DE60220865T2

DE60220865T2 - Verfahren zum OFDM-Empfang sowie Einrichtung

Info

Publication number: DE60220865T2
Application number: DE60220865T
Authority: DE
Inventors: Makoto Kawasaki-shi Yoshida; Yoshinori Kawasaki-shi Tanaka
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2001-09-14
Filing date: 2002-04-05
Publication date: 2007-10-25
Anticipated expiration: 2022-04-06
Also published as: US7672382B2; DE60220865D1; JP3782330B2; EP1750410B1; JP2003087213A; US20090290665A1; EP1750410A1; EP1294154B1; EP1294154A2; EP1294154A3; US8000400B2; US20030053412A1

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf ein OFDM-Empfangsverfahren und -vorrichtung. Genauer bezieht sich die Erfindung auf ein OFDM-Empfangsverfahren und -vorrichtung zum Empfangen eines Signals, das gemäß Orthogonalem Frequenzteilungsmultiplexen (Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)) gemultiplext ist und zum Anwenden von FFT-Verarbeitung auf dem empfangenen Signal, um Sendedaten zu demodulieren.
Bei der breitbandigen drahtlosen Kommunikation verursacht frequenzselektiver Schwund aufgrund von Mehrwegen einen Abfall bei der Kanalqualität. Mehrträgerübertragung ist als ein Verfahren bekannt, das Mehrwegeschwund gegenüber hochbeständig ist. Das Verfahren teilt das Übertragungsband in eine Vielzahl von (N) Trägern (die als "Zwischenträger" bezeichnet werden), wodurch eine Frequenzvielfaltswirkung in Bezug auf den frequenzselektiven Schwund erhalten wird. Dies macht es möglich, drahtlose Übertragung von hoher Qualität zu erreichen. In 23 ist (a) ein Diagramm, das dabei nützlich ist, ein Mehrträgerübertragungsschema zu beschreiben. Ein Seriell-Parallel-Umwandler 1 wandelt serielle Daten in parallele Daten um und gibt die parallelen Daten an Quadraturmodulatoren 3a bis 3d jeweils über Tiefpassfilter 2a bis 2d ein. In 23 werden die seriellen Daten in parallele Daten, die vier Symbole umfassen, gewandelt. Jedes Symbol ist eine komplexe Zahl und umfasst einen Komponenten in Phase und einen Quadraturkomponenten. Die Quadraturmodulatoren 3a bis 3d unterziehen jedes Symbol einer Quadraturmodulation durch Zwischenträger, die Frequenzen f1 bis f4 aufweisen, und die in (b) von 23 illustriert sind, ein Kombinierer 4 kombiniert die quadraturmodulierten Signale und ein Transmitter (nicht gezeigt) wandelt das kombinierte Signal hoch auf ein Hochfrequenzsignal, und überträgt dann das Hochfrequenzsignal. Mit dem Mehrträgerübertragungsschema werden die Frequenzen, wie in (b) von 23 gezeigt, in einer solchen Weise angeordnet, dass die Spektren sich nicht überlappen, um der Orthogonalität der Zwischenträger zu genügen.
Orthogonales Frequenzteilungsmultiplexen (Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)) ist eine Art der Mehrträgerübertragung, bei der der Frequenzabstand so angeordnet ist, dass die Korrelation zwischen einem Modulationsbandsignal, das durch einen n-ten Zwischenträger der Mehrträgerübertragung übertragen wird, und einem Modulationsbandsignal, das durch einen (n+1)-ten Zwischenträger der Mehrträgerübertragung gesendet wird, genullt wird. In 24 ist (a) ein Blockdiagramm einer Vorrichtung auf der Übertragungsseite, die auf dem OFDM-Schema beruht. Die Vorrichtung umfasst einen Seriell-Parallel-Umwandler 5, um serielle Daten in parallele Daten, die eine Vielzahl von (z.B. N) Symbolen (I+jQ, was eine komplexe Zahl ist) zu wandeln. Eine arithmetische IFFT-(Inverse Fast Fourier Transform, Inverse Schnelle Fouriertransformations-)Einheit 6, die dafür da ist, die Symbole als Zwischenträger, die einen Frequenzabstand aufweisen, wie er in (b) von 24 gezeigt wird, wendet eine inverse schnelle Fouriertransformation auf den Frequenzdaten an, um eine Umwandlung in ein Zeitsignal zu bewirken, bei dem Zwischenträgerfrequenzkomponenten gemultiplext wurden, und gibt die realen und imaginären Teile in einen Quadraturmodulator 8 durch Tiefpassfilter 7a, 7b ein. Der Quadraturmodulator 8 unterzieht die eingegebenen Daten einer Quadraturmodulation, und ein Transmitter (nicht gezeigt) wandelt das modulierte Signal zu einem Hochfrequenzsignal hoch. Auf der Empfangsseite werden N Symbole (OFDM-Symbole), die von N Zwischenträgern übertragen wurden, demoduliert und durch eine Operation ausgegeben, die das Reverse der Operation ist, die auf der Übertragungsseite durchgeführt wurde (d.h., durch eine Zeit-Frequenz-Wandlung unter Verwendung von FFT).
Gemäß OFDM wird eine Frequenzuordnung der Art, wie sie in 24(b) gezeigt wird, möglich, wodurch eine Verbesserung der Spektrumseffizienz ermöglicht wird. OFDM unterscheidet sich von anderen Mehrträgerübertragungsschemata, die ihre Träger unabhängig modulieren, und da Modulation/Demodulation auf einen Schlag durch eine FFT durchgeführt wird, wird eine orthogonale Beziehung unter den Trägern hergestellt. Des Weiteren ist es durch Hinzufügen eines Schutzintervallsignals auf der Übertragungsseite möglich, eine Intersymbol-Interferenz (ISI), die durch Mehrwegeverzögerung verursacht wird, zu beseitigen. 25 ist ein Diagramm zur Beschreibung der Einfügung eines Schutzintervalls (Guard interval, GI). Wenn ein IFFT-Ausgangssignal, das zu einem OFDM-Symbol konform ist, als eine Einheit angenommen wird, bedeutet das Einfügen das Schutzintervalls das Kopieren des hinteren Endteils des Signals an den Anfang davon.
Somit ist mit OFDM grundsätzlich eine Mehrwegeentzerrung unnötig. Jedoch muss, um zu verhindern, dass ein Leistungsfähigkeitsabfall verursacht wird, ein Schutzintervall das größer ist als die maximale Verzögerungszeit des Mehrwegs, die in dem System vorgesehen ist, in einer solchen Weise eingestellt werden, dass ISI nicht auftritt. Obwohl es das Einsetzen des Schutzintervalls (GI) möglich macht, den durch den Mehrweg verursachten Einfluss von ISI zu beseitigen, ist dabei ein Kompromiss involviert, nämlich, dass das Schutzintervall gleichzeitig die Übertragungseffzienz heruntersetzt.
Um den Abfall der Übertragungseffizienz abzuschwächen, ist es notwendig, die OFDM-Symboldauer so groß wie möglich zu machen, d.h., das Schutzverhältnis {[Schutzintervall (Tg)]/[OFDM-Symboldauer (Tu)]} so klein wie möglich zu machen. Von diesem Standpunkt aus sollte der Trägerabstand (Δf) in der gegebenen Bandbreite klein gemacht werden, d.h., die Anzahl der Träger sollte vergrößert werden.
Jedoch variiert aufgrund des Schwunds das Empfangssignal nicht nur entlang der Zeitrichtung, sondern auch entlang der Frequenzrichtung. (Diese Variation ist eine Dopplerverschiebung). Eine der Bewegungsgeschwindigkeit (v) proportionale Dopplerverschiebung wird in dem Bereich der maximalen Dopplerfrequenz erzeugt. Wenn der Trägerabstand gering ist, ist diese Variation größer als ein Träger, und Trägersynchronisation auf der Empfangsseite ist schwierig. Des Weiteren folgt wegen des Mehrwegs jeder Weg unkorreliertem Schwund. Als Konsequenz tritt frequenzselektiver Schwund auf, bei dem die erfahrene Variation sich abhängig von der Frequenz unterscheidet, und die Leistungsfähigkeit an dem Empfänger wird verschlechtert. Der Grund hierfür ist, dass die Interferenz zwischen Trägern (inter-carrier interference (ICI)) auftritt, da die Frequenzschwankung von Träger zu Träger unabhängig ist (oder genauer, von Trägergruppe zu Trägergruppe innerhalb der Kohärenzbandbreite). Um die durch ICI verursachte Verschlechterung der Leistungsfähigkeit zu unterdrücken, ist es notwendig, den Trägerabstand so groß wie möglich zu machen. Somit gibt es einen Kompromiss in Bezug auf die Übertragungseffizienz.
Somit ist eine Technik zum Unterdrücken von ICI wesentlich, um die Übertragungseffizienz zu erhöhen und zu verhindern, dass eine Verschlechterung der Leistungsfähigkeit bei gegebenen Systemparametern verursacht wird. Um in einer Mehrwegeumgebung ICI zu unterdrücken, muss jeder Weg strikt abgeschätzt werden und dessen Schwankungskomponenten müssen entzerrt werden. Es gibt zwei Techniken, die hierfür denkbar sind, nämlich (1) FFT-Vorverarbeitung auf der Empfangsseite, und (2) FFT-Nachverarbeitung auf der Empfangsseite.
Bei (1), das Vorverarbeitung beinhaltet, muss die sich konstant verändernde Mehrwegeumgebung genau abgeschätzt werden, Abschätzungseinheiten für die maximale vorgesehene Anzahl von Wegen müssen in dem Empfänger vorgesehen werden, und die Entzerrung davon ist notwendig. Demzufolge verbleiben Probleme in der praktischen Anwendbarkeit. Des Weiteren wird in einer Mehrwegeumgebung, in der die vorgesehene maximale Anzahl der Wege überschritten wird, die Leistungsfähigkeit verschlechtert.
Bei (2), das Nachverarbeitung beinhaltet, ist die Anordnung so, dass eine Entzerrung pro Träger durchgeführt wird, da die Verarbeitung nach der FFT durchgeführt wird. Dementsprechend muss die Entzerrungsverarbeitung in Bezug auf alle Träger durchgeführt werden, in die die Signalkomponente des abzuschätzenden lokalen Trägers eingeflossen ist, und idealerweise ist es erforderlich, dass der OFDM-Empfänger, der die FFT-Verarbeitung durchführt, eine Anzahl von (N-1) Abgriffe aufweist. Um dies für alle Träger z implementieren, wären N × (N-1) Berechnungen notwendig.
Dementsprechend kann unter der Annahme, dass der Großteil der Interferenzenergie aus den benachbarten Trägern besteht, die Komplexität durch ein ganzzahliges Vielfaches unterdrückt werden, wenn die Entzerrung durchgeführt wird, indem M (« N) benachbarte Träger als das Ziel der Entzerrung genommen werden. Da jedoch eine Leistungsfähigkeitsverschlechterung auftritt und der Grad dieses Abfalls von der Empfangsumgebung abhängt, kann einem Kommunikationskanal, der nicht perfekt entzerrt wurde, keine Sicherheit gegeben werden.
