DE602005003274T2

DE602005003274T2 - Integrierender und abtastender Verstärker für Pulslängen-angepasstes Filter

Info

Publication number: DE602005003274T2
Application number: DE602005003274T
Authority: DE
Inventors: Robert Warren 01834 Point; Robert Ian 02144 Gresham
Original assignee: M/A-COM Inc Lowell; MA Com Inc
Current assignee: M/A-COM Inc Lowell; MA Com Inc
Priority date: 2004-07-13
Filing date: 2005-07-13
Publication date: 2008-09-04
Anticipated expiration: 2025-07-14
Also published as: EP1622166B1; US7145384B2; US20060012432A1; JP2006030193A; EP1622166A1; DE602005003274D1; JP4964434B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Filter und insbesondere einen Integrator zur Verwendung in angepaßten Filteranwendungen, wie etwa einem Kurzstrecken-Radarsystem.
Es besteht Bedarf an einem Kurzstrecken-Radarsystem, das zum Beispiel für Automobil- und andere kommerzielle Anwendungen geeignet ist. Ein solches System wäre imstande, die räumliche Nähe anderer Fahrzeuge und Objekte, ob in Bewegung oder ortsfest, innerhalb eines Bereichs von ungefähr 0,15–30,0 Metern zu erfassen.
US-Patent Nr. 6067040 beschreibt ein herkömmliches hochauflösendes radargestütztes Ortungssystem. Das System verwendet einen „Sende"-Kanal, der mit einem ersten Schmalimpulsmodulator 104 verbunden ist und impulsmodulierte Sendesignale mit einer vorgeschriebenen Frequenz und Dauer abgibt. Der „Empfangs"-Kanal ist mit einem zweiten Schmalimpulsmodulator 105 gekoppelt, der die Extraktion der ursprünglichen Sendesignale aus den impulsmodulierten Sendesignalen unterstützt, die von einem Objekt (in der Entfernung R) reflektiert und an der Empfangskanalantenne empfangen werden. Eine Zeitverzögerungs-(τ-)Schaltung verzögert die Ausgabe des zweiten Schmalimpulsmodulators 105 an den Empfangskanal (so daß das durch den zweiten Schmalimpulsmodulator 105 erzeugte Signal vorzugsweise phasengleich mit dem reflektierten impulsmodulierten Sendesignal ist, das an der Empfangskanalantenne empfangen wird), und ein Mischer 402 mischt die reflektierten impulsmodulierten Sendesignale mit dem Ausgangssignal des zweiten Schmalimpulsmodulators 105, um die ursprünglichen (nichtmodulierten) Sendesignale zu erzeugen.
Um die Reichweite eines radargestützten Ortungssystems (wie oben beschrieben) zu erhöhen, muß die Signalenergie (Leistung) des Sendesignals erhöht werden. Jedoch gibt es mindestens zwei Begrenzungen, welche den Betrag der Energie (Leistung) einschränken, die durch ein Sensorsystem, wie etwa das oben beschriebene radargestützte Ortungssystem, übertragen werden kann. Die erste Beschränkung besteht darin, daß die Fähigkeit, zwischen zwei Zielen zu unterscheiden (Entfernungsunterscheidung), eine Funktion der Impulslänge in gepulsten Radarsystemen ist. Die zweite Beschränkung ist das „Chirpen" oder die Frequenzmodulationsbandbreite in einem Dauerstrich-(CW-)Radarsystem. Eine längere Impulslänge erhöht den Energiebetrag, der durch den Sensor übertragen wird, mit einer daraus folgenden Verringerung der Fähigkeit des Sensors, zwischen nah beieinander befindlichen Objekten zu unterscheiden. Außerdem kann aufgrund der Notwendigkeit, eine unzweideutige Entfernungsmessung aufrechtzuerhalten, das Intervall zwischen den Impulsen nicht willkürlich verringert werden, um die Sendeenergie (-leistung) zu erhöhen.
Obendrein ist ein Sensorsystem, wie oben beschrieben, empfindlich für bandinterne Störungsquellen, die elektromagnetische (E-M-)Energie im gleichen Abschnitt des E-M-Spektrums erzeugen, in dem der Sensor arbeitet. Die Störungsquellen weisen CW- oder gepulste Übertragungen durch andere Systeme, gegenseitige Störung von einem zweiten Sensor oder Sensorsystem, Selbststörung, die durch mangelhafte Trennung zwischen den Sende- und Empfangskanälen bewirkt wird, und ein thermisches Breitbandrauschen auf.
Die Verwendung eines solchen Sensorsystems in der Automobilindustrie wird schon aufgrund der bloßen Zahl von Autos, die einen bestimmten Raum zu irgendeinem Zeitpunkt einnehmen können (zum Beispiel Autobahn), besonders problematisch. Zum Beispiel können hunderte Autos auf einer einzigen Autobahn allesamt Sensorsignale im gleichen Frequenzbereich erzeugen und empfangen.
US-Patent Nr. 6587072 beschreibt ein radargestütztes Sensorsystem, das einige der oben erwähnten Mängel beseitigt. Das in 1 des Patents 6 587 072 gezeigte System weist einen „Sende"-Zweig mit einer Signalquelle 10, einem Frequenzkorrekturmodul 11, einem Pufferverstärker 12, einem Impulsformer 13, einem ohmschen Element 14, einem Schaltertreiber 15, einem Zweiphasenmodulator 16, einem Modulatortreiber 17, Ausgangsverstärkern 25 und 26, einer Verstärkungsregelung 27 und einem Schaltertreiber 28 auf. Ein „Empfangs"-Zweig des Systems weist rauscharme Verstärker (LNAs) 40 und 41, einen Phasenschieber 43, Mischer 44 und 45, Integrierschaltungen 47 und 48, Dopplerfilter 49 und 50, eine Abtasterschaltung 51, Schalter 52 und 54 und Integrierschaltungen 53 und 55 auf.
Ein Sende-Empfangs-Wählschalter 18 wählt aus, welcher Arm (zum Beispiel „Senden" oder „Empfang") des Systems zu einem bestimmten Zeitpunkt in Betrieb ist. Wenn der „Sende"-Zweig in Betrieb ist, sendet die Sendeantenne 30 Signale zu einem Objekt 35. Wenn der „Empfangs"-Zweig in Betrieb ist, empfangt die Empfangsantenne 31 Signale, die vom Objekt 35 reflektiert werden. Ein Vorteil des Sensorsystems ist der, daß es Impulse von unterschiedlicher Impulslänge senden kann, um die Reichweite des Systems zu vergrößern. Wenn zum Beispiel ein Impuls als „Chip" definiert wird, kann die Impulslänge auf 3 Chips, 7 Chips, 11 Chips und so weiter erhöht werden, um Objekte, die weiter entfernt sind, genau zu identifizieren. Zusätzliche Besonderheiten des radargestützten Sensorsystems sind im Patent 6587072 ausführlich beschrieben.
Jedoch erfordert das im Patent 6587072 beschriebene radargestützte Sensorsystem einen Integrator, der über variable Impulsbreiten (zum Beispiel 1 Chip, 3 Chips, 5 Chips und so weiter) genau integrieren kann.
