einer komplexen Pseudorauschsequenz (pn-Sequenz) gespreizt, und die sich ergebenden I-Spreizsignale 45a und Q-Spreizsignale 45b werden mit dem Korrektursignal 119 gemischt, mit dem Trägersignal 51 aufwärtskonvertiert und mit anderen Spreizsignalen kombiniert 53, die unterschiedliche Spreizcodes haben. Das sich ergebende Signal 55 wird unter Verwendung des Signals 149 aus dem Empfänger-PLL 133 noch einmal korrigiert. Das Signal 56, das auf Phase und Frequenz hin vorkorrigiert wurde, wird dann übertragen. Auf diese Weise nutzt die vorliegende Erfindung die vom Empfänger 71 generierten Signale 119, 149, um das Sendesignal vorzukorrigieren und die Phasen- und Frequenzfehler in den Signalen, wie sie an der Empfangseinheit eingehen, zu reduzieren.
Mit Bezug auf 8B ist ein Sender 183 gezeigt, der nach einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. Diese Ausführungsform ist der in 8A gezeigten Ausführungsform ähnlich, mit der Ausnahme, dass das Korrektursignal 119 über einen Mischer 157 mit dem Basisband-Datensignal gemischt wird. Somit werden die Basisbanddaten vor dem Codieren und Spreizen vorkorrigiert. Natürlich sollten die Fachleute auf den Gebiet erkennen, dass auch andere Verarbeitungsschritte eingeführt werden können, bevor das Korrektursignal 119 mit dem Datensignal gemischt wird.
Mit Bezug auf 8C ist ein Sender 188 gezeigt, der nach einer anderen alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. In dieser Ausführungsform werden das Korrektursignal 119 und das Trägerversatzsignal 149 in ein Kombinierglied eingegeben, welches das Signal zu einem einzelnen Vorkorrektursignal zusammenfasst, und unter Verwendung des Mischers 169 vor der Übertragung mit dem Ausgang des Summierglieds 53 gemischt.
Schließlich sollte noch angemerkt werden, dass es sich bei der Trägerversatzkorrektur und der Vordrehungs-Korrektur um separate Korrekturen handelt. Jede kann unabhängig von der anderen eingesetzt werden. Zum Beispiel könnte das System nur auf einen Trägerversatzfehler hin vorkorrigieren, aber keine Vordrehung durchführen. Alternativ könnte das System eine Vordrehung durchführen, aber nicht auf einen Trägerversatzfehler hin korrigieren.
Obwohl spezifische Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aufgezeigt und beschrieben wurden, könnten durch einen Fachmann auf dem Gebiet viele Abwandlungen und Veränderungen vorgenommen werden.

Claims

Verfahren zum Reduzieren von Sendefehlern durch eine CDMA-Basisstation beim Senden eines Nachrichtensignals an eine zweite Kommunikationseinheit, folgende Schritte umfassend: Empfangen eines von der zweiten Kommunikationseinheit stammenden HF-Nachrichtensignals an der Basisstation; Analysieren des empfangenen Signals auf Fehler hin; Erzeugen eines Korrektursignals auf Grundlage der Analyse; und Korrigieren des Nachrichtensignals unter Verwendung des Korrektursignals, bevor das Nachrichtensignal von der Basisstation zur zweiten Kommunikationseinheit übertragen wird; Filtern des empfangenen Signals, um ein gefiltertes Signal zu erzeugen, und zwar unter Verwendung eines Gewichtungssignals; Demodulieren des empfangenen Signals, um relative Wegewerte für jede Mehrwegkomponente im empfangenen Signal zu erzeugen; und Mischen der Wegewerte mit dem Korrektursignal, um das Gewichtungssignal zu erzeugen; dadurch gekennzeichnet, dass der Analysierschritt umfasst: Entspreizen des gefilterten Signals unter Verwendung eines Pilotsignals; Durchführen einer Hard-Entscheidung am entspreizten gefilterten Signal, um Symbolausgaben zu erzeugen; und Bestimmen der konjugiert-komplexen Anteile der Symbolausgaben, um das Korrektursignal zu erzeugen; wobei das Korrektursignal relative Phasenfehler beseitigt, die in den Wegewerten enthalten sind.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Fehler Phasenfehler umfassen, und das Korrektursignal eine Korrektur der Phasenfehler bewirkt, bevor das Nachrichtensignal gesendet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Fehler Frequenzfehler umfassen, und das Korrektursignal eine Korrektur der Phasenfehler bewirkt, bevor das Nachrichtensignal gesendet wird.
CDMA-Basisstation zum Senden und Empfangen von Nachrichtensignalen, die einen Sender (29) und einen Empfänger (27) umfasst, um Sendefehler in einem gesendeten Signal zu reduzieren, wobei der Empfänger umfasst: eine Antenne, um ein Nachrichtensignal von einer zweiten Kommunikationseinheit zu empfangen; einen Analysator (136), um das empfangene Signal auf Fehler hin zu analysieren und auf Grundlage der Analyse ein Korrektursignal zu erzeugen; und eine Korrektureinheit, um das empfangene Signal unter Verwendung des Korrektursignals zu korrigieren; wobei der Sender (27) auf die Korrektureinheit anspricht, um das gesendete Signal zu korrigieren, bevor es zur zweiten Kommunikationseinheit gesendet wird; wobei der Empfänger (29) darüber hinaus ein adaptives angepasstes Filter (79) zum Filtern des empfangenen Signals umfasst, um ein gefiltertes Signal zu erzeugen, und zwar unter Verwendung eines Gewichtungssignals; dadurch gekennzeichnet, dass der Analysator (136) umfasst: mindestens eine Entspreizungseinrichtung (85), um das gefilterte Signal unter Verwendung eines Pilotsignals zu entspreizen; einen Prozessor (121), um eine Hard-Entscheidung am entspreizten gefilterten Signal vorzunehmen und daraus Symbolausgaben zu erzeugen; und einen Konjugator (123) zum Bestimmen konjugiert-komplexer Anteile der Symbolausgaben, um das Korrektursignal zu erzeugen.
Basisstation nach Anspruch 4, wobei die Korrektureinheit umfasst: einen RAKE-Empfänger (101) zum Demodulieren des empfangenen Signals und Erzeugen relativer Wegewerte für jede Mehrwegkomponente des empfangenen Signals; und einen Mischer (107) zum Mischen der Wegewerte mit dem Korrektursignal, um das Gewichtungssignal zu erzeugen.
Basisstation nach Anspruch 4, wobei die Fehler Phasenfehler umfassen, und das Korrektursignal eine Korrektur der Phasenfehler bewirkt, bevor das Nachrichtensignal gesendet wird.
Basisstation nach Anspruch 4, wobei die Fehler Frequenzfehler umfassen, und das Korrektursignal eine Korrektur der Phasenfehler bewirkt, bevor das Nachrichtensignal gesendet wird.