Dementsprechend ist es wünschenswert, die Leistungsfähigkeitsverschlechterung aufgrund von ICI ohne Verlust von Übertragungseffizienz zu verbessern.
US-A-6 128 276 offenbart ein Verfahren und ein Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff jedes unabhängigen Patentanspruchs. Indem ein Empfänger mit einer adaptiven Antennengruppe vorgesehen ist, ist dieser Stand der Technik kompatibel mit fortgeschrittenen Gruppenanpassungstechniken und trennt dadurch Signale basierend auf räumlicher Vielfalt, Frequenzspektrumsvielfalt und kombinierter Raum-Spektral-Vielfalt.
EP-A-1 126 673 offenbart einen OFDM-Empfänger der einen Trägerfrequenzversatz eines empfangenen Signals detektiert und korrigiert. Der OFDM-Empfänger tastet ein eingehendes Signal im Zeitbereich ab und korreliert die Abtastungen mit einer gespeicherten Version eines Trainings- oder Referenzsymbols, um eine Korrelationssequenz zu erzeugen. Eine Korrelationsspitze wird in der Korrelationssequenz detektiert, und der Index der Korrelationsspitze wird als ein Referenzpunkt gesetzt. Der OFDM-Empfänger erfasst eine Abtastung des eingehenden Signals, das eine vorbestimmte Distanz von dem Referenzpunkt entfernt ist. Als Nächstes wird die Phasendifferenz zwischen der erfassten Abtastung und dem lokalen Oszillator berechnet. Danach wird die Frequenz des lokalen Oszillators justiert, um die berechnete Phasendifferenz zu reduzieren. Die erfasste Abtastung weist eine bekannte Phase auf, die der Phase des lokalen Oszillators bei Abwesenheit des Trägerfrequenzversatzes gleich ist. Somit verursacht das Reduzieren der Phasendifferenz zwischen der vorbestimmten Abtastung und dem lokalen Oszillator das Konvergieren des Trägerfrequenzversatzes gegen Null.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird ein OFDM-Empfangsverfahren bereitgestellt zum Empfangen eines Signals, das gemäß Orthogonalem Frequenzteilungsmultiplexen (Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)) gemultiplext ist und zum Anwenden von FFT-Verarbeitung auf dem empfangenen Signal, um Sendedaten zu demodulieren, das die Schritte umfasst: einen beweglichen Körper mit einer eine Vielzahl von Antennen versehen, die Richtwirkungen in eine Bewegungsrichtung oder entgegen der Bewegungsrichtung des beweglichen Körpers aufweisen; und Empfangen eines OFDM-Signals von diesen Antennen; gekennzeichnet durch: Auswählen einer Antenne basierend auf der Empfangsleistung und/oder der durch die Bewegung verursachten Dopplerspreizung; Berechnen, vor der FFT-Verarbeitung, eines Durchschnittswerts von Schwundvariation in einer Mehrwegeumgebung unter Verwendung des empfangenen Signals von der Antenne, die ausgewählt wurde; und Kompensieren der Schwundvariation basierend auf dem Durchschnittswert.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung wird eine OFDM-Empfangsvorrichtung bereitgestellt zum Empfangen eines Signals während der Bewegung, das gemäß Orthogonalem Frequenzteilungsmultiplexen (Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)) gemultiplext ist und zum Anwenden von FFT-Verarbeitung auf dem empfangenen Signal, um Sendedaten zu demodulieren, das umfasst: eine Vielzahl von Antennen versehen, die Richtwirkungen in eine Bewegungsrichtung oder entgegen der Bewegungsrichtung des beweglichen Körpers aufweisen; und einen OFDM-Signalempfänger zum Empfangen eines OFDM-Signals von diesen Antennen; gekennzeichnet durch eine Antennenauswähleinheit zum Auswählen einer Antenne basierend auf der Empfangsleistung und/oder der durch die Bewegung verursachten Dopplerspreizung; eine Schwundvariationsberechnungseinheit zum Berechnen, vor der FFT-Verarbeitung, eines Durchschnittswerts von Schwundvariation in einer Mehrwegeumgebung unter Verwendung des empfangenen Signals von der Antenne, die ausgewählt wurde; eine Schwundkompensationseinheit zum Kompensieren der Schwundvariation basierend auf dem Durchschnittswert; und eine FFT-Einheit zur Anwendung von FFT-Verarbeitung auf ein durch die Schwundkompensation erhaltenes Signal.
Gemäß der vorliegenden Erfindung sind Antennen, die auf einem beweglichen Körper vorgesehen sind, Richtantennen, und eine Richtantenne wird in einer solchen Weise ausgesucht, dass eine Dopplerverschiebung, die durch Bewegen des beweglichen Körpers verursacht wird, in seinem Vorzeichen (positiv oder negativ) konstant bleibt. Als Ergebnis wird ein Durchschnittswert der Schwundvariation auf jedem Weg einer Mehrwegeumgebung, wobei der Durchschnittswert vor einer FFT-Operation berechnet wird, korrekt eine Mehrwegeschwundvariation darstellen. Solch eine Mehrwegeschwundvariation wird dann basierend auf dem Durchschnittswert kompensiert. Gemäß der grundlegenden Erfindung wird die Mehrwegeumgebung (Anzahl der Wege und Verzögerungsprofil) an sich nicht abgeschätzt. Als Ergebnis kann ICI durch eine einfache Anordnung unterdrückt werden und die Empfangsleistungsfähigkeit kann verbessert werden.
In einer Ausführungsform der obigen Erfindung wird ein Mittel zum Hinzufügen eines Wichtungskoeffizienten zwischen Mitteln zum Korrigieren des Mehrwegeschwunds und einer Empfangs-FFT-Berechnungseinheit vorgesehen. Indem man das Dämpfungsmittel bereitstellt, können Effekte, die denen der oben erwähnten grundlegende Erfindung äquivalent sind, erhalten werden, sogar, wenn Antennen verwendet werden, die keine ideale Richtwirkung (Antennengewinn) aufweisen.
Bevorzugt wird die eine der Richtantennen, die minimale Dopplerspreizung gibt, in einem Fall ausgesucht, wo eine Vielzahl von Richtantennen existieren, die eine Empfangsleistung erzeugen, die größer ist, als eine Schwellenleistung. Wenn diese Anordnung genommen wird, kann ein Fehlerboden (error floor) aufgrund von ICI reduziert werden, und es ist möglich, eine Leistungsfähigkeitsverbesserung zu erzielen, die nicht durch eine Verbesserung der Leistungseffizienz erreicht werden kann, die inhärent der Vorzug einer Richtantenne ist.
Die grundlegende Erfindung kann verbessert werden mit Mitteln zum Detektieren von Bewegungsgeschwindigkeit. Wenn Bewegungsgeschwindigkeit geringer ist als die Schwellengeschwindigkeit, werden die Empfangssignale der Sektorantennen (Richtantennen) kombiniert. Wenn andererseits die Bewegungsgeschwindigkeit größer ist als die Schwellengeschwindigkeit, wird Kompensation des Mehrwegeschwunds durchgeführt unter Verwendung eines Empfangssignals nur einer Sektorantenne (Richtantenne), die unter Berücksichtigung von Empfangsleistung und Dopplerspreizung ausgewählt wurde. Nimmt man diese Anordnung, kann die Leistungseffizienz bei Bewegung niedriger Geschwindigkeit in einer Umgebung, in der Radiowellen einheitlich ankommen, verbessert werden. Des Weiteren kann in einem System, das einen Wechselschalter zum Auswählen von Antennen aufweist, Antennenschalten bei Bewegung niedriger Geschwindigkeit vermieden werden, und somit kann Leistungsfähigkeitsverschlechterung beseitigt werden.
Wenn ein beweglicher Körper mit einer Anzahl n aus (360°/n) Richtantennen versehen wird, z.B. mit zwei 180°-Richtantennen, wobei eine nach vorne und die andere nach hinten ausgerichtet ist, in einer Umgebung, in der Radiowellen aus allen Richtungen über einen Azimuth von 360 ankommen, wird eine Vielfaltsanordnung mit zwei Zweigen aufgebaut, indem man die nach vorne gerichteten und nach hinten gerichteten Antennen als Antennen von unabhängigen Zweigen verwendet. Wenn diese Anordnung genommen wird, kann das Antennenschalten beseitigt und Vielfaltsempfang, der frei von jeglichen Verschlechterungen im Empfang ist, kann erreicht werden.
Um einen Durchschnittswert der Schwundvariation (Phasenvariation und Amplitudenvariation) auf jedem Weg in der grundlegenden Anordnung zu berechnen, wird ein Kreuzkorrelationsvektor berechnet unter Verwendung eines bereits bekannten zeitlich zerstreuten Signals oder eines Kopiersignals in einem Schutzintervall, und die Amplitude und Phase des Kreuzkorrelationsvektors werden als ein Durchschnittswert der Schwundvariation (Phasenvariation und Amplitudenvariation) über alle Wege erhalten. Mehrwegeschwund wird dann unter Verwendung des Durchschnittswerts kompensiert. Wenn dieses Hilfsmittel genommen wird, kann Kanalkompensation erreicht und Leistungen durch eine einfache Anordnung in einer Mehrwegeschwundumgebung verbessert werden.
Es wird nun, nur beispielhaft, Bezug genommen auf die beigefügten Zeichnungen, in denen:
1 Dopplerspektren mit und ohne Richtwirkung zeigt;
2 ein Diagramm ist, das dabei nützlich ist, die Effekte von Dopplerverschiebung in einem Fall zu beschreiben, in dem eine ungerichtete Antenne verwendet wird;
3 ein Diagramm ist, das dabei nützlich ist, die Schwundkompensation zu beschreiben;
4 ein Diagramm ist, das dabei nützlich ist, die Mehrwegephasenvariation in einem Fall zu beschreiben, in dem eine ungerichtete Antenne verwendet wird;
5 ein Diagramm ist, das dabei nützlich ist, die Mehrwegephasenvariation in einem Fall zu beschreiben, in dem eine gerichtete Antenne verwendet wird;
6 ein Diagramm ist, das dabei nützlich ist, die Effekte der Schwundkompensation zu beschreiben;
7 ein Blockdiagramm einer OFDM-Empfangsvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
8 stellt eine Leistungsfähigkeit C/N gegen BER dar;
9 ein Diagramm ist, das ein Beispiel eines Antennengewinnmusters einer Richtantenne zeigt;
10 ein Dopplerspektrum in einem Fall zeigt, in dem der Gewinn einer 180°-Richtantenne nicht ideal ist;
11 ein Blockdiagramm eines OFDM-Empfangsvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
12 stellt eine Leistungsfähigkeit Wichtungskoeffizient gegen BER dar;
13 ein Diagramm ist, dass dabei nützlich ist, die Dopplerspreizung Δ einer Richtantenne zu beschreiben;
14 ein Blockdiagramm eines OFDM-Empfangsvorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
15 die Beziehung zwischen Bewegungsgeschwindigkeit und Dopplerspreizung darstellt;
16 ein Blockdiagramm eines OFDM-Empfangsvorrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
17 ein Beispiel einer Vielfaltsanordnung zeigt;
18 ein Blockdiagramm einer OFDM-Empfangsvorrichtung ist, das eine Vielfaltsanordnung aufweist, in einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
19 ein Diagramm ist, das dabei nützlich ist, die Verschlechterung von Leistungsfähigkeiten aufgrund von Antennenschalten zu beschreiben;
20 ein Blockdiagramm eines OFDM-Empfangsvorrichtung gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
21 ein Blockdiagramm einer Berechnungseinheit zum Berechnen der Durchschnittsmenge an Verschiebung in der Variation ist;
22 ein Blockdiagrammist ist, das dabei nützlich ist, den Betrieb der Berechnungseinheit zum Berechnen der Durchschnittsmenge an Verschiebung in der Variation zu beschreiben;
23 ein Diagramm ist, das dabei nützlich ist, ein Mehrträgerübertragungsschema zu beschreiben;
24 ein Diagramm ist, das dabei nützlich ist, ein OFDM-Schema zu beschreiben; und
25 ein Diagramm ist, das dabei nützlich ist, ein Schutzintervall zu beschreiben.