Somit besteht derzeit ein Bedarf an einem Integrator, der Impulse mit verschiedenen Impulsbreiten genau und effizient integrieren kann.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein radargestütztes Sensorsystem mit einem Sender und einem Empfänger bereitgestellt, wobei der Empfänger einen Differenzverstärker und mindestens eine Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung umfaßt, die mit dem Differenzverstärker gekoppelt ist, um einen Steuerstrom an den Differenzverstärker zur Regulierung einer Gleichtaktspannung des Differenzverstärkers zu übergeben, wobei der Differenzverstärker in mindestens zwei Betriebsarten betriebsfähig ist, so daß der Differenzverstärker in einer ersten Betriebsart der mindestens zwei Betriebsarten betriebsfähig ist, die Integration eines Signals durchzuführen, und der Differenzverstärker in einer zweiten Betriebsart der mindestens zwei Betriebsarten betriebsfähig ist, mindestens einen Abtastwert zu halten, der ein vorher integriertes Signal darstellt.
Die Erfindung wird nunmehr zu Beispielzwecken mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei diese folgendes zeigen:
1 zeigt ein Blockschaltbild eines Empfangsarms eines radargestützten Sensorsystems gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
2 zeigt ein Blockschaltbild des in 1 gezeigten Empfangsarms ausführlicher.
3 zeigt ein Blockschaltbild des in 2 gezeigten Empfangsarms ausführlicher.
4 zeigt eine schematische Darstellung des in 3 gezeigten Empfangsarms, der in Transistorlogik implementiert ist.
5 zeigt eine schematische Darstellung eines Verstärkerabschnitts des in 4 gezeigten Empfangsarms ausführlicher.
6 zeigt ein Schaltbild einer Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung (CMFB) gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines „Empfangs"-Zweigs 100 eines radargestützten Sensorsystems gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Empfangsarm 100 kann den Empfangsarm des radargestützten Sensorsystems umfassen, wie etwa des oben mit Bezug auf das US-Patent Nr. 6587072 beschriebenen Systems. Jedoch wird hierin zur Vereinfachung der Beschreibung nur einer der Kanäle des im Patent 6587072 gezeigten Empfangsarms (zum Beispiel der Q-Kanal) beschrieben; der Fachmann wird erkennen, daß der hierin beschriebene Empfangsarm 100 sowohl für den I- als auch für den Q-Kanal, die im Patent 6587072 gezeigt sind, verwendet werden kann. Der Empfangsarm 100 ist dazu bestimmt, in Verbindung mit Ultrabreitband-(UWB-)Signalen (zum Beispiel Bandbreite der offenen Schleife größer als 3 Gigahertz (GHz)) von einem zugeordneten „Sende"-Zweig zu arbeiten, kann aber innerhalb jedes geeigneten Frequenzbereichs arbeiten.
Der Empfangsarm 100 besteht aus einem Mischerabschnitt 110, einem Integratorabschnitt 150 und einem Abtastabschnitt 170. Der Mischerabschnitt 110 empfängt ein moduliertes Signal x(t) und ein Lokaloszillator-(LO-)Signal p(t) und korreliert (multipliziert) die Signale, um ein Ausgangssignal zu erzeugen. Das modulierte Signal x(t) umfaßt vorzugsweise ein durch einen zugeordneten „Sende"-Zweig (in 1 nicht gezeigt) gesendetes Signal, das von einem Objekt (nicht gezeigt) reflektiert worden ist. Das LO-Signal p(t) umfaßt vorzugsweise eine verzögerte Version des Trägersignals, das verwendet wird, um das gesendete Signal im „Sende"-Zweig zu modulieren. Somit umfaßt das Ausgangssignal vorzugsweise eine demodulierte Version des durch den „Sende"-Zweig gesendeten Signals.
Das Ausgangssignal vom Mischerabschnitt 110 wird an den Integratorabschnitt 150 angelegt, wo das Signal über einen endlichen Zeitraum von t = 0 bis t = T_b integriert wird, wobei T_b gleich der Zeit zur Verarbeitung einer bestimmten Anzahl von „Chips" ist, wobei ein „Chip" als ein einzelner Teilimpuls innerhalb eines größeren Impulses von spezifischer Impulslänge (Dauer) definiert ist. Während ein (1) „Chip" die minimale Impulslänge umfassen kann, die zur Übertragung durch den „Sende"-Zweig verfügbar ist, kann die Impulslänge (und somit die Reichweite) durch Erhöhung der Anzahl der „Chips" im gesendeten Impuls (zum Beispiel 3 Chips, 5 Chips, 7 Chips und so weiter) erhöht werden. Normalerweise hat ein „Chip" eine Impulslänge von 0,5 Nanosekunden (ns), aber ein Impuls könnte mehrere „Chips" von 1 bis 13 (oder 0,5 ns bis 6,5 ns) enthalten, was einer Bandbreitenänderung von 153 Megahertz (MHz) auf 2 Gigahertz (GHz) entspricht, was mehr als eine dekadische Größenordnung (zum Beispiel 10 MHz) ist. Der Empfangsarm 100 ist über einen solchen Bereich von Bandbreiten variabel, im Gegensatz zu herkömmlichen Filtertopologien, die dieses Maß an Variation nicht bewältigen könnten.
Der Abtastabschnitt 170 tastet jeden integrierten „Chip" oder Folgen von „Chips" ab und erzeugt ein abgetastetes Ausgangssignal y(t). Genauer gesagt, weist der Abtastabschnitt 170 einen Schalter auf, der während der Integration von 0 – T_b offen bleibt und sich dann schließt, wenn T_b erreicht wird, was das integrierte Signal zum Ausgang des Abtastabschnitts durchschaltet.
2 zeigt einen Abschnitt des Empfangsarms 100 ausführlicher mit virtuellen Massen (das heißt Implementierung als Differenzschaltung). Insbesondere zeigt 2 den Integratorabschnitt 150 und den Abtastabschnitt 170 des Empfangsarms 100. Der Integratorabschnitt 150 des Empfangsarms 100 umfaßt einen Haupt-Differenzverstärker 200, der einen ersten Eingangsanschluß 201 aufweist, der ein analoges Eingangsspannungssignal V_in vom in 1 gezeigten Mischerabschnitt 110 empfangt. Ein zweiter Eingangsanschluß 202 des Differenzverstärkers 200 ist mit einer virtuellen Masse gekoppelt. Der Integratorabschnitt 150 weist auch eine Gleichtakt-Rückkopplungs-(CMFB-)Schaltung 240 auf.
Der Integratorabschnitt 150 weist einen Eingangswiderstand 151, einen Rückkopplungskondensator 205 und mindestens zwei erste Pufferverstärker 210, 220 auf. Ebenso weist der Abtastabschnitt 170 mindestens zwei zweite Pufferverstärker 230 und 235 auf. Der Abtastabschnitt 170 weist auch einen ersten Abtastkondensator 180 und einen ersten Lastwiderstand 190 zum Messen der Spannung auf, die am Ausgang des Empfangsarms 100 anliegt. Ein Ausgangsspannungssignal V_out wird am Ausgang des Pufferverstärkers 235 erzeugt. Dieses Ausgangsspannungssignals V_out wurde vorher in 1 als y(t) bezeichnet.
