-
Gebiet der
Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Radiofrequenzsender
und im Besonderen auf einen linearen Radiofrequenzsender mit einer
variablen Antennenlast.
-
Hintergrund der Erfindung
-
Bekannterweise
modulieren Radiofrequenz-(RF)-sender Basisbandsignale, wie z. B.
analoge oder digitale Sprachabtastwerte, auf einen RF-Träger, verstärken den
RF-Träger
und senden den RF-Träger über eine
Antenne als elektromagnetische Energie durch die Luft. Die elektromagnetische
Energie wird dann über
die Antenne eines Empfängers
empfangen, in das Basisbandsignal zurück demoduliert, und (wenn Sprache
gesendet wurde) durch den Empfänger
hörbar
wiedergegeben.
-
Bekannterweise
verwenden viele Kommunikationssysteme, wie z. B. zellulare Telefone
und Fernleitungsnetze („trunking"), spektral effiziente
Modulationstechniken, wie z. B. Quadraturamplitudenmodulationen
(QAM) und quaternäre
Phasenumtastung (QPSK) in einem Mehrfachzugriffsformat im Zeitmultiplexer
(TDMA-Format). Diese spektral effizienten Modulationstechniken korrelieren
das Basisbandsignal typischerweise mit Veränderungen der RF-Trägeramplitude
und -phase über
ein digitales Symbolkonstellationsformat, wie z. B. das QAM-Format,
welches in der US-A-5,519,730, publiziert am 21. Mai 1996, mit dem
Titel: „Communication
Signal Having A Time Domain Pilot Component", übertragen auf
Motorola Inc., beschrieben wird. Weil die spektral effizienten Modulationstechniken
eine Veränderung der
RF-Trägeramplitude
erfordern, muss ein linearer A- oder AB-Verstärker benutzt werden. Ist der
Verstärker
nicht linear, so stellt er ungewünschte
RF-Energie, oder Nachbarkanalstörungen
(„splatter"), auf zu dem RF-Träger benachbarten
Frequenzen bereit. Diese Nachbarkanalstörung kann im Weiteren ein Gegensprechen
stören,
das auf benachbarten Frequenzen oder Kanälen stattfindet.
-
Die
Linearität
eines Verstärkers
wird durch die variablen Lasten, die durch die Antenne des Verstärkers präsentiert
werden, beeinflusst. Typischerweise ist eine Antenne so konstruiert,
dass sie eine feste Last, z. B. 50 Ohm, bereitstellt. Aufgrund der empfangenen
reflektierten Energie verändert
sich die Last jedoch.
-
Um
Veränderungen
der Last zu minimieren, enthalten Sender in der Regel Isolatoren,
um dem Verstärker
eine im Wesentlichen konstante Lastimpedanz zur Verfügung zu
stellen. Der Isolator enthält
einen Zirkulator und eine Ab schlussimpedanz, die typischerweise
50 Ohm beträgt.
Der Zirkulator ist eine dreipolige Vorrichtung, die einen gerichteten
Fluss der RF-Energie vom Verstärker
zur Antenne und von der Antenne zur Abschlussimpedanz bereit stellt.
Daher wird die RF-Energie aus dem Verstärker der Antenne zur Verfügung gestellt
und jede RF-Energie, die in die Antenne hineingeht, wird in der
Abschlussimpedanz absorbiert. Somit präsentiert der Isolator dem Verstärker eine
konstante Impedanz.
-
Obwohl
der Isolator dem RF-Verstärker
eine konstante Lastimpedanz zur Verfügung stellt, verhindern typischerweise
Beschränkungen
durch Größe, Kosten
und Bandbreite den Einsatz eines universellen Isolators in mobilen
Funkeinrichtungen, tragbaren Funkeinrichtungen und zellularen Telefonen.