(A) Prinzip der Erfindung
Es ist wohlbekannt, dass die Frequenzcharakteristik des Schwunds, nämlich ein Dopplerspektrum [S(f)], durch das Jakes-Streuringmodell, wie es in (a) der 1 gezeigt wird, beschrieben wird. Hierbei gilt die Annahme, dass ein Durchschnittswert als gleiche Leistung aus allen Richtungen empfangen wird. Da die Anfangsphase jedes Wellenelements sich unterscheidet, variiert die Schwundfrequenz (f_D) zu fällig innerhalb eines Frequenzbereichs (–f_Dmax to f_Dmax), der durch die Dopplerspreizung definiert ist.
In dem Fall, in dem eine ungerichtete Antenne, die keine Richtwirkung aufweist, verwendet wird, erfährt das Signal Variation, die Dopplerspreizung der Art zeigt, die in (a) der 1 gezeigt wird, auf jedem Weg. Als Ergebnis ist die Frequenzfluktuation zwischen Trägern das Maximum 2f_Dmax. Eine Auswertung von ICI wird dargestellt unter Verwendung einer Normalisierungs-Dopplerfrequenz 2f_Dmax/Δf als ein Parameter, was diesen schlechtesten Fall berücksichtigt. Dieser Streuring basiert auf der Annahme, dass ankommende Wellen (Elementarwellen), die eine Zeitdifferenz aufweisen, die geringer ist als die Zeitauflösung des Empfängers (d.h., ankommende Wellen, für die es keinen Unterschied im Weg zwischen den Wegen des Ankommen gibt), von einem beweglichen Körper über einen Azimuth von 360° empfangen und kombiniert werden, um die resultierende Welle bereitzustellen. Wenn der Empfangspunkt sich in einem solchen Fall bewegt, tritt eine Dopplerverschiebung, die der Richtung des Ankommens (θ) der Elementarwelle entspricht, auf. (Dies ist ein dynamisches Schwundmodell).
Falls eine Richtantenne, z.B. eine 90°-Richtantenne, verwendet wird, erfährt das Signal eine Variation, die Dopplerspreizung Δ der Art zeigt, wie sie in (b) von 1 gezeigt wird, auf jedem Weg innerhalb des Bereichs der Richtwirkung. 1(b) ist ein Modell, dass die Unterdrückung von Dopplerspreizung (Δ) aufgrund von Richtwirkung und durchschnittlicher Dopplerfrequenz (f_D^) von Elementarwellen, die innerhalb des Bereichs der Richtwirkung ankommen, zeigt. Es gibt absolut keinerlei Beschränkung, die durch eine adaptive Antenne auferlegt würde, die die Richtwirkung adaptiv steuert, oder durch eine Sektorantenne, die permanent Sektor für Sektor verwendet wird. Zu dieser Zeit beträgt die Dopplervariation (f_D^ + Δ). So lange der Bereich Δ der Richtwirkung nicht beiderseits im Plus und im Minus liegt, ist die Dopplerverschiebung auf ein konstantes Vorzeichen (das positive Vorzeichen in 1) beschränkt. Wenn jedoch der Bereich der Richtwirkung eine Links-Rechts-Symmetrie bei x = 0 aufweist, dann gilt f_D^ = 0, und die Dopplerverschiebung wird nur Δ betragen. Im Falle einer ungerichteten Antenne gilt f_D^ = 0 und Δ = 2f_Dmax.
Das oben beschriebene Modell stellt nur eine statistische Eigenschaft dar. Tatsächlich erfährt ein Signal Schwundvariation f_D(t) als ein kombiniertes Signal von Elementarwellen, die zufällige Anfangsphasen aufweisen. Obwohl die Anfangsphase zufällig ist, wird die zeitliche Variation der kombinierten Wellen eindeutig entschieden, wenn eine bestimmte Anfangsphase entschieden wird. Des Weiteren wird dies als Dopplerverschiebung in einer festen Richtung innerhalb einer Zeitdauer (T) beobachtet, in der die zeitliche Variation weiterverfolgt werden kann, und f_D(t) = const (0 ≤ t ≤ T) wird erhalten. Die Amplituden/Phasen-Komponenten des Empfangssignals werden aufgrund von Schwundvariation zu dieser Zeit verzerrt. Jedoch ist in dem Fall eines einzelnen Weges (gleichmäßiger Schwund) die Variationskomponente eine einzelne Komponente, und daher tritt Frequenzselektivität nicht auf. Mit anderen Worten, Variation innerhalb der Bandbreite ist fest (gleichmäßig), und es ist möglich, dass dies als die Amplitude und Phasenverschiebung (Variation in einer festen Richtung) eines festen Wertes festgestellt wird, wenn es vorübergehend betrachtet wird, falls Schwankung innerhalb eines Empfangssymbols auftritt. Dementsprechend können Schwundvariationskompensationsmittel Schwundvariation kompensieren, indem sie eine abgeschätzte Menge an Verschiebung in einer Einwegeumgebung, die nur eine Variationskomponente in einer Richtung aufweist, verwendet, was es möglich macht, eine Verbesserung der Leistung zu erhalten, unabhängig von der Richtwirkung der Antenne.
Jedoch ist eine Mehrwegeumgebung verschieden von einer Einwegumgebung. Mehrweg in einer bestimmten Drahtlosumgebung bedeutet, dass es mehr als eine verzögerte Welle gibt, die durch die zeitliche Auflösung des Empfängers erkannt wird. Mit anderen Worten gibt es eine Vielzahl der oben erwähnten Einzelwege, und Signale kommen auf diesen Wegen zu verschiedenen Zeiten an. Solche Umstände entstehen, wenn die zeitliche Auflösung des Systems hoch ist, nämlich bei Breitbanddrahtloskommunikation, bei der Mehrweg gemessen werden kann. Dementsprechend werden, wenn n Wege in einer Mehrwegeumgebung existieren, eine Anzahl n unabhängiger Dopplerverschiebungen {f_D(t)^[0], f_D(t)^[1], ..., f_D(t)^[n-1]} aufeinander überlagert. Durch den Empfang dieser Signale unter Verwendung derselben Antenne nehmen jedoch die durchschnittliche Dopplerfrequenz f_D^ und Dopplerstreuung Δ, welche statistische Parameter sind, dieselben Werte an, die unabhängig von n sind, ungeachtet dessen, ob die Antenne Richtwirkung aufweist oder nicht.
Eine Frequenzvariation, die eine Kombination von Schwundvariationen ist, auf den jeweiligen Wegen nachzuverfolgen, bedeutet, eine durchschnittliche Schwundvariation f_D(n) = Σf_D(t)^[i]/n (i = 0 bis n-1) innerhalb der Beobachtungszeit nachzuverfolgen. Jedoch ist die Schwundvariation auf jedem Weg unkorreliert. Wenn eine bestimmte Anzahl von Wegen existiert, vermischen sich Schwankungskomponenten in der positiven Richtung (f_D ≥ 0) und der negativen Richtung (f_D < 0) in der Zeitdauer der Beobachtung, auch wenn nur Phasenkomponenten berücksichtigt werden, und nach dem zentralen Grenzwertsatz gilt f_D(n) → 0. Daher kann Phasenkompensationssteuerung nicht basiert auf dem Durchschnitt der Schwundvariation durchgeführt werden. Im Falle einer ungerichteten Antenne kann daher das oben genannte Korrekturmittel nicht verwirklicht werden.
Um dies in einfachen Begriffen zu beschreiben, betrachte man, das ein beweglicher Körper in einer Umgebung operiert, in der er typischerweise Radiowellen über einen Azimuth von 360° empfängt. Wenn eine ungerichtete Antenne ohne Richtwirkung als die Antenne verwendet wird, werden daher Dopplerspektren DS_i, DS_i+1, ..., die in (a) der 1 beschreiben sind, auf OFDM-Trägern CR_i, CR_i+1, ... von Frequenzen f_i, f_i+1, ..., überlagert, wie in 2 gezeigt. Je höher die Geschwindigkeit des beweglichen Körpers, desto größer die Spreizung der Dopplerspektren. Im Falle eines Einzelwegs variiert jeder der Träger auf dieselbe Weise in der Frequenzrichtung aufgrund der Dopplerverschiebung, weswegen zwischen Zwischenträgern keine Interferenz auftritt. Im Falle von Mehrweg bedeutet jedoch die Tatsache, dass die Anfangsphasen der Wege sich unterscheiden, dass die Träger individuell in der Frequenzrichtung aufgrund der Dopplerverschiebung variieren, weswegen Interferenz auftritt und die Orthogonalität verloren geht.
Ein solcher Schwund kann kompensiert werden, indem man die Phasenvariation detektiert und die Phasenfehler nullt. Um Phasenvariation zu detektieren, wird ein bekanntes Symbol, z.B. ein Pilotsignal P, zwischen dem Datensymbol 'Data', eingesetzt, wie in (a) von 3 illustriert. Falls ein Symbol (das Pilotsymbol) so eingesetzt wurde, kann die Korrelation zwischen dem bekannten Symbol und einem Empfangssymbol berechnet werden, und der Zeitablauf, zu dem der Korrelationswert den Höchststand erreicht, kann detektiert werden, wodurch es möglich wird, die Phase des Empfangspiloten zu detektieren. Dementsprechend wird, falls die Phasen von zwei Piloten, die ein bestimmtes Datensymbol einklammern, θ1, θ2 betragen, wie in (b) und (c) von 3 gezeigt, die Phasenverschiebung Δθ pro Symbol zu folgendem: Δθ = (θ2 – θ1)/N(wobei N die Anzahl von Symbole eines OFDM-Symbols repräsentiert), und Phasenfehler aufgrund von Schwund kann beseitigt werden, indem man Symbol für Symbol Kompensationssteuerung in einer solchen Weise ausführt, dass Δθ Null wird.