2 zeigt beispielhafte binäre Steuersignale für den Empfangsarm 110, die eine Betriebsart des Haupt-Differenzverstärkers 200 festlegen. Zum Beispiel wird am Pufferverstärker 220 und am Pufferverstärker 235 ein logisches Steuersignal „0" übergeben und am Pufferverstärker 230 wird eine logische „1" übergeben, um eine erste Betriebsart festzulegen. Wenn am Pufferverstärker 220 und am Pufferverstärker 235 eine logische „1" übergeben wird und am Pufferverstärker 230 eine logische „0" übergeben wird, wird eine zweite Betriebsart vorgegeben.
3 zeigt ein Blockschaltbild des Empfangsarms 100 mit noch mehr Einzelheiten. Genauer gesagt, wird der Differenzverstärker 200 (und seine zugeordneten Komponenten) ausführlicher gezeigt als der Differenzverstärker 300. Der Differenzverstärker 300 weist alle Funktionen des Integratorabschnitts 150 und des Abtastabschnitts 170 auf, die oben mit Bezug auf 2 beschrieben wurden (ausgenommen die Funktionen, die durch die CMFB-Schaltung 240 durchgeführt werden, welche sowohl in 2 als auch 3 die gleiche Operation durchführt).
Der Differenzverstärker 300 weist vorzugsweise mindestens fünf (5) Eingangsanschlüsse auf, einschließlich eines positiven Spannungseingangsanschlusses (V_IN+) 301, eines negativen Spannungseingangsanschlusses (V_IN–) 302, eines positiven Steueranschlusses (V_CONTROL+) 303, eines negativen Steueranschlusses (V_CONTROL–) 304 und eines Stromreferenz-Eingangsanschlusses (I_REF) 307.
Ein an die Differenz-Steueranschlüsse (V_CONTROL+, V(_CONTROL–) 303, 304 angelegtes Spannungssignal bestimmt, ob der Verstärker 300 in einem der beiden folgenden Zustände (Betriebsarten) ist: Integrier/Abtast-(I/S-)Betriebsart oder Rücksetz/Halte-(R/H-)Betriebsart. Wenn zum Beispiel eine Spannung von +3 Volt (V) an den negativen Steuerspannungsanschluß (V_CONTROL–) 304 angelegt würde und eine Spannung von +2 V an den positiven Steuerspannungsanschluß (V_CONTROL+) 303 angelegt würde, dann wäre der Verstärker 300 in der I/S-Betriebsart. Ebenso wäre, wenn eine Spannung von 3 Volt (V) an den positiven Steuerspannungsanschluß (V_CONTROL+) 303 angelegt würde und eine Spannung von 2 V an den negativen Steuerspannungsanschluß (V_CONTROL–) 304 angelegt würde, der Verstärker 300 dann in der R/H-Betriebsart. Natürlich erkennt der Fachmann, daß die Umkehrung der oben erwähnten Anordnung das gleiche Ergebnis erzielen würde und hier ebenfalls in Betracht kommt.
In der I/S-Betriebsart wird ein Eingangssignal (Einzelimpuls oder Impulsfolge), das an die Differenz-Eingangsanschlüsse (V_IN+, V_IN–) 301, 302 übergeben wird, über einen spezifischen Zeitraum (zum Beispiel 0 – T_b, was gleich der Länge des Einzelimpulses oder der Impulsfolge ist) integriert und ein dem Integrationsergebnis entsprechender Abtastwert wird erzeugt. Die Integration wird vorzugsweise durch die RC-Netzwerke 315, 330 und 320, 335 und den Differenzverstärker 300 durchgeführt, wie nachstehend erklärt.
In der R/H-Betriebsart wird das (in der US-Betriebsart erzeugte) abgetastete Integrationsergebnis gehalten (zum Beispiel über einen Kondensator), und die Integratoren (zum Beispiel die RC-Netzwerke 315, 330 und 320, 335) werden zur Vorbereitung auf die nächste Integration zurückgesetzt.
Sowohl in der I/S- als auch in der R/H-Betriebsart wird ein Eingangsspannungssignal (von einem Mischerabschnitt 110) vorzugsweise durch die Widerstände 315, 320 in die Differenz-Eingangsanschlüssen (V_IN+, V_IN–) 301, 302 des Verstärkers 300 gekoppelt Das Eingangsspannungssignal kann einen Einzelimpuls oder eine Impulsfolge umfassen, der bzw. die durch die Korrelation eines von einem Objekt reflektierten gesendeten Signals mit einer verzögerten Version des ursprünglichen durch den Mischerabschnitt 110 erzeugten Signals erzeugt wird, wie im US-Patent Nr. 6 587 072 beschrieben, dessen Inhalt hierin durch Bezugnahme aufgenommen wird. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 300, das an den Kompensationskondensator-Spannungsanschlüssen (V_OCC+, V_OCC–) 310, 311 übergeben wird, wird vorzugsweise in die Kondensatoren (C₁, C₂) 330, 335 gekoppelt. Die Kondensatoren (C₁, C₂) 330, 335 in Verbindung mit dem Differenzverstärker 300 und den Widerständen 315, 320 bilden einen grundlegenden RC-Integrator. In der US-Betriebsart wird ein zu integrierendes Signal vom Ausgang des Verstärkers 300 (zum Beispiel V_OCC+, V_OCC–) durch diese RC-Netzwerke 315, 330 und 320, 335 rückgekoppelt, wie nachstehend ausführlich erklärt.
Der Verstärker 300 weist auch einen Leistungsanschluß (V_CC) 305 und einen Masseanschluß (GND) 306 auf. Der Leistungsanschluß 305 kann mit einer Spannungsquelle (zum Beispiel +5 Volt) gekoppelt sein, wie dem Fachmann bekannt ist. Zusätzlich wird, wie nachstehend erklärt, ein Stromreferenzsignal vorzugsweise durch die CMFB-Schaltung 240 erzeugt und an den Stromreferenz-Eingangsanschluß (I_REF) 307 des Verstärken 300 übergeben.
Der Verstärker 300 weist auch sechs (6) Ausgangsanschlüsse einschließlich eines positiven Spannungsausgangsanschlusses (V_OUT+) 308, eines negativen Spannungsausgangsanschlusses (V_OUT–) 309, eines positiven Ausgangskompensationskondensator-Spannungsanschlusses (V_OCC+) 310, eines negativen Ausgangskompensationskondensator-Spannungsanschlusses (V_OCC–) 311, eines positiven Schalteranschlusses (SW_P) 312 und eines negativen Schalteranschlusses (SW_N) 313 auf.