Z. B. benötigt
eine Funkeinrichtung, die bei 132 MHz arbeitet, einen Isolator mit
einem Volumen von 8,19 Kubikzentimetern (0,5 Kubikzoll), einem Gewicht
von 227 Gramm (0,5 Pfund), und kostet bei einer Stückzahl von
100.000 pro Jahr jeweils 30 Dollar. Als Ergebnis legt ein Isolator
der Konstruktion solcher FE offensichtlich Zwänge auf. Es kommt hinzu, dass
Isolatoren feste Bandbreiten haben; daher können in Sendern, die über weite
Frequenzbereiche arbeiten, mehrere Isolatoren nötig werden. Diese Bandbreitenbeschränkung tritt
bei niedrigeren RF-Trägerfequenzen,
wie z. B. VHF, wo das zugeteilte Frequenzband einen großen Prozentsatz
der Bandbreite abdeckt, klar zum Vorschein.
-
Um
den Gebrauch des Isolators zu vermeiden, verwenden existierende
Frequenzmodulations-(FM)-Sender, die nicht-lineare Verstärker enthalten, Rückkopplungsschutzschaltungen.
Der Rückkopplungsschutz überwacht
das Stehwellen-Verhältnis (VSWR)
am Ausgang des nicht-linearen Verstärkers und verringert dementsprechend
die Höhe
der Ausgangsleistung, die der Antenne durch den nicht-linearen Verstärker zur
Verfügung
gestellt wird. Im Allgemeinen verringert dieser Ansatz die Ausgangsleistung
des nicht-linearen Verstärkers
um einen festen Wert, wenn das VSWR einen zuvor ermittelten Pegel übersteigt.
Wenn z. B. ein VSWR von 3 : 1 am nicht-linearen Ausgang des Verstärkers detektiert
wird, kann die Ausgangsleistung des nicht-linearen Verstärkers um
3 dB verringert werden. Dieser Ansatz arbeitet für nicht-lineare Verstärker, beinhaltet aber keinerlei
Vorkehrungen zur Aufrechterhaltung der Linearität des Verstärkers.
-
Daher
besteht Bedarf an einem Verfahren, das die Auswirkungen variabler
Lasten kompensiert, ohne den Bedarf an einem Isolator in einem Sender, der
einen linearen Verstärker
hat.
-
Dementsprechend
stellt die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung
für einen Sender
zur Kompensation einer variablen Last ohne das Verwenden eines Isolators
gemäß den anhängenden
Ansprüchen
1 und 8 zur Verfügung.
-
Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
-
1 stellt
eine Blockdiagramm-Darstellung eines linearen Senders gemäß der vorliegenden
Erfindung dar.
-
2 stellt
ein Flussdiagramm von Schritten, die von einem Sender ausgeführt werden,
gemäß der vorliegenden
Erfindung dar.
-
Beschreibung
einer bevorzugten Ausführungsform
-
Im
Allgemeinen stellt die vorliegende Erfindung ein Verfahren für einen
Sender zur Verfügung, um
Veränderungen
der Antennenlast ohne den Gebrauch eines Isolators (Zirkulator plus
ohmscher Abschluss) zu kompensieren. Dies wird durch Ermittlung
der Auswirkungen, die Veränderungen
der Last auf die Schleifenverstärkung
der Rückkopplungsschleife
des Senders haben, geleistet. Nach dem Ermitteln der Auswirkungen
stellt der Sender den Verstärkungsfaktor
einer variablen Verstärkungsstufe
innerhalb der Rückkopplungsschleife
ein, um das Linearitätserfordernis
des Senders aufrecht zu erhalten.
-
Die
vorliegende Erfindung lässt
sich mit Bezug auf 1 und 2 vollständiger beschreiben. 1 stellt
ein Blockdiagramm eines Senders 100 dar, der eine Signalquelle 101,
zwei variable Verstärkungsstufen 104 und 105,
einen Frequenzaufwärtswandler 106,
ein verstärkendes
Element 107, einen Sampler 108, eine Antenne 109,
ein Rückkopplungselement 111 und
einen Darsteller der reflektierten Energie 114 enthält. In einem
Quadraturamplitudenmodulations (QAM)-Schema ist die Signalquelle 101 typischerweise
ein digitaler Signalprozessor (DSP), der In-Phase-(I)- und Quadratur
(Q)-Signalrepräsentationen
digitaler Daten erzeugt und diese I- und Q-Signalrepräsentationen