Jedoch gilt das zuvor genannte im Fall eines Einzelwegs. Im Falle des Mehrwegs wird Δθ immer Null, und eine Schwundkompensation kann durch dieses Verfahren nicht durchgeführt werden. Mit anderen Worten unterscheiden sich im Fall des Mehrwegs die Anfangsphasen der Wege, und die Phasenvariationen auf den Wegen werden, wie sie bei #1, #2 in 4 angezeigt werden. Obwohl in 4 nur zwei Wege dargestellt werden, heben sich die Phasen einer Anzahl von Wegen auf, wenn die Phasenvariationen dieser Wege sich überlappen, und die durchschnittliche Schwundvariation (die durchschnittliche Phasenvariation) wird zu einem im Wesentlichen konstanten Wert, wie es durch die gestrichelte Linie in 4 angezeigt wird, und Δθ = 0 gilt. Mehrwegeschwund kann nicht unter Verwendung solcher Durchschnittsschwundvariation kompensiert werden.
Wenn eine Richtantenne anstelle einer ungerichteten Antenne verwendet wird, wird es möglich, nicht nur die Dopplerspreizung Δ zu unterdrücken, sondern auch den Bereich des Dopplerverschiebungswerts auf die positive oder negative Seite zu beschränken. Man ziehe zum Beispiel eine vordere Antenne mit einer Richtwirkung von 90 oder 180° in Betracht. Wie aus (b) von 1 offensichtlich, beträgt der Bereich der Dopplerverschiebung f_Dmax ≥ f_D(t)^[i] ≥ f_D^ – Δ/2 im Falle einer 90°-Richtantenne und f_Dmax ≥ c ≥ 0 (für irgendein i) im Falle einer 90°-Richtantenne. Mit anderen Worten, der Bereich der Dopplerverschiebung liegt im positiven Vorzeichen für alle Wege innerhalb des Bereichs der Richtwirkung. Wenn eine Richtantenne verwendet wird, kann daher die Dopplerverschiebung f_D(t)^[i] (0 ≤ i ≤ n) jedes Wegs auf ein konstantes Vorzeichen beschränkt werden, und daher wird die Menge der Phasenverschiebung jedes Wegs in derselben Richtung auf allen Wegen sein, wie in 5 gezeigt. Als Ergebnis ändert sich die durchschnittliche Schwundvariation (durchschnittliche Menge and Phasenvariation) wie zum Beispiel durch die gestrichelte Linie angezeigt, eine Menge Δθ der Phasenverschiebung pro Symbol wird erzeugt, und es ist möglich, den Mehrwegeschwund unter Verwendung von Δθ zu kompensieren. Des Weiteren ist es zusätzlich zu dem Dopplerspreizungsunterdrückungseffekt der Verwendung einer Richtantenne möglich, einen Effekt zu erzielen, bei dem die durchschnittliche Dopplerfrequenz von dem Zustand in (a) in 6 auf den, der in (b) von 6 gezeigt wird, verschoben werden kann, und Interferenz ICI in Bezug auf benachbarte Träger kann unterdrückt werden. Obwohl das Vorgenannte für den Fall einer nach vorne gerichteten Antenne mit einer Richtwirkung von 90 oder 180° ist, werden ähnliche Effekte ebenso mit einer nach hinten gerichteten Antenne mit einer Richtwirkung von 90 oder 180° erreicht.
Mit anderen Worten werden, falls eine Richtantenne verwendet wird, Variationskomponenten in der dem Antennengewinn entgegengesetzten Richtung beseitigt. Phasenvariationen in derselben Richtung treten daher bei allen Trägern auf, und die Mengen der Phasenverschiebung der jeweiligen der Wege können momentan als feste Werte betrachtet werden. Zu diesem Zeitpunkt beträgt die durchschnittliche Schwundvariation (durchschnittliche Menge an Verschiebung) f_D(n) des Mehrwegeschwunds, der das Ergebnis des Kombinierens dieser Wege ist, die Summe der Variationswerte auf den jeweiligen Pfaden. Natürlich hat deswegen die Variation insgesamt eine Steigung, und hat momentan einen festen Wert. Als Resultat wird sogar in einer Mehrwegeumgebung eine Schwundkompensation, die den Durchschnittswert der Phasenverschiebung verwendet, möglich, und eine Leistungsverbesserung wird erreicht. Jedoch ist dies, als wenn der Durchschnittswert nachverfolgt würde, jedoch nicht die Schwundschwankung auf jedem einzelnen Pfad. Obwohl dies nicht optimal ist, kann man daher umgekehrt sagen, dass dies ein robustes Schema ist, das nicht empfindlich ist in Bezug auf den Zustand des Kanals (z.B., die Anzahl der Mehrwege, das Verzögerungsprofil, usw.). Da eine Kompensation angewendet wird für eine durchschnittliche Menge an Verschiebung an Schwundvariation in einem Schlag, vor der FFT-Berechnungseinheit auf der Empfangsseite, können des Weiteren einfache Mittel zum Unterdrücken von ICI bereitgestellt werden.
Es sollte beachtet werden, dass, in einem Fall, wo nur Richtantennen verwendet werden, nur der Dopplerspreizungsunterdrückungseffekt erhalten wird, und es wenig Beitrag zur ICI-Unterdrückung gibt, es sei denn, eine Beschränkung in einer festen Richtung wird auferlegt. Insbesondere wird, falls eine Richtwirkung vollkommen horizontal (quer) in dem oben beschriebenen Beispiel genommen wird, wird eine Steigung, die der einer ungerichteten Antenne ähnlich ist, in Bezug sowohl auf die Unterdrückung der Dopplerspreizung und der Unterdrückung von ICI auftreten, und somit wird der Effekt der Verwendung einer Richtantenne verwässert.
(B) Erste Ausführungsform
7 ist ein Blockdiagramm einer OFDM-Empfangsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung. Ein Winkel von 360° mit dem Mittelpunkt auf einem automobilen Fahrzeug, das beispielhaft einen beweglichen Körper darstellt, wird in vier Sektoren von jeweils 90° unterteilt, die durch S₁ bis S₄ in (b) von 1 angezeigt werden, und die Sektoren S₁ bis S₄ werden jeweils mit Richtantennen 11₁ bis 11₄ versehen. Der Sektor S₁ zeigt nach vorne in die Richtung der Fahrzeugsbewegung, S₄ zeigt nach hinten, weg von der Richtung der Bewegung, und die verbleibenden Sektoren S₂, S₃ zeigen nach rechts bzw. links, in Bezug auf die Bewegungsrichtung. Radioempfänger 12₁ bis 12₄ verstärken empfangene Radiosignale von jeweiligen der Antennen, bewirken eine Frequenz-Abwärtsumwandlung zu Basisbandsignalen, und geben diese Signale an eine Antennenwechseleinheit 13. Eine Empfangsleistungsmesseinheit 14 misst die Empfangsleistung durch Messung der Empfangssignalstärken, z.B. die RSSI (Received Signal Strength Indicators, Empfangssignalstärkeindikatoren) der Radioempfänger 12₁ bis 12₄ , und eine Antennenauswähleinheit 15 wählt die Antenne der maximalen Empfangsleistung basierend auf der gemessenen Empfangleistung aus, und gibt ein Signal, das das ausgewählte Signal anzeigt, an die Antennenwechseleinheit 13 aus. Die letztere wählt tatsächlich die Antenne mit der maximalen Empfangsleistung aus und gibt das Empfangssignal dieser Antenne an einen Quadraturmodulator 16, der einen Demodulator DEM darstellt. Der Quadraturdemodulator 16 unterzieht das Empfangssignal der Quadraturdemodulationsverarbeitung, und eine Schutzintervallbeseitigungseinheit 17 beseitigt das Schutzintervall GI aus dem Empfangssignal, nachdem Empfangssignalsynchronisation erreicht ist. Das resultierende Empfangssignal wird dann ausgegeben.
Eine Berechnungseinheit 18 berechnet die durchschnittliche Menge an Verschiebung Δθ der Variation pro Symbol des Mehrwegeschwunds, indem sie die Korrelation zwischen einem bekannten Pilotsignal und dem Empfangssignal berechnet, und eine Schwundkompensationseinheit 19 multipliziert das Empfangssignal mit exp(–jΔθ), um den Mehrwegeschwund zu kompensieren. Das resultierende Signal wird in eine FFT-Berechnungseinheit 20 eingegeben. Die letztere wandelt das Signal in der Zeitdomäne auf eine Anzahl N von Trägersignalen um, und ein Fehlerdetektor/Fehlerdecoder (nicht gezeigt) unterzieht die eingegebenen Daten einer Verarbeitung für Fehlerdetektierung, Korrektur und Dekodierung, und gibt die dekodierten Daten aus.
Im Falle, in dem die Antennen 11₂ , 11₄ , die Richtwirkung nach rechts und links der Bewegungsrichtung aufweisen, ausgewählt wurden, so dass der Bereich der Richtwirkung die positiven und negativen Richtungen überbrücken, oder in einem Fall, in dem die Kompensation der durchschnittlichen Menge an Verschiebung der Variation aus irgendeinem Grund behindert wird, verwendet die Antennenwechseleinheit 13 ein EIN/AUS-Steuersignal NFC, um die Mehrwege-Schwundkompensationsoperation basierend auf der durchschnittlichen Menge an Verschiebung der Variation aufzuhalten. Um die Mehrwege-Schwundkompensationsoperation anzuhalten, werden Mittel bereitgestellt, um die betroffenen Funktionseinheiten anzuhalten, oder um zwangsweise die Menge an Variation auf Null zu setzen.
Die Berechnungseinheit 18 in der in 7 gezeigten ersten Ausführungsform berechnet die durchschnittliche Menge an Verschiebung in der Phasenvariation, indem sie die Korrelation zwischen einem bekannten Pilotsignal und dem Empfangssignal berechnet. Jedoch kann die Berechnungseinheit 18 die durchschnittliche Menge an Verschiebung in der Phasenvariation unter Verwendung des Schutzintervalls GI berechnen. Genauer, wie es oben unter Bezugnahme auf 25 beschrieben ist, wird das Schutzintervall GI geschaffen, indem das hintere Ende des einen OFDM-Symbols an das Anfangsende davon kopiert wird. Dementsprechend kann Phasenvariation berechnet werden, wenn die Korrelation zwischen dem Empfangssignal des unmittelbar vorangehenden Rahmens und des gegenwärtigen Empfangssignals berechnet wird. Man beachte, dass man annimmt, dass ein Rahmen (OFDM-Symbol + das Symbol des Schutzintervalls GI) ist.
Obwohl eine Anordnung mit einer Antennenwechseleinheit dargestellt ist, kann die Antennenwechseleinheit weggelassen werden, indem man die Komponenten 16 bis 19 für jede der Antennen vorsieht.
8 verdeutlicht eine Leistungsfähigkeit C/N gegen BER dar, um die Wirkungen der ersten Ausführungsform zu beschreiben. Dies ist für einen Fall, in dem ideale Antennen (nach vorne und hinten) verwendet werden, die eine Richtwirkung von 180° aufweisen. Des Weiteren wurde diese Leistung durch eine Anordnung erreicht, die eine Vielfalt mit zwei Zweigen aufweist, in der f_DmaxTs = 0,071 gilt, und das Modulationsschema das von 64 QAM, Urbanes Verbreitungsmodell (6-Wellen Rayleighschwund, wobei alle verzögerten Wellen in die Schutzzeit fallen) ist. Die Messresultate (später beschrieben) wurden unter allen diesen Bedingungen erhalten. Hier ist f_DmaxTs die normalisierte maximale Dopplerfrequenz. Des Weiteren wird aus Vergleichsgründen ein Leistungsfähigkeit in 8 verdeutlicht, die vorherrscht, wenn eine ungerichtete Antenne verwendet wird. Gemäß der ersten Ausführungsform, wie es aus 8 hervorgeht, kann die Bittfehlerrate BER fast um einen Faktor zwei bei einem bestimmten C/N verbessert werden.