In der I/S-Betriebsart wird ein Differenz-Ausgangssignal, das das „Integral" des an den Differenz-Eingangsanschlüssen (V_IN+, V_IN–) 301, 302 übergebenen Eingangssignals ist, an den Kompensationskondensator-Spannungsanschlüssen (V_OCC+, V_OCC–) 310, 311 übergeben und durch die RC-Netzwerke (C₁/R₁) 315, 330 bzw. (C₂/R₂) 320, 335 integriert. Wenn der Verstärker 300 in der R/H- Betriebsart ist, wird ein an den Differenz-Schalteranschlüssen (V_IN+, V_IN–) 301, 302 erzeugtes Rückkopplungssignal zu den Differenz-Eingangsanschlüssen (V_IN+, V_IN–) rückgekoppelt, um dadurch das Eingangsspannungssignal auszulöschen. Genauer gesagt, wird an den Differenz-Schalteranschlüssen (SW_P, SW_N) 312, 313 kontinuierlich ein Signal erzeugt, das mit dem Eingangssignal identisch ist, aber zu diesem um 180° phasenverschoben ist (und Verstärkung aufweist). Wenn der Verstärker 300 (von der I/S-Betriebsart) in die R/H-Betriebsart eintritt, wird dieses um 180° phasenverschobene Signal mit dem Eingangssignal gekoppelt, um dadurch die Eingangswelle „auszulöschen" und somit jede resultierende Integration der beiden Wellen im wesentlichen gleich null (0) zu machen.
Die CMFB-Schaltung 240 wirkt, um eine Gleichtaktspannung für den Verstärker 300 festzulegen. Die CMFB-Schaltung 204 weist einen Leistungsanschluß (V_CC) 241 und einen Masseanschluß (GND) 242 auf. Die CMFB-Schaltung 240 weist auch Differenz-Spannungseingangsanschlüsse (V_INCM+, V_INCM–) 243, 244 und einen Gleichtakt-Spannungseingangsanschluß (V_CM) 245 auf.
Wie oben erwähnt, werden die Differenz-Spannungseingangsanschlüsse (V_INCM+, V_INCM–) 243, 244, wenn der Differenzverstärker 300 in der I/S-Betriebsart ist, mit den Kondensatoren (C₁, C₂) 330, 335 gekoppelt, um dadurch die Gleichtakt-DC-Vorspannung am Ausgang des Differenzverstärkers 300 (V_OCC+, V_OCC–) zu erfassen, die mit dem Ausgangssignal identisch ist, das an die RC-Netzwerke (C₁/R₁) 315, 330 und (C₂/R₂) 320, 335 und den Differenzverstärker 300 übergeben wird. Der Gleichtakt-Spannungseingangsanschluß (V_CM) 245 gibt eine bestimmte Gleichtaktspannung der integrierten Ausgangswellenform vor.
Die CMFB-Schaltung 240 hat einen einzelnen Ausgangsanschluß (I_CMFB) 246, der einen Ausgangsstrom zur Regulierung der Gleichtaktspannung der durch den Differenzverstärker 300 erzeugten integrierten Ausgangswellenform bereitstellt. Dieser Ausgangsstrom I_CMFB wird am oben erwähnten Referenzstrom-Eingangsanschluß (I_REF) 307 in den Differenzverstärker 300 gekoppelt.
Eine Gleichtaktspannung (zum Beispiel 1,6 Volt) wird vorzugsweise am Gleichtaktspannungs-Eingangsanschluß (V_CM) 245 der CMFB-Schaltung 240 übergeben. Diese Gleichtaktspannung (V_CM) stellt einen Mittelpunkt bereit, um den die Ausgangsspannung von den Differenz-Spannungsausgangsanschlüssen (V_OUT+, V_OUT–) 308, 309 zentriert wird. Wenn die Gleichtaktspannung zum Beispiel 1,6 Volt beträgt, wäre die Ausgangsspannungswellenform um 1,6 Volt zentriert (das heißt, wenn die Ausgangsspannungswellenform eine Rechteckwelle wäre, dann würde eine Hälfte der Wellenform bei Spannungen übertragen, die größer als 1,6 Volt sind, und eine Hälfte der Wellenform würde bei Spannungen übertragen, die kleiner als 1,6 Volt sind).
4 zeigt den Empfangsarm 100 (einschließlich des Differenzverstärkers 300 von 3), der mit Transistorlogik implementiert ist, als Empfangsschaltung 400. Vorzugsweise sind alle in 4 gezeigten Transistoren bipolare negativ-positiv-negativ-(npn-)Sperrschichttransistoren (BJTs), aber der Fachmann wird erkennen, daß verschiedene Typen von Transistoren zur Bildung der Empfangsschaltung 400 geeignet sind.
Die Empfangsschaltung 400 besteht aus drei Hauptteilen: einem Verstärkerabschnitt 410, einem Integration-Rückkopplungsabschnitt 440 und einem Abtast- und Halteabschnitt 470. Der Verstärkerabschnitt 410 sorgt für die Verstärkung der an die Differenz-Eingangsanschlüsse (V_IN+, V_IN–) 301, 302 angelegten Eingangsspannungswellenform. Der Integration-Rückkopplungsabschnitt 440 sorgt für die Integration der an die Differenz-Eingangsanschlüsse (V_IN+, V_IN–) 301, 302 angelegten Eingangsspannungswellenform, wenn die Empfangsschaltung 400 in der Integrier/Abtast-(I/S-)Betriebsart ist (die der oben mit Bezug auf 3 beschriebenen I/S-Betriebsart entspricht). Man beachte, daß einer der Differenz-Steuerspannungsanschlüsse (V_CONTROL+, V_CONTROL–) 303, 304, genauer gesagt der Steuerspannungsanschluß (V_CONTROL+) 303, mit dem Integration-Rückkopplungsabschnitt 440 sowie mit dem Abtast- und Halteabschnitt 470 gekoppelt ist, während der andere Differenz-Steuerspannungsanschluß, genauer gesagt der Steuerspannungsanschluß (V_CONTROL–) 304, mit dem Abtast- und Halteabschnitt 470 gekoppelt ist. Die Steuersignale, die an den Differenz-Steuerspannungsanschlüssen (V_CONTROL+, V_CONTROL–) 303, 304 übergeben werden, steuern den Strom und ermöglichen Übergänge von der I/S-Betriebsart zur R/H-Betriebsart (die der oben mit Bezug auf 3 beschriebenen R/H-Betriebsart entspricht). Der Abtast- und Halteabschnitt 470 erzeugt eine abgetastete Ausgangsspannungswellenform an den Differenz-Spannungsausgangsanschlüssen (V_OUT+, V_OUT–) 308, 309 auf der Grundlage der im Integrations-Rückkopplungsabschnitt 440 und im Verstärkerabschnitt 410 durchgeführten Integration.
Der Verstärkerabschnitt 410 weist ein erstes Differenz-Transistorpaar 411, 412 auf, das mit den Differenz-Eingangsanschlüssen (V_IN+, V_IN–) 301 beziehungsweise 302 gekoppelt ist. Ein zweites Differenz-Transistorpaar 413, 414 ist mit den Emitteranschlüssen des ersten Differenz-Transistorpaars 411, 412 gekoppelt und fungiert als Stromquellen. Die Emitteranschlüsse des zweiten Differenz-Transistorpaars 413, 414 sind durch ein erstes Paar Widerstände 415, 416 mit Masse (GND) gekoppelt. Die Kollektoranschlüsse des ersten Differenz-Transistorpaars 411, 412 sind durch ein zweites Paar Widerstände 417, 418 mit einer Spannungsversorgung (V_CC) gekoppelt. Die Basisanschlüsse des zweiten Differenz-Transistorpaars 413, 414 sind mit einem dritten Paar Transistoren 419, 420 gekoppelt. Die Widerstände 421, 422 zusammen mit dem dritten Paar Transistoren 419, 420 legen den Kollektorstrom des ersten Differenz-Transistorpaars 411, 412 über das zweite Differenz-Transistorpaar 413, 414 (die als Stromspiegel fungieren) mit den Widerständen 415, 416 fest.
Weil der Referenzstrom-Eingangsanschluß (I_REF) 307 mit dem Transistor 419 gekoppelt ist, wird der durch die CMFB-Schaltung 240 zugeführte Gleichtakt-Steuerstrom I_CMFB direkt an den Kollektor (und über den Transistor 425 letztlich an die Basis) des Transistors 419 angelegt, und dieser Kollektorstrom wird wiederum im Transistor 413 „gespiegelt", der den Gesamtkollektorstrom für das erste Differenz-Transistorpaar 411, 412 bereitstellt.
Ein erstes Netzwerk von Vorspannungstransistoren 423–425 ist zwischen die Spannungsversorgung (V_CC) und die Transistoren 413, 419 gekoppelt. Ein zweites Netzwerk von Vorspannungstransistoren 426–428 ist außerdem zwischen die Spannungsversorgung (V_CC) und die Transistoren 414, 420 gekoppelt. Das zweite Netzwerk von Vorspannungstransistoren 426–428 weist außerdem einen Widerstand 429 auf, der mit der Basis des Transistors 428 und dem Kollektor des Transistors 420 gekoppelt ist.
Wie oben erwähnt, übergibt der Stromreferenz-Eingangsanschluß (I_REF) 307 einen Vorspannungsstrom (I_REF) an den Kollektor des Transistors 419 des dritten Transistorpaars 419, 420 und an die Basis des Transistors 413 des zweiten Transistorpaars 413, 414. Dieser Vorspannungsstrom kann durch die CMFB-Schaltung 240 verändert werden, die einen Gleichtakt-Steuerstrom (I_CMFB) an den Stromreferenz-Eingangsanschluß (I_REF) 307 übergibt. Ein Ausgangssignal (V_AMP(+), V_AMP(–)) vom Verstärkerabschnitt 410 wird an den Kollektoranschlüssen des ersten Differenz-Transistorpaars 411, 412 an den Integration-Rückkopplungsabschnitt 440 übergeben.
5 zeigt den Verstärkerabschnitt 410 ausführlicher. Wie oben erwähnt, wird an den Kollektoranschlüssen des ersten Differenz-Transistorpaars 411, 412 ein Differenz-Spannungsausgangssignal V_AMP(+), V_AMP(–) an den Integration-Rückkopplungsabschnitt 440 übergeben. Der Verstärkerabschnitt 410 in Verbindung mit dem Integrations-Rückkopplungsabschnitts 440 und die Kondensatoren 471, 472 vom Abtast- und Halteabschnitt 470 bilden die grundlegenden Elemente eines Integrators.
Zurückkehrend zu 4 weist der Integration-Rückkopplungsabschnitt 440 einen ersten Satz Transistoren 441–443 und einen zweiten Satz Transistoren 444–446 auf, die mit dem Differenz-Spannungsausgangssignal V_AMP(+), V_AMP(–) vom Verstärkerabschnitt 410 gekoppelt sind. Der erste und der zweite Satz Transistoren 441–443 und 444–446 arbeiten, um an den Anschlüssen 310, 311 des Differenzverstärkers 300 eine Differenz-Kompensationskondensator-Ausgangsspannung (V_OCC+, V_OCC–) bereitzustellen. Die Transistoren 441 und 444 des ersten Satzes Transistoren 441–443 und fungieren als Spannungspuffer (wie auch die Transistoren 453, 455, 458 und 461), so daß die Ausgangssignale der Transistoren 441 und 444 identisch mit den Ausgangssignalen der Transistoren 453 und 455 (des dritten und des vierten Satzes Transistoren 453, 454 und 455, 456, die nachstehend beschrieben sind) sind, ausgenommen, daß sie „umgeschaltet" werden, um die unterschiedlichen Betriebsarten zu ermöglichen. Wenn zum Beispiel die Spannung am Steuerspannungsanschluß (V_CONTROL+) 303 kleiner als die Spannung am Steuerspannungsanschluß (V_CONTROL–) 304 ist, dann fließt in den Transistoren 453, 455 im wesentlichen kein Strom, und darum sind sie „ausgeschaltet". Wie oben beschrieben, wird die Differenz-Kompensationskondensator-Ausgangsspannung (V_OCC+, V_OCC–) durch die CMFB-Schaltung 240 erfaßt und den RC-Integratornetzwerken (C₁/R₁) 315, 330 und (C₂/R₂) 320, 335 zugeführt. Der Integrations-Rückkopplungsabschnitt 440 weist auch einen ersten Widerstand 447 und ein Netzwerk von Transistoren 448–452 auf, die zur Bereitstellung der erforderlichen Vorspannung zwischen die Spannungsversorgung (V_CC) und die Masse (GNU)) gekoppelt sind.
Das Differenz-Spannungsausgangssignal V(+), V_AMP(–) vom Verstärkerabschnitt 410 wird auch an den dritten und den vierten Satz Transistoren 453, 454 und 455, 456 angelegt. Der dritten und der vierte Satz Transistoren arbeiten, um an den Anschlüssen 312, 313 des Verstärkers 300 eine geschaltete Differenz-Ausgangsspannung (SW_P, SW_N) zu übergeben. Wie oben erwähnt, ist diese geschaltete Ausgangsspannung vorzugsweise identisch mit dem Eingangsspannungssignal, das in die Differenz-Eingangsanschlüsse (V_IN+, V_IN–) 301, 302 gekoppelt wird, aber um 180° phasenverschoben und verstärkt. Der dritte Satz Transistoren 453, 454 ist mit dem Transistor 457 (der als Stromquelle fungiert) gekoppelt, und der vierte Satz Transistoren 455, 456 ist mit dem Transistor 477 (der als Stromquelle fungiert) gekoppelt. Der dritte und der vierte Satz Transistoren 453, 454 und 455, 456 sind Stromsteuernetzwerke, die für die Signalumschaltung sorgen, und die Transistoren 457, 477 fungieren als Stromquellen. Zusätzlich hat jeder Transistor, der mit der Basis des Transistors 452 verbunden ist, (zum Beispiel die Transistoren 443, 446, 457, 460, 463, 477, 478, 479, 480–483) einen Strom darin, der ein „Spiegel" des Stroms im Transistor 452 (das heißt, identisch damit) ist.
Einer der Differenz-Steuerspannungsanschlüsse (V_CONTROL+, V_CONTROL–) 303, 304 (zum Beispiel der „+"-Anschluß 303) ist vorzugsweise mit den Basen der Transistoren 454 und 456 des dritten und des vierten Satzes Transistoren 453, 454 und 455, 456 gekoppelt und ist außerdem mit den Basen der Transistoren 484, 485 des Abtast- und Halteabschnitts 470 gekoppelt. Die Transistoren 454 und 456 sind das Komplement zu den Transistoren 473 und 474, und ebenso sind die Transistoren 484 und 485 das Komplement zu den Transistoren 475 und 476. Wenn zum Beispiel die Transistoren 454 und 456 „Ein" sind (das heißt, wenn Strom durch sie hindurchfließt), dann sind die Komplementärtransistoren 473 und 474 „Aus".