(D) Zweite Ausführungsform
Die erste Ausführungsform wird unter der Annahme beschrieben, dass die Richtantennen einen idealen Antennengewinn aufweisen.
Der ideale Gewinn zeigt an, das Elementarwellen, die über den Bereich der Richtwirkung gerichtet sind, mit einem Gewinn von 100% empfangen werden können, und das gleichzeitig Elementarwellen aus anderen Richtungen (insbesondere aus der entgegengesetzten Richtung) mit einem Gewinn von 0% ausgesperrt werden. In einer tatsächlichen Antenne kann jedoch keine vollkommene Richtwirkung erzeugt werden, wegen solcher Faktoren wie die Installationsbedingungen und verwendeten Frequenzcharakteristiken, usw.. 9 ist ein Diagramm, das ein Beispiel des Antennengewinnmusters einer Richtantenne zeigt. Hierbei ist der Gewinn von Elementarwellen aus der Richtung, die der Richtung des Ankommens gegenüberliegt, nicht Null. Während das F/B-Verhältnis (front-to-back-ratio, Verhältnis Vorderseite zu Rückseite) idealerweise ∞ [dB] in Bezug auf die Richtung der Richtwirkung beträgt, liegt in 9 der erhaltene Wert nur in der Größenordnung 5 bis 6 [dB].
Die Dopplerverschiebung jeder Elementarwelle wird durch den Winkel des Ankommens in Bezug auf die Richtung der Empfängerbewegung entschieden. Dies bedeutet, dass die Komponente entlang der X-Achse (die horizontale Richtung in 9) nur ein Problem darstellen wird. Dementsprechend nimmt in einem Fall, in dem die Richtwirkung in der Bewegungsrichtung liegt, die Dopplerverschiebungskomponente in genau der entgegengesetzten Richtung den maximalen Wert an, und die Leistungsfähigkeit verschlechtert sich schwer. In einem solchen Fall liegt die Dopplerverschiebung nicht in einem konstanten Vorzeichen und spreizt sich in der entgegengesetzten Richtung in der Weise, die in 10 gezeigt ist, und nähert sich dem Zustand einer ungerichteten Antenne an. Um es so zu arrangieren, dass der Durchschnittswert der Schwundvariation nachverfolgt werden kann, sogar, wenn es einen Grad an Variation in der entgegengesetzten Richtung gibt, wird dementsprechend Zuverlässigkeit vorgesehen, indem man den geschätzten Durchschnittswert an Variation mit einem Wichtungskoeffizienten multipliziert.
11 ist ein Blockdiagramm einer OFDM-Empfangsvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Diese unterscheidet sich dadurch von der ersten Ausführungsform, dass ein Multiplizierer 21 zum Multiplizieren der Menge der Phasenverschiebung Δθ, die in einer Berechnungseinheit 18 berechnet wurde, mit einem Wichtungskoeffizienten α (0 ≤ α ≤ 1) vorgesehen ist, und dadurch, dass eine Schwundkompensationseinheit 19 das Empfangssignal mit exp(–jαΔθ) multipliziert, um den Mehrwegeschwund zu kompensieren, und das resultierende Signal in die FFT-Berechnungseinheit 20 eingibt. Aufgrund dieser Anordnung ist es möglich, die tatsächlich berechnete Menge an Variation mit einem Versatz in die entgegenliegende Richtung zu multiplizieren. Dies macht es möglich, die nachteiligen Wirkungen von Variation in der entgegengesetzten Richtung zu mindern.
12 stellt eine Leistung Wichtungskoeffizient gegen BER in einem Fall dar, wo von einer 180° Richtantenne Gebrauch gemacht wird, für die F/B = 6 dB gilt. Dies illustriert ein Beispiel, bei dem eine Leistungsauswertung in Bezug auf f_DmaxTs = 0.071 und f_DmaxTs = 0.064 durchgeführt wurde. Hierbei ist α = 0,0 für einen Fall, in dem die Durchschnittsmenge von Verschiebung in der Variation Null ist und keine Kompensation für den Schwund angewandt wird, und α = 1,0 ist der Fall der ersten Ausführungsform. Die BER Leistungsfähigkeit ist nicht so sensibel in Bezug auf den Wichtungskoeffizienten. Wenn ein permanenter Wert, z.B. α = 0,6, verwendet wird, wird eine Verbesserung der Leistungen in allen Umgebungen möglich. Die vorliegende Leistungsfähigkeit wurde mit einer Antennenvielfalt mit zwei Zweigen erhalten.
(E) Dritte Ausführungsform
Bei einem Fall, in dem eine Vielzahl von festen Strahlmustern verwendet werden (z.B. im Falle einer umgeschalteten Strahl- oder Sektorantenne), ist es notwendig eine Richtantenne auszuwählen, deren Richtwirkung in der Richtung der Bewegung liegt, um ICI zu unterdrücken. Da es allgemein wünschenswert ist, ICI zu unterdrücken, wird eine Richtantenne gemäß einem Kriterium ausgewählt, das von dem verschieden ist, das bei der Verbesserung der Leistungseffizienz (d.h., bei der Erhöhung des Signal-Rausch-Verhältnisses durch Steigerung des Antennengewinns in der Richtung, entlang derer Radiowellen eintreffen) verwendet wurde, was der inhärente Vorzug einer Richtantenne ist. Mit anderen Worten, mit dem herkömmlichen Schema wird eine Richtantenne ausgewählt, die eine Richtwirkung in der Richtung aufweist, entlang derer Radiowellen eintreffen, z.B. eine Antenne für die die Empfangsleistung unter einer Vielzahl von Richtantennen am höchsten ist. Jedoch kann in der vorliegenden Erfindung eine Richtantenne auf eine solche Weise ausgewählt werden, dass ICI unterdrückt werden kann. Aus diesem Grund gibt es einen Kompromiss zwischen dem Fehlerboden (error floor) aufgrund von ICI und der Signal-Rausch-Leistung, basierend auf Rauschen.
Wenn eine Empfangsleistung erhalten wird, die größer ist als ein Signal-Rausch-Verhältnis (oder C/N-Verhältnis), die eine notwendige BER erfüllt, ist es nicht notwendigerweise nötig, eine Richtantenne auszuwählen, für die maximale Empfangsleistung erhalten wird. Die vorliegende Erfindung verfolgt den durchschnittlichen Variationswert des Mehrwegeschwunds wie oben beschrieben, nach. Je geringer daher die Dopplerspreizung Δ, desto mehr manifestiert sich dieser Effekt. Dementsprechend wird in der dritten Ausführungsform eine Antenne ausgewählt, für die die Dopplerspreizung qΔ minimiert ist, in dem Fall, wo es eine Vielzahl von Antennen gibt, für die die Empfangsleistung die Empfangsleistung übersteigt, die das notwendige oben erwähnte BER erfüllt. Die Dopplerspreizung von Antennen, die eine Richtwirkung in der Bewegungsrichtung und der exakt entgegengesetzten Richtung aufweisen, sind eng, wie in (a) von 13 gezeigt wird, während die Dopplerspreizung Δ von Antennen, die nach rechts und links der Bewegungsrichtung gerichtet sind, breit sind, wie in (b) von 13 gezeigt wird. Wenn es eine Vielzahl von Antennen gibt, deren Empfangsleistung die Empfangsleistung übersteigt, die das notwendige BER erfüllen, überstiegen wird, werden dementsprechend die nach vorne und hinten gerichteten Antennen bevorzugt ausgewählt.
Die Messung der Empfangsleistung wird zum Beispiel durchgeführt, indem man RSSI Antenne für Antenne misst. Da die Antenneninstallation auf einem Fahrzeug, wie etwa einem Automobil oder Zug, fest ist, ist des weiteren die Richtung der Richtwirkung der ausgewählten Antenne in Bezug auf die Bewegungsrichtung eindeutig entschieden. Das heißt im Falle eines Fahrzeugs, wie etwa einem Automobil oder Zug, dass es vorher bekannt ist, ob eine Antenne eine ist, die eine Richtwirkung in die Bewegungsrichtung hat, eine, die eine Richtwirkung in genau der entgegengesetzten Richtung zur Bewegungsrichtung aufweist, oder eine, die eine Richtwirkung in eine Richtung rechts oder links der Bewegungsrichtung aufweist. Entsprechend ist es möglich, die Antennen zu bestimmen, für die die Spreizung gering ist, d.h., die Antennen, deren Richtwirkungen in der Bewegungsrichtung und in der Richtung liegen, die genau dieser Richtung entgegengesetzt ist, ohne die Bewegungsrichtung des beweglichen Körpers zu detektieren.
14 ist ein Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der Komponenten, die zu denen der ersten Ausführungsform identisch sind, mit gleichen Bezugszeichen benannt sind. Diese Ausführungsform unterscheidet sich dadurch, dass eine Schwellenempfangsleistung P_TH in die Antennenauswahleinheit 15 eingegeben wird, und durch das Verfahren der Auswahl der Empfangsantenne, das durch die Antennenauswähleinheit 15 durchgeführt wird.
Die dritte Ausführungsform ist für einen Fall, bei dem die Richtantennen 11₁ bis 11₄ in jeweilige der vier Richtungen (51, S2, S3 und S4). weisen. Wenn Empfangsleistung, die die Schwellenempfangsleistung überschreitet, an mindestens einer der Antennen jeweils sowohl der nach links und nach rechts gerichteten Gruppe (S2, S4) und der nach vorne und nach hinten gerichteten Gruppe (S1, S3) beobachtet wurde, wird die Antenne 11₁ oder 11₃ der letzteren Gruppe (S1, S3) immer ausgewählt.
Genauer misst die Empfangsleistungsmesseinheit 14 die Empfangsleistung jeder der Antennen 11₁ bis 11₄ , und die Antennenauswähleinheit 15 vergleicht die Empfangsleistung jeder Antenne und die voreingestellte Schwellenempfangsleistung P_TH und nimmt als einen Antennenkandidaten die Antenne, deren Empfangsleistung größer ist, als die Schwellenempfangsleistung P_TH. Falls es eine Vielzahl von Antennenkandidaten gibt und die Empfangsleistung einer Antenne in jeder der beiden Gruppen, nämlich der nach links und rechts gerichteten Gruppe (S2, S4) und der nach vorne und nach hinten gerichteten Gruppe (S1, S3), größer ist als P_TH, dann nimmt die Antennenauswähleinheit 15 immer die Antenne 11₁ oder 11₃ in der nach vorne und nach hinten gerichteten Gruppe (S1, S3) als die schließlich ausgewählte Antenne an. Wenn nur eine Gruppe den Antennenkandidaten aufweist, z.B. wenn die beiden Antennen 11₁ , 11₃ in der Bewegungsrichtung S1 und der Richtung S3, die der Bewegungsrichtung exakt entgegengesetzt ist, ausgewählt wurden, wird die Antenne, deren Empfangsleistung die größere ist, zur endgültig ausgewählten Antenne gemacht.