Der andere der Differenz-Steuerspannungsanschlüsse (V_CONTROL+, V_CONTROL–) 303, 304 (zum Beispiel der „–"-Anschluß 304) ist vorzugsweise mit dem Abtast- und Halteabschnitt 470 gekoppelt, wie nachstehend ausführlicher beschrieben. Wie oben erwähnt, ist der Verstärker in einer der beiden Betriebsarten (zum Beispiel in der I/S-Betriebsart), wenn die an einen ersten (zum Beispiel 303) der Differenz-Steuerspannungsanschlüsse 303, 304 angelegte Spannung ein wenig größer ist als die an einem zweiten Anschluß (zum Beispiel 304). Ebenso ist der Verstärker in der anderen der beiden Betriebsarten (zum Beispiel in der R/H-Betriebsart), wenn die an den zweiten Anschluß angelegte Spannung ein wenig größer ist als die an den ersten Anschluß angelegte Spannung. Somit kann durch Anlegen veränderlicher Steuerspannungen an die Differenz-Steuerspannungsanschlüsse 303, 304 die Betriebsart des Verstärkers 300 genau gesteuert werden. In der beispielhaften Empfangsschaltung 400, die in 4 gezeigt ist, betätigt das Anlegen einer höheren Spannung an den Differenz-Steuerspannungsanschluß 303 die R/H-Betriebsart, und das Anlegen einer höheren Spannung an den Differenz-Steuerspannungsanschluß 304 betätigt die I/S-Betriebsart.
Schließlich wird das Differenz-Spannungsausgangssignal V_AMP(+), V_AMP(–) vom Verstärkerabschnitt 410 an den fünften und den sechsten Satz Transistoren 458–460 und 461–463 angelegt. Man beachte, daß die Transistoren 441, 444, 453, 455, 458 und 461 vorzugsweise identische Transistoren sind, die als Spannungspuffer arbeiten. Der fünfte und der sechsten Satz Transistoren 458–460 und 461–463 arbeiten in Verbindung mit dem Rest des Integrations-Rückkopplungsabschnitts 440, um eine integrierte Differenzspannung V_INT(+), V_INT(–) an den ersten und den zweiten Abtastkondensator 471, 472 des Abtast- und Halteabschnitts 470 zu übergeben.
Während die Integration der Eingangswellenform weitergeht (das heißt, während die Empfangsschaltung 400 in der I/S-Betriebsart ist), werden der erste und der zweite Abtastkondensatoren 471, 472 mit der integrierten Differenzspannung V_INT(+), V_INT(–) geladen. Wenn die Integration endet (das heißt, wenn die Empfangsschaltung in die R/H-Betriebsart eintritt), wird die Differenzspannung (Ladung) an den Abtastkondensatoren 471, 472 zur gegenüberliegenden Seite der Kondensatoren übergeben, wie nachstehend beschrieben, wo sie gehalten und an den Ausgangsanschlüssen 308, 309 als Differenz-Ausgangsspannung V_OUT+, V_OUT– bereitgestellt wird.
Der negative Steuerspannungsanschluß (V_CONTROL–) 304 stellt ein Differenz-Vorspannungssignal für den Abtast- und Halteabschnitt 470 bereit, das an die Basen einer ersten Vielzahl von Transistoren 473–476 angelegt wird. Der positive Steuerspannungsanschluß (V_CONTROL+) 303 übergibt ein Differenz-Vorspannungssignal an eine dritte Vielzahl von Transistoren 484, 485 (sowie an die Transistoren 454 und 456 im Integration-Rückkopplungsabschnitt 440, wie oben erklärt). Ein erster Widerstand 490 ist mit dem Emitteranschluß des Transistors 478 der zweiten Vielzahl von Transistoren gekoppelt, um einen Strom für die Vorspannungsschaltung (Transistorbank) 500 beizubehalten. Ebenso ist ein zweiter Widerstand 491 mit dem Emitteranschluß des Transistors 481 der zweiten Vielzahl von Transistoren gekoppelt, um einen Strom für die Vorspannungsschaltung (Transistorbank) 550 beizubehalten.
Der erste und der zweite Abtastkondensator 471, 472 übergeben ein Vorspannungssignal an eine fünfte Vielzahl von Transistoren 488, 489, die wiederum mit den positiven und negativen Spannungsausgangsanschlüssen (V_OUT+, V_OUT–) 308, 309 gekoppelt sind, wenn der Differenzverstärker 300 in der R/H-Betriebsart ist. Andernfalls wird (in der I/S-Betriebsart) ein Gleichtakt-Vorspannungssignal durch die Transistoren 475, 476, 560, 565 bereitgestellt, die EIN-vorgespannt sind.
Der Abtast- und Halteabschnitt 470 weist auch zwei Vorspannungsschaltungen 500, 550 zum Vorspannen der integrierten Differenzspannung V_INT(+), V_INT(–) vom Integration-Rückkopplungsabschnitt 440 auf. Jede der Vorspannungsschaltungen 500 (550) weist eine erste Vielzahl von Transistoren 501–506 (551–556), die mit den ersten und zweiten Widerständen 580, 585 (590, 595) gekoppelt sind, und eine zweite Vielzahl von Transistoren 510, 515 (560, 565) auf. Die Vorspannungsschaltungen 500 (550) sind am Mittelpunkt zwischen den Widerständen 580, 585 (590, 595) mit einer jeweiligen ersten (473, 474) und dritten (484, 485) Vielzahl von Transistoren gekoppelt. Die erste und die dritte Vielzahl von Transistoren (473–476, 484, 485) und die Widerstände (580, 585, 590, 595) stellen die Vorspannung für die Vorspannungsschaltungen 500, 550 bereit. Wenn zum Beispiel eine Vorspannung in die Widerstände 580, 585 (590, 595) gesteuert wird, dann sind die Emitter von 510, 515 (560, 565) im Potential niedriger, und wenn keine Vorspannung in die Widerstände 580, 585 (590, 595) gesteuert wird, setzen die Stromquellen, die aus den Transistoren 478, 490 (481, 491) bestehen, die Spannung an den Emittern von 510, 515 (560, 565) viel höher.
Wie oben erwähnt, wird direkt vor dem Umschalten von der I/S-Betriebsart zur R/H-Betriebsart eine „integrierte" Differenzspannung am Eingang (das heißt, der linken Seite) der Abtastkondensatoren 471, 472 bereitgestellt. Nach dem Umschalten in die R/H-Betriebsart ist die Spannung am Eingang zu den Abtastkondensatoren 471, 472 im Differenzbetrieb auf null (0) Volt (V) geklemmt (das heißt, beide Kondensatoren werden auf eine Spannung geklemmt, die ein wenig höher als die durch die CMFB-Schaltung 240 vorgegebene Gleichtaktspannung ist). Zum Beispiel ist direkt vor dem Umschalten in die R/H-Betriebsart die Spannung am Eingang zu den Abtastkondensatoren 471, 472 annähernd 1,6 V (das heißt die Gleichtaktspannung), aber wenn die Abtastkondensatoren geklemmt werden, wird die neue Spannung durch die Spannung an den Emitteranschlüssen der Transistoren 510, 515 bestimmt, wie oben beschrieben. Wenn dies geschieht, wird die Basis-Emitter-Spannung (V_bc) der Transistoren 458 und 461 verringert, was sie „aus"-schaltet.
Die Abtastkondensatoren 471, 472 reagieren auf die kurzzeitige Veränderung der Spannung, und daher wird die Differenz zwischen den Spannungen zum Umschaltzeitpunkt an den Ausgang der Abtastkondensatoren übergeben. Direkt vor der Umschaltung von der US-Betriebsart zur R/H-Betriebsart wurde der Ausgang der Abtastkondensatoren 471, 472 auf eine Gleichtaktspannung geklemmt (die durch die Spannung an den Emitterausgängen der Transistoren 560 und 565 bestimmt wurde), und diese Spannung wird freigegeben, wenn die Betriebsarten umgeschaltet werden, so daß zum Beispiel die Ausgangsspannung auf der positiven Seite (zum Beispiel am positiven Spannungsausgangsanschluß (V_OUT+) 308) durch die folgende Gleichung definiert ist: VOUT+ = [VCL+] + [VCR+] – [VINT(+)]wobei V_CR+ die Spannung auf der rechten Seite des Kondensators (zum Beispiel des Kondensators 472) ist, und die Spannung zum Beispiel auf der negativen Seite (am negativen Spannungsausganngsanschluß (V_OUT–) 309) ist durch die folgende Gleichung definiert: VOUT– = [VCL–] + [VCR–] – [VINT(–)]wobei V_CR– die Spannung auf der rechten Seite des Kondensators (zum Beispiel des Kondensators 471) ist.
Betrachten wir zum Beispiel die Situation, wo: VCL+/– = VCR+/– = 2,0 V, VINT(+) = 1,6 V(DC) + 100 mV(AC), und VINT(–) = 1,6 V (DC) – 100 mV(AC), dann VINT+ = 2,0 V + 2,0 V – [1,6 V(DC) + 100 mV(AC)] = 2,3 V, und VOUT– = 2,0 V + 2,0 V – [1,6 V(DC) – 100 mV(AC)] = 2,5 V
Die Ausgangsspannungen V_OUT+ und V_OUT– können in einem radargestützten Sensorsystem verwendet werden, wie etwa dem oben mit Bezug auf das US-Patent Nr. 6 587 072 beschriebenen System. Insbesondere kann der Spannungsunterschied (ΔV) zwischen V_OUT+ und V_OUT– den integrierten Wert der Korrelation der gesendeten und der empfangenen Impulse umfassen. Wie für den Fachmann verständlich ist, kann dieses Spannungsdifferenzsignal ΔV an einen Analog-Digital-Umsetzer (ADC) angelegt und weiterverarbeitet werden, um die Entfernung des Objekts, welches das gesendete Radarsignal reflektierte, zu bestimmen.
6 zeigt ein Schaltbild einer Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung-(CMFB-)Schaltung 600 (zum Beispiel der oben mit Bezug auf 3 beschriebenen CMFB-Schaltung 240) gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die CMFB-Schaltung 600 arbeitet in Verbindung mit der oben beschriebenen Empfangsschaltung 400, um eine Gleichtaktspannung vorzugeben. Die CMFB-Schaltung 600 weist einen Leistungsanschluß (V_CC) 601 und einen Masseanschluß (GND) 602 auf. Die CMFB-Schaltung 600 weist außerdem Differenz-Spannungseingangsanschlüsse (V_o+, V_o–) 603, 604 und einen Gleichtakt-Spannungseingangsanschluß (V_CM) 605 auf.
Der Gleichtakt-Spannungseingangsanschluß (V_CM) 605 gibt eine bestimmte Gleichtaktspannung vor, die über einen Ausgangsanschluß (I_CMFB) 606 an einen Differenzverstärker (zum Beispiel den Differenzverstärker 300 in 3; den Verstärkerabschnitt 410 und den Integrations-Rückkopplungsabschnitt 440) übergeben wird. Insbesondere stellt der Ausgangsanschluß (I_CMFB) 606 einen Ausgangsstrom (I_CMFB) zur Regulierung der Gleichtaktspannung einer durch den Differenzverstärker erzeugten integrierten Wellenform bereit. Genauer gesagt, setzt die CMFB-Schaltung 240 die Spannung an der Eingangsseite (linken Seite) der Abtastkondensatoren 471, 472 (des in 4 gezeigten Abtast- und Halteabschnitts 470) auf die am Gleichtakt-Spannungseingangsanschluß (V_CM) 605 bereitgestellte Gleichtaktspannung. Dementsprechend wird am Ausgang der Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung-(CMFB-)Schaltung 600 ein Strom übergeben, der auf einer an den Differenz-Spannungseingangsanschlüssen (V_o+, V_o–) 603, 604 übergebenen Differenzspannung beruht, die 1,6 V + V_IN(+) auf der positiven Seite und 1,6 V – V_IN(–) auf der negativen Seite beträgt.
Die Ausgangs-Gleichtaktspannung am Eingang der Kondensatoren 471, 472 ist vorgegeben, weil die Puffertransistoren 441, 444, 453, 455 und 461 identisch sind und deshalb der Weg vom Basisanschluß des Transistors 441 zum Emitteranschluß des Transistors 441 mit dem Weg vom Basisanschluß des Transistors 458 zum Emitteranschluß des Transistors 458 identisch ist und somit die Gleichtaktspannung mit der Spannung an den Kompensationskondensator-Spannungsanschlüssen (V_OCC+, V_OCC–) 310, 311 des Differenzverstärkers 300 (welche die Emitteranschlüsse der Transistoren 441 und 444 sind) identisch ist. Der Ausgangsstrom I_CMFB wird an einem Referenzstrom-Eingangsanschluß (zum Beispiel dem Referenzstrom-Eingangsanschluß (I_REF) 307 in 3) in den Differenzverstärker (zum Beispiel den Differenzverstärker 300 in 3) gekoppelt.
Die an den Gleichtakt-Spannungseingangsanschluß (V_CM) 605 angelegte Spannung wird zuerst an die Basis eines ersten Transistors 610 angelegt. Ein Kollektoranschluß des ersten Transistors 610 ist mit dem Basisansehluß eines zweiten Transistors 611 und dem Kollektoranschluß eines dritten Transistors 612 gekoppelt. Der Emitteranschluß des dritten Transistors 612 ist mit dem Leistungsanschluß (V_CC) 601 der CMFB-Schaltung 600 gekoppelt, die eine Spannung an diesen übergibt. Gegenüber dem ersten bis dritten Transistor 610–612 liegen ein vierter bis sechster Transistor 613–615, die in Differenzschaltung angeordnet sind. Wenn zum Beispiel der Transistor 622 einen Strom von 500 Mikroampere (μA) (wie er vom Transistor 621 „gespiegelt" wird) erzeugt, stehen nur 500 μA für beide Arme des aus den Transistoren 610 und 613 bestehenden Differenzpaars zur Verfügung. Somit gibt es in bezug auf den statischen Betrieb 250 μA auf der einen Seite (zum Beispiel Transistor 610) und 250 μA auf der anderen Seite (zum Beispiel Transistor 613). Wenn sich die Basisspannungen der Transistoren 610 und 613 relativ zueinander verändern (zum Beispiel eine Basisspannung höher ist als die andere), dann hat somit der Transistor, der auf einer höheren Basisspannung liegt, mehr Strom als der andere.