Wenn die obige Anordnung angenommen wird, wird eine Richtantenne, die eine große Empfangsleistung und eine enge Dopplerspreizung aufweist, ausgewählt, so dass ICI unterdrückt werden kann, während eine große Empfangsleistung beibehalten wird.
Das vorgenannte ist für einen Fall, bei dem die Richtantennen auf einem beweglichen Körper, wie etwa einem automobilen Fahrzeug, montiert sind. Sogar wenn die obige Annahme nicht gilt, wie in dem Fall eines Mobiltelefons, muss jedoch kein besonderes separates Mittel vorgesehen werden, so lange wie die Richtwirkung enger gemacht wird. Wenn es nötig ist, die Bewegungsrichtung zu detektieren, kann dies unter Verwendung einer sechsten Ausführungsform, die später beschreiben wird, behandelt werden.
(F) Vierte Ausführungsform
Wie oben aufgezeigt ist, ICI proportional zur Bewegungsgeschwindigkeit (v). Das heißt, wenn die Bewegungsgeschwindigkeit hoch ist, vergrößert sich die Dopplerfrequenz f_Dmax, spreizt sich das Dopplerspektrum und vergrößert sich ICI, wie in (a) von 15 gezeigt. Wenn jedoch die Bewegungsgeschwindigkeit gering ist, sinkt die Dopplerfrequenz f_Dmax, das Dopplerspektrum verengt sich und ICI sinkt ab, wie in (b) von 15 gezeigt. Da die vorliegende Erfindung keine Richtantenne in der herkömmlichen Verwendungsweise benutzt, kann des Weiteren nicht gesagt werden, dass die ersten bis dritten Ausführungsformen immer die optimalen Anordnungen in einem Bereich seien, in dem ICI keinen Einfluss auf Empfangsleistungen hat, nämlich, wenn der bewegliche Körper sich mit geringer Geschwindigkeit bewegt. Der Grund hier für ist, dass, da eine Richtantenne verwendet wird, Empfangsleistung, die in der Lage ist, durch eine ungerichteten Antenne empfangen zu werden, teilweise in einer Umgebung verloren geht, in der Radiowellen einheitlich ankommen.
16 ist ein Blockdiagramm eines OFDM-Empfangsvorrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Dies ist ein Beispiel, bei dem zwei 180°-Richtantennen verwendet werden. Komponenten, die zu denen der ersten Ausführungsform identisch sind, werden mit den gleichen Bezugszeichen benannt. Diese Ausführungsform unterscheidet sich dadurch, das (1) es zwei Richtantennen und zwei Radioempfänger gibt, (2) ein Kombinierer 31 zum Kombinieren der Ausgaben der Radioempfänger bereitgestellt wird, (3) ein Bewegungsgeschwindigkeitsdetektor 32 vorgesehen ist, (4) die Antennenauswähleinheit 15 eine Empfangsantenne oder kombinierte Antennen unter Berücksichtigung der Größe der Bewegungsgeschwindigkeit auswählt, und (5) die Antennenwechseleinheit 13 ein Empfangssignal oder kombiniertes Signal von der/den durch die Antennenauswähleinheit 15 ausgewählten Antenne(n) auswählt und ausgibt. Man sollte beachten, dass, obwohl dies ein Beispiel verdeutlicht, in dem zwei 180°-Richtantennen verwendet werden, es keine Beschränkung in Bezug auf die Anzahl von Antennen gibt. Zum Beispiel können vier 90°-Richtantennen verwendet werden.
Die Antennenauswähleinheit 15 kombiniert Empfangssignale von den Sektorantennen 11₁ , 11₂ , wenn der Fehlerboden (error floor) aufgrund von ICI geringer ist als die notwendige BER, und verwendet ein Empfangssignal nur von der Sektorantenne, die die größere Empfangsleistung hat, wenn der Fehlerboden (error floor) gleich oder größer ist als die notwendige BER. Als Ergebnis wird für alle Zustände eine optimale Lösung vorgesehen. Tatsächlich wird ICI oder die Empfangsleistungsfähigkeit vorher aus der maximalen Schwundfrequenz berechnet, die aus der Bewegungsgeschwindigkeit erhalten wird, eine Bewegungsgeschwindigkeit, die als eine Schwelle dient, wird bestimmt, die Empfangssignale der Sektorantennen 11₁ , 11₂ werden kombiniert und Schwundkompensation wird angehalten, wenn die Bewegungsgeschwindigkeit geringer ist als die Schwelle, und die Steuerung der Schwundkompensation wird ausgeführt, indem das Empfangssignal der Sektorantenne, die die größere Empfangsleistung aufweist, wenn die Bewegungsgeschwindigkeit gleich oder größer der Schwelle ist, verwendet wird. Das heißt, wenn der Bewegungsgeschwindigkeitsdetektor 32 die Bewegungsgeschwindigkeit misst und ein Kombinier/Auswähl Steuersignal CSC ausgibt, das als ein Kombiniersignal oder als ein Auswählsignal wirkt, je nachdem, ob die Bewegungsgeschwindigkeit größer oder geringer als die Schwellengeschwindigkeit ist.
Wenn die Bewegungsgeschwindigkeit gering ist und die Kombination der Antennen festgelegt wurde, wählt die Antennenauswähleinheit 15 die kombinierten Antennen aus (die Ausgabe eines Kombinierers 31). Wenn die Bewegungsgeschwindigkeit hoch ist und die Auswahl einer Antenne festgelegt worden ist, wählt die Antennenauswähleinheit 15 die Antenne aus, die die größere Empfangsleistung aufweist und meldet die Auswahl der Antennenwechseleinheit 13. Als ein Ergebnis der obigen Operation wählt die Antennenwechseleinheit 13 ein kombiniertes Signal von den Antennen oder das Empfangssignal der Antenne, die ihr mitgeteilt wurde, aus und gibt es aus. Man sollte beachten, dass, in dem Fall, in dem das kombinierte Signal ausgewählt wird, die Antennenwechseleinheit 13 die Berechnungseinheit 18 oder die Schwundkompensationseinheit 19 anweist, die Schwundkompensation anzuhalten. In dem Fall, in dem das Empfangssignal einer Antenne ausgegeben wird, weist die Antennenwechseleinheit 13 an, dass Schwundkompensation begonnen werden soll.
Im Vorgenannten wird die vierte Ausführungsform konstruiert, indem die erste Ausführungsform modifiziert wird. Jedoch kann die vierte Ausführungsform konstruiert werden, indem die dritte Ausführungsform modifiziert wird. Im letzteren Falle würde die Auswahl der Empfangsantenne zum Zeitpunkt von hoher Reisegeschwindigkeit gemäß den Kriterien der dritten Ausführungsform durchgeführt werden.
(G) Fünfte Ausführungsform
In den ersten bis vierten Ausführungsformen werden Richtantennen verwendet, indem zwischen Ihnen umgeschaltet wird. Jedoch wird bei einer Antennenumschaltung eine Leistungsfähigkeitsschwächung erwartet. Spezifisch ist es in einer Anordnung, die Demodulatoren verwendet (den Demodulator 16 und seine assoziierten Schaltungen 17 bis 20 in jeder der obigen Ausführungsformen), deren Anzahl geringer ist als die Anzahl der Antennen, notwendig, dass die Antennen umgeschaltet werden. In einem solchen Falle tritt beim Abschätzen des Kanals am Demodulator eine Diskontinuität auf, und es wird vorausgesehen, dass dies Leistungsfähigkeitsverschlechterung verursacht. Zum Beispiel wird in dem Fall des Empfangs mit einer Vielfalt mit zwei Zweigen eine Anordnung genommen, in der 180°-Richtantennen 41₁₁ , 41₁₂ , 41₂₁ , 41₂₂ nach vorne und hinten gerichtet auf dem beweglichen Körper platziert, wie in 17 gezeigt. Bei dieser Anordnung wird eine Richtwirkung von 180° durch die Sätze von zwei Antennen 41₁₁ , 41₁₂ und 41₂₁ , 41₂₂ unter Verwendung von digitalen Stahlformern (DPF) 43₁ , 43₂ gebildet. Genauer werden Richtwirkungen in die Richtungen nach vorne und nach hinten erhalten, in dem die Ausgaben der beiden Antennen gewichtet werden. In 17 bezeichnen #1 und #2 Zweignummern. Diese Anordnung umfasst des Weiteren Demodulatoren (DEM) 44₁ , 44₂ gemäß den ersten bis vierten Ausführungsformen, und einen Vielfaltskombinierer 45 zum Kombinieren der Ausgaben der Demodulatoren der Zweige #1 und #2. Da vier Wege bis zur Antenne DBPs in dieser Anordnung notwendig sind, sind vier Radioempfänger (Tuner) 42₁₁ , 42₁₂ , 42₂₁ , 42₂₂ notwendig. Da zwischen den Antennen, die in jedem der Zweige #1, #2 nach vorne und nach hinten gerichtet sind, umgeschaltet wird, um den Empfang durchzuführen, wird die Empfangsleistungsfähigkeit beim Umschaltintervall verschlechtert und die durchschnittliche Empfangsleistungsfähigkeit ist ebenfalls betroffen.
Wenn an den Antennen Richtwirkung erzeugt wird, kann dementsprechend die Verarbeitung mit der Hälfte der Anzahl der Zweige durchgeführt werden. Die wird es möglich machen, die Größe der Vorrichtung um die Hälfte oder mehr zu reduzieren. 18 ist ein Blockdiagramm eines OFDM-Empfängers gemäß der fünften Ausführungsform, in dem eine Richtwirkung an den Antennen erzeugt wird. Komponenten, die zu denen, die in 17 gezeigt werden, identisch sind, werden mit den gleichen Bezugszeichen benannt. In der fünften Ausführungsform wird als die vorwärtsgerichtete Antenne eine einzige 180°-Richtantenne 41₁₁ , die eine Richtwirkung in die Vorwärtsrichtung aufweist, vorgesehen, eine einzige 180°-Richtantenne 41₂₂ , die eine Richtwirkung in die Rückwärtsrichtung aufweist, wird als die rückwärtsgerichtete Antenne vorgesehen, und diese Antennen werden als Vielfaltsantennen von voneinander unabhängigen Zweigen #1, #2 genommen.
Gemäß der fünften Ausführungsform wird ein beweglicher Körper mit der Vielzahl von Richtantennen 41₁₁ , 41₂₂ , die verschiedene Richtwirkungen aufweisen, versehen, diese werden als Antennen von unabhängigen Zweigen #1 respektive #2 genommen, und die Berechnungseinheit 18 jedes der Demodulatoren 44₁ , 44₂ verwendet das Antennenempfangssignal des jeweiligen Zweiges, um den Durchschnittswert der Schwundvariation in der Mehrwegeumgebung vor der FFT-Verarbeitung zu berechnen. Ferner korrigiert die Schwundkompensationseinheit 19 jedes der Demodulatoren 44₁ , 44₂ die Schwundvariation basierend auf dem jeweiligen Durchschnittswert, und die FFT-Berechnungseinheit 20 unterzieht das schwundkompensierte Signal einer FFT-Operation und gibt die Ergebnisse der Verarbeitung an den Vielfaltskombinierer 45 aus. Als Ergebnis vielfaltskombiniert der Vielfaltskombinierer 45 die Ergebnisse der FFT-Verarbeitung jedes der Zweige und gibt das resultierende Signal aus.
Somit kann gemäß der fünften Ausführungsform die Anzahl der Antennen und die Anzahl der Demodulatoren gleich gemacht werden. Als Ergebnis kann das Antennenumschalten beseitigt werden. Des Weiteren kann die Anzahl der Radioempfänger reduziert werden, und des Weiteren wird die DBF-Einheit unnötig.
19 ist eine BER-Leistung in einer Anordnung, in der das Umschalten aus 17 durchgeführt wird und in einer Anordnung ohne Umschalten, die in 18 gezeigt wird. Dies verdeutlicht einen Fall, bei dem das Umschaltintervall (Rahmeneinheit) variiert wird. Man kann aus beiden Graphen entnehmen, dass die Leistungsfähigkeitsverschlechterung aus Umschaltergebnissen resultiert. Dies verdeutlicht einen Fall, in dem ein Rahmen gleich 204 Symbolen ist, ideale Antennen mit 180°-Richtwirkung verwendet werden, und eine Anordnung mit einer Vielfalt mit zwei Zweigen eingesetzt wird. Die Verschlechterung ist gravierend, wenn das Umschaltintervall geringer als ein Rahmen ist. Somit sind die Effekte der vorliegenden Erfindung groß. Die Leistungsfähigkeit wird besonders schlecht, wenn Fehlerkorrektur (nicht gezeigt) angewandt wird.
Die in 18 gezeigte fünfte Ausführungsform ist für einen Fall, bei dem zwei 180°-Richtantennen, eine in die Vorwärtsrichtung und eine in die Rückwärtsrichtung, auf dem beweglichen Körper vorgesehen sind. Jedoch ist es möglich eine Anordnung mit einer Vielfalt mit vier Zweigen zu nehmen, bei der vier 90°-Richtantennen für die Vorwärts-, Rückwärts-, Links- und Rechtsrichtung auf einem beweglichen Körper vorgesehen sind. Allgemein ist es möglich, eine Anordnung mit einer Vielfalt mit n Zweigen zu nehmen, bei der eine Anzahl n von (360°/n)-Richtantennen auf einem beweglichen Körper eingesetzt werden.
(H) Sechste Ausführungsform
In den ersten und zweiten Ausführungsformen wird das Signal, das von einer Richtantenne mit der maximalen Empfangsleistung empfangen wird, in einen Demodulator (DEM) eingegeben. Bei der dritten Ausführungsform wird, wenn es eine Vielzahl von Antennen gibt, deren Empfangsleistung eine Empfangsleistung übersteigt, die einen notwendigen BER erfüllt, die Antenne bevorzugt ausgewählt, deren Richtwirkung in der Bewegungsrichtung liegt. In einer Umgebung, in der Radiowellen über einen Azimuth von 360° ankommen, kann jedoch ICI unterdrückt werden und Kommunikation von hoher Qualität durchgeführt werden, unabhängig von der Empfangsleistung, falls ein Signal, das von einer Antenne empfangen wurde, die eine Richtwirkung in die Richtung der Bewegung oder in die Richtung, die dieser Richtung entgegengesetzt ist, aufweist, in den Demodulator eingegeben wird. Im Falle eines beweglichen Körpers, wie etwa eines Automobils oder dergleichen, muss die Antennen nur auf dem Fahrzeug in einer solchen Weise montiert werden, dass ihre Richtwirkung mit der Richtung zusammenfällt, in der sich das Fahrzeug bewegt. Im Falle eines Mobiltelefons ist es jedoch notwendig, die Richtung, in der sich das Mobiltelefon bewegt, zu detektieren.
20 ist ein Blockdiagramm einer OFDM-Empfangsvorrichtung gemäß einer sechsten Ausführungsform, die in einem Mobiltelefon oder dergleichen verwendet werden kann.
Komponenten, die zu denen der ersten Ausführungsform identisch sind, werden mit den gleichen Bezugszeichen benannt. Diese Ausführungsform unterscheidet sich dadurch, dass ein Bewegungsrichtungsdetektor 51 vorgesehen ist, und dadurch, dass ein DBF (Digital Beam Former, digitaler Strahlenformer) 52 vorgesehen ist, um Strahlformung in der Bewegungsrichtung durchzuführen und das gebildete Signal in den Demodulator DEM einzugeben. Der Bewegungsrichtungsdetektor 51 detektiert die Bewegungsrichtung, und der DBF 52 formt den Strahl, so dass die Richtung der Richtwirkung in die Bewegungsrichtung zeigt, d.h., auf eine solche Weise, das der Strahl eine Richtwirkung in die Bewegungsrichtung aufweist, und gibt die erhaltenen Signale in den Demodulator DEM ein. Der Bewegungsrichtungsdetektor 51 schaltet unter den Antennen periodisch um, um so die Antennenstrahlrichtung über einen Winkel von 360° streichen zu lassen, berechnet den Durchschnittswert der Verschiebung der Phasenvariation und entscheidet, dass die Richtung, für die der Durchschnittswert der Verschiebung maximal ist, die Bewegungsrichtung ist. Obwohl eine Antennenwechseleinheit und eine Berechnungseinheit zum Berechnen des Durchschnittswerts an Verschiebung der Variation notwendig sind, um die Bewegungsrichtung zu detektieren, können die DBF-Einheit 52 und die Berechnungseinheit 18 für diese Zwecke ebenfalls verwendet werden. Jedoch ist es erlaubt, dass diese Einheiten separat vorgesehen werden, um den Bewegungsrichtungsdetektor 51 aufzubauen.
(I) Siebte Ausführungsform
21 verdeutlicht eine Ausführungsform der Berechnungseinheit 18, die den Durchschnittswert an Verschiebung der Variation berechnet, gemäß den ersten bis sechsten Ausführungsformen. Bevor der Betrieb der Berechnungseinheit 18 besprochen wird, wird ein Verfahren zur Kompensation von Durchschnittswerten von Verschiebungsfehlern beschrieben. Als Voraussetzung des Kompensationsverfahrens wird angenommen, dass der Senderahmen ein bekanntes Symbol K vor einem Sendedatensymbol D aufweist, wie in (a) von 22 gezeigt. Das bekannte Symbol K kann ein Pilotsignal oder ein Kopiersignal eines Schutzintervalls GI sein. Man sollte beachten, dass, wenn das bekannte Signal eines ist, dass eine zeitliche Streuung erfahren hat, die vorliegende Erfindung nicht auf das Beispiel dieses Rahmens beschränkt ist. Des Weiteren repräsentiere Ns die Anzahl der Abtastungen (Anzahl von Symbolen) eines OFDM-Symbols, Nc repräsentiere die Anzahl der Kreuzkorrelationberechnungsabtastungen, und Ts bzw. Tc repräsentieren jeweils die Zeitintervalle dieser Abtastungen. Von nun an wird angenommen, dass die Anzahl Nc von Kopiersignalen, die in ein Schutzintervall GI eingesetzt wurden, ein bekanntes Signal darstellen. In einem Fall, in dem nicht nur Phase, sondern auch die Amplitude aufgrund von Schwund variiert und QAM durchgeführt wird, wird ferner eine Kompensation des Amplitudenfehlers ebenso notwendig. Ein Fall, bei dem sowohl Phase wie auch Amplitude kompensiert werden, wird unten beschrieben.
S(m,n) repräsentiere ein komplexes Basisbandsignal an einem n-ten Abtastpunkt eines m-ten OFDM-Symbols. Die Menge der Variation beim Schwund des Abtastintervalls Ts wird aus der Kreuzkorrelation berechnet: e(m,n) = S*(m,n)·S(m,n + Ns) (0 ≤ n ≤ Nc-1) = S*(m,n)·S'(m,n) (1)
Um der Rauschunterdrückung willen wird der Durchschnitt über die Anzahl Nc von Abtastungen genommen (obwohl es einen Kompromiss mit der maximalen Schwundfrequenz f_Dmax gibt). Ein durchschnittlicher Fehlervektor e(m) des m-ten OFDM-Symbols ist
Des Weiteren kann aus S* = r₁(m)exp(–jθ), S'(m) = r₂(m)exp(–jθ') die Gleichung (2) wie folgt geschrieben werden: e(m,n) = r1(m)r2(m)exp{j(θ' – θ)} = r1(m)r2(m)exp[jΔθ(m)] (3)
Hierbei ist r₁(m) der durchschnittliche Amplitudenwert des anfänglichen bekannten Signals (erstes bekanntes Signal) 101, wie es in (c) der 22 gezeigt wird, und wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
Wobei θ die durchschnittliche Menge an Phasenverschiebung ist, wie es in (b) der 22 gezeigt wird. Ferner ist r₂(m) der durchschnittliche Amplitudenwert des nächsten bekannten Signals (zweites bekanntes Signal) 102, und wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
Wobei θ' die durchschnittliche Menge an Phasenverschiebung ist. Ferner repräsentiert Δθ(m) die Menge an Phasenverschiebung in diesem Messintervall.
Diese Ausgabe des Kreuzkorrelationswertes ist der Durchschnittswert an Variation aller Wege beim Mehrwegeschwund. Daher wird in einem Fall, in dem eine ungerichtete Antenne verwendet wird, die Ausgabe zu Null. Hierbei wird Δθ(m) durch die folgende Gleichung gegeben:
Ein Schätzwert θ(m,n) an Phasenverschiebung am n-ten Abtastpunkt ist wie folgt:
und die Menge an Phasenverschiebung in dem Messintervall wird in ihrer Gesamtheit erhalten.
Ferner wird der Amplitudenwert |e(m)| des durchschnittlichen Fehlervektors durch die folgende Gleichung gegeben:
Dementsprechend ist es möglich Amplitudenkompensation durchzuführen ohne r₂(m) zu verwenden, gemäß der folgenden Gleichung:
Obwohl die Gleichung (9) auf einer linearen Interpolation basiert, kann die Interpolation eine Interpolation höherer Ordnung sein, oder es kann ein anderes Interpolationsverfahren verwendet werden. Des Weiteren haben wir
Obwohl das Vorangehende für einen Fall ist, bei dem sowohl eine Phasenkompensation und eine Amplitudenkompensation durchgeführt werden, kann es so arrangiert werden, dass nur Phase oder nur Amplitude kompensiert werden.