Eine erste Gruppe von Transistoren 616–620 ist mit dem Leistungsanschluß (V_CC) 601 der CMFB-Schaltung 600 und dem Basisanschluß des sechsten Transistors 615 gekoppelt. Idealerweise ist der Strom in den Transistoren 616–620 gleich dem Fünf-(5-)fachen des Stroms in den Transistoren 615 und 613, da es fünf(5-)mal so viele Transistoren gibt. Ein siebenter Transistor 621 ist durch einen ersten Widerstand 625 mit dem Leistungsanschluß (V_CC) 601 der CMFB-Schaltung 600 gekoppelt. Ein Emitteranschluß des siebenten Transistors 621 ist mit einem zweiten Widerstand 626 gekoppelt. Die Transistoren 616–621 geben zusammen mit den Widerständen 625 und 626 den Vorspannungsstrom der CMFB-Schaltung 600 vor. Ein achter Transistor 622 ist mit den Emitteranschlüssen des ersten und des vierten Transistors 610, 613 gekoppelt, und sein Emitteranschluß ist mit einem dritten Widerstand 627 gekoppelt. Der siebente Transistor 621 fungiert als „Stromspiegel", um einen gespiegelten Strom im achten Transistor 622 zu erzeugen.
Die Arbeitsweise der CMFB-Schaltung 600 ist wie folgt. Wie man bemerken wird, sind die Differenz-Spannungseingangsanschlüsse (V_o+, V_o–) 603, 604 der CMFB-Schaltung 600 jeweils mit einem vierten und einem fünften Widerstand 628, 629 und mit der Basis des Transistors 613 gekoppelt. Jegliche Differenz (ΔV) zwischen den Spannungen an den Basen der Transistoren 610 und 613 führt zu einer Differenz zwischen den Kollektorströmen der Transistoren 612 und 615 (und ebenso der Transistoren 610 und 613). Speziell wenn V_CM größer ist als die Spannung an der Basis des Transistors 613 (V_b613), dann sind die Kollektorströme der Transistoren 610 und 612 größer als die Kollektorströme der Transistoren 613 und 615. Der Strom im Transistor 615 wird in den Transistoren 616–620 gespiegelt und schließlich über den Referenzstrom-Eingangsanschluß (I_REF) 307 als Gleichtakt-Steuerstrom I_CMFB (siehe 4) an die Transistoren 413 und 419 des Verstärkerabschnitts 410 übergeben.
Unter der oben erwähnten Bedingung (V_CM > V_b613) wird, sowie der Strom in den Transistoren 411 und 412 verringert wird, die Gleichtaktspannung an den Widerständen 417 und 418 erhöht. Die erhöhte Gleichtaktspannung an den Widerständen 417 und 418 wird durch die Puffertransistoren 441 und 444 geleitet und an den Kompensationskondensator-Spannungsanschlüssen (V_OCC+, V_OCC–) 310, 311 des Differenzverstärkers 300 übergeben. Die erhöhte Gleichtaktspannung, die an den Kompensationskondensator-Spannungsanschlüssen (V_OCC+, V_OCC–) 310, 311 vorliegt, wird wiederum in die Gleichtakt-Differenz-Spannungseingangsanschlüsse (V_o+, V_o–) 603, 604 gekoppelt. Die Gleichtakt-Differenz-Spannungseingangsanschlüsse (V_o+, V_o–) 603, 604 sind durch die Widerstände 628 und 629 mit der Basis des Transistors 613 gekoppelt. Somit liegt die erhöhte Gleichtaktspannung nunmehr an der Basis des Transistors 613 an, wo vorher eine verringerte Spannung (das heißt weniger als V_CM) angelegt wurde.
Ebenso erfolgt, wenn eine Erhöhung der Kollektorströme der Transistoren 613, 615 erfolgt, eine entsprechende Verringerung der Gleichtaktspannung an den Widerständen 417 und 418, und die obigen Betriebsabläufe erfolgen, um eine verringerte Gleichtaktspannung an die Basis des Transistors 613 anzulegen. Schließlich wird ein Punkt erreicht, wo die Spannung an den Kompensationskondensator-Spannungsanschlüssen (V_OCC+, V_OCC–) 310, 311 (und folglich an den Gleichtakt-Differenz-Spannungseingangsschlüssen (V_OCC+, V_OCC–) 603, 604) gleich der Gleichtaktspannung (V_CM) am Gleichtakt-Spannungseingangsanschluß (V_CM) 605 ist (zum Beispiel 1,6 Volt) ist.

Claims

Radargestütztes Sensorsystem, aufweisend: einen Empfänger (100), wobei der Empfänger (100) einen Differenzverstärker (200, 300, 400) und mindestens eine Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung (240) aufweist, die mit dem Differenzverstärker (200, 300, 400) gekoppelt ist, zur Lieferung eines Steuerstroms an den Differenzverstärker (200, 300, 400) zur Regulierung einer Gleichtaktspannung des Differenzverstärkers (200, 300, 400), wobei der Differenzverstärker (200, 300, 400) in mindestens zwei Betriebsarten betriebsfähig ist, so daß der Differenzverstärker in einer ersten Betriebsart der mindestens zwei Betriebsarten betriebsfähig ist, die Integration eines Signals durchzuführen, und der Differenzverstärker (200, 300, 400) in einer zweiten Betriebsart der mindestens zwei Betriebsarten betriebsfähig ist, mindestens einen Abtastwert zu halten, der ein vorher integriertes Signal darstellt.
Sensorsystem nach Anspruch 1, wobei der Empfänger (100) ferner mindestens einen Kondensator (205) und mindestens einen Widerstand (151) aufweist, die mit dem Differenzverstärker (200, 300, 400) gekoppelt sind, zum Integrieren eines an den Differenzverstärker (200, 300, 400) angelegten Spannungssignals.
Sensorsystem nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Differenzverstärker (200, 300, 400) mindestens zwei Differenz-Spannungseingangsanschlüsse (301, 302) und mindestens zwei Differenz-Steuerspannungsanschlüsse (303, 304) aufweist.
Sensorsystem nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei der Differenzverstärker (200, 300, 400) aufweist: einen Verstärkerabschnitt (410) zum Verstärken eines Eingangssignals; einen Integrationsabschnitt (440) zum Integrieren des Eingangssignals; und einen Abtast- und Halteabschnitt (470) zum Abtasten und Halten mindestens eines Spannungswerts, der aus der Integration des Eingangssignals resultiert.
Sensorsystem nach Anspruch 4, wobei der Abtast- und Halteabschnitt (470) mindestens zwei Kondensatoren (470, 471) aufweist, zum Speichern von Spannungswerten, die am der Integration des Eingangssignals resultieren.
Sensorsystem nach Anspruch 3, wobei die mindestens zwei Differenz-Steuerspannungsanschlüsse (303, 304) eine Auswahl einer der mindestens zwei Betriebsarten ermöglichen.