In der Ausführungsform aus 21 berechnet eine Kreuzkorrelationseinheit 61 den durchschnittlichen Fehlervektor e(m) gemäß den Gleichungen (1) bis (3), eine Phasenberechnungseinheit 62 berechnet Δθ(m) gemäß der Gleichung (6), und eine Phaseninterpolationswertberechnungseinheit 63 interpoliert den Phasenverschiebungsschätzwert θ(m,n) am n-ten Abtastpunkt gemäß der Gleichung (7). Eine Absolutwertberechnungseinheit 64 berechnet den Absolutwert des durchschnittlichen Fehlervektors e(m), eine Durchschnittsamplitudenberechnungseinheit 65 berechnet den durchschnittlichen Amplitudenwert r₁(m) des ersten bekannten Signals 101 gemäß den Gleichungen (4) und (10), und eine Amplitudeninterpolationswertberechnungseinheit 66 interpoliert einen Amplitudenvariationsschätzwert r(m,n) am n-ten Abtastpunkt gemäß der Gleichung (9). Der Phasenverschiebungsschätzwert θ(m,n) und der Amplitudenvariationsschätzwert r(m,n) werden in eine Kompensiertsignal-Erzeugungseinheit 67, die ein kompensiertes Signal CS erzeugt und ausgibt, um die Schwundvariation zu kompensieren (Phase und Amplitude), eingegeben.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Mehrwegeumgebung (Anzahl der Wege und Verzögerungsprofil) an sich nicht abgeschätzt. Als Ergebnis kann ICI durch eine einfache Anordnung unterdrückt werden und die Empfangsleistungsfähigkeit kann verbessert werden.
Des Weiteren wird in einer Ausführungsform der Erfindung ein Mittel zum Hinzufügen eines Wichtungskoeffizienten zwischen Mitteln zur Kompensation der Schwundvariation und eine Empfangs-FFT-Berechnungseinheit vorgesehen. Im Ergebnis können geeignete Effekte erzielt werden, sogar, wenn Antennen verwendet werden, die keine ideale Richtwirkung aufweisen.
Ferner wird in einer Ausführungsform der Erfindung eine Richtantenne, für die die Dopplerspreizung minimal ist, in einem Fall ausgesucht, wo eine Vielzahl von Richtantennen existieren, die eine Empfangsleistung erzeugen, die größer ist, als eine Schwellenleistung. Als Ergebnis kann ein Fehlerboden (error floor) aufgrund von ICI reduziert werden, während eine große Empfangsleistung beibehalten wird, und es ist möglich, eine Verbesserung bei den Leistungsfähigkeiten zu erhalten.
Des Weiteren werden in einer bevorzugten Ausführungsform Mittel zum Detektieren von Bewegungsgeschwindigkeit bereitgestellt. Wenn Bewegungsgeschwindigkeit geringer ist als die Schwellengeschwindigkeit, werden die Empfangssignale der Sektorantennen (Richtantennen) kombiniert. Wenn andererseits die Bewegungsgeschwindigkeit größer ist als die Schwellengeschwindigkeit, wird Kompensation des Mehrwegeschwunds durchgeführt unter Verwendung eines Empfangssignals nur einer Sektorantenne (Richtantenne), die unter Berücksichtigung von Empfangsleistung und/oder Dopplerspreizung ausgewählt wurde. Als Ergebnis kann Leistungseffizienz zur Zeit der Bewegungen niedriger Geschwindigkeit in einer Umgebung, in der Radiowellen einheitlich ankommen, verbessert werden. Ferner kann in einem System, das eine Antennenumschaltung aufweist, bei Bewegung mit geringer Geschwindigkeit das Antennenumschalten vermieden werden, und daher kann Leistungsfähigkeitsverschlechterung aufgrund von Umschalten beseitigt werden.
Des Weiteren macht es die vorliegende Erfindung möglich, dass, wenn ein beweglicher Körper mit einer Anzahl n aus (360°/n) Richtantennen versehen wird, z.B. mit zwei 180°-Richtantennen, wobei eine nach vorne und die andere nach hinten ausgerichtet ist, in einer Umgebung, in der Radiowellen aus allen Richtungen über einen Azimuth von 360 ankommen, wird eine Vielfaltsanordnung mit zwei Zweigen aufgebaut, indem man die nach vorne gerichteten und nach hinten gerichteten Antennen als Antennen von unabhängigen Zweigen verwendet. Als Ergebnis kann das Antennenschalten beseitigt und Vielfaltsempfang, der frei von jeglichen Verschlechterungen im Empfang ist, kann erreicht werden.
Ferner macht es die vorliegende Erfindung möglich, dass, um einen Durchschnittswert der Schwundvariation (Phasenvariation und Amplitudenvariation) auf jedem Weg zu berechnen, ein Kreuzkorrelationswert berechnet wird unter Verwendung eines bereits bekannten zeitlich zerstreuten Signals oder eines Kopiersignals in einem Schutzintervall, und die Amplitude und Phase des erhaltenen Kreuzkorrelationsvektors werden als ein Durchschnittswert der Schwundvariation (Phasenvariation und Amplitudenvariation) über die Wege genommen. Der Fehler aufgrund von Mehrwegeschwund wird dann unter Verwendung des Durchschnittswerts kompensiert. Als Ergebnis kann Schwundkompensation erreicht und Leistungsfähigkeiten durch eine einfache Anordnung in einer Mehrwegeschwundumgebung verbessert werden.
Da viele scheinbar sehr verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gemacht werden können, ohne von ihrem Umfang abzuweichen, versteht es sich, dass die Erfindung nicht auf die spezifischen Ausführungsformen davon beschränkt ist, außer, wie sie in den beigefügten Ansprüchen definiert ist.

Claims

OFDM-Empfangsverfahren zum Empfangen eines Signals, das gemäßOrthogonalem Frequenzteilungsmultiplexen (Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)) gemultiplext ist und zum Anwenden von FFT-Verarbeitung auf dem empfangenen Signal, um Sendedaten zu demodulieren, dadurch gekennzeichnet, dass es die Schritte umfasst: Empfangen (12₁ , ... 12₄ ) von OFDM-Signalen von einer Vielzahl von Antennen (11₁ , ... 11₄ ) eines beweglichen Körpers, die Richtwirkungen in eine Bewegungsrichtung oder entgegen der Bewegungsrichtung des beweglichen Körpers aufweisen; Auswählen (15) einer Antenne basierend auf der Empfangsleistung und/oder der durch die Bewegung verursachten Dopplerspreizung; Berechnen (18), vor der FFT-Verarbeitung, eines Durchschnittswerts der Schwundvariation in einer Mehrwegeumgebung unter Verwendung des empfangenen Signals von der ausgewählten Antenne; und Kompensieren (19) der Schwundvariation basierend auf dem Durchschnittswert.
Verfahren nach Anspruch 1, des Weiteren beinhaltend den Schritt des Dämpfens (21) des Durchschnittswerts, wobei die Schwundvariation in der Mehrwegeumgebung basierend auf einem durch Dämpfung erhaltenen Wert kompensiert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, des Weiteren beinhaltend den Schritt des Messens (14) der Empfangssignalleistung der Antennen, wobei eine Antenne von maximaler Empfangsleistung ausgewählt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, des Weiteren beinhaltend den Schritt des Messens (14) der Empfangssignalleistung der Antennen, wobei eine Antenne, für die die Dopplerspreizung minimal ist, aus den Antennen ausgewählt wird, für die die Empfangsleistung einen Schwellenwert der Leistung überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 1, weiterhin die Schritte umfassend: Kombinieren (13) von Empfangssignalen von jeder der Richtantennen und Anhalten (18) der Kompensation des Schwunds, wenn der bewegliche Körper sich in einer Geschwindigkeit bewegt, die geringer ist, als eine Schwellengeschwindigkeit; und Auswählen (13) einer Richtantenne, und Durchführen (18) der Schwundkompensation, basierend auf der Empfangsleistung und/oder der Dopplerspreizung, wenn der bewegliche Körper sich in einer Geschwindigkeit bewegt, die gleich oder größer der Schwellengeschwindigkeit ist.
OFDM-Empfangsvorrichtung, um während der Bewegung ein Signal zu empfangen, das gemäß Orthogonalem Frequenzteilungsmultiplexen (Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)) gemultiplext ist, und um FFT-Verarbeitung auf dem empfangenen Signal anzuwenden, um Sendedaten zu demodulieren, dadurch gekennzeichnet, dass sie umfasst: eine Vielzahl von Antennen (11₁ , ... 11₄ ), die Richtwirkungen in eine Bewegungsrichtung oder entgegen der Bewegungsrichtung aufweisen; einen OFDM-Signalempfänger (12₁ , ... 12₄ ) zum Empfangen eines OFDM-Signals von diesen Antennen; eine Antennenauswähleinheit (15) zum Auswählen einer Antenne basierend auf der Empfangsleistung und/oder der durch die Bewegung verursachten Dopplerspreizung; eine Schwundvariationsberechnungseinheit (18) zum Berechnen, vor der FFT-Verarbeitung, eines Durchschnittswerts von Schwundvariation in einer Mehrwegeumgebung unter Verwendung des empfangenen Signals von der Antenne, die ausgewählt wurde; eine Schwundvariationskompensationseinheit (19) zum Kompensieren der Schwundvariation basierend auf dem Durchschnittswert; und eine FFT (20) Einheit zur Anwendung von FFT-Verarbeitung auf ein durch die Schwundkompensation erhaltenes Signal.
Vorrichtung nach Anspruch 6, des Weiteren umfassend ein Dämpfungsglied (2) zum Dämpfen des Durchschnittswerts durch Multiplizieren des Durchschnittswerts mit einem Wichtungskoeffizienten; wobei Schwankungsvariation in der Mehrwegeumgebung basierend auf dem Durchschnittswert, der gedämpft wurde, kompensiert wird.
Vorrichtung nach Anspruch 6, des Weiteren umfassend eine Empfangsleistungsmesseinheit (14) zum Messen von Empfangssignalleistung der Antennen; wobei die Antennenauswähleinheit (15) angepasst ist, eine Antenne von maximaler Empfangsleistung auszuwählen.
Vorrichtung nach Anspruch 6, des Weiteren umfassend eine Empfangsleistungsmesseinheit (14) zum Messen von Empfangssignalleistung der Antennen; wobei die Antennenauswähleinheit (15) angepasst ist, eine Antenne, für die für die die Dopplerspreizung minimal ist, aus den Antennen auszuwählen, für die die Empfangsleistung einen Schwellenwert der Leistung überschreitet.
Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei die Antenne, für die die Dopplerspreizung minimal ist, eine Antenne ist, deren Richtwirkung mit der Richtung des Bewegens des beweglichen Körpers zusammenfällt.
Die Vorrichtung nach Anspruch 6, des Weiteren umfassend einen Geschwindigkeitsvergleicher (32, 15) zum Vergleichen der Geschwindigkeit des beweglichen Körpers und einer eingestellten Geschwindigkeit; wobei die Antennenauswähleinheit (15) angepasst ist, Empfangssignale von jeder der Antennen zu kombinieren, wenn der bewegliche Körper sich mit einer Geschwindigkeit bewegt, die geringer ist, als die Schwellengeschwindigkeit, und angepasst ist, eine Antenne basierend auf der Empfangsleistung und/oder der Dopplerspreizung auszuwählen, wenn der bewegliche Körper sich in einer Geschwindigkeit bewegt, die gleich oder größer der Schwellengeschwindigkeit ist; und wobei die Schwundvariationsberechnungseinheit (18) angepasst ist, die Schwundkompensation anzuhalten, wenn sich der bewegliche Körper mit einer Geschwindigkeit bewegt, die geringer ist als die Schwellengeschwindigkeit, und angepasst ist, die Schwundkompensation durchzuführen, wenn der bewegliche Körper sich in einer Geschwindigkeit bewegt, die gleich oder größer der Schwellengeschwindigkeit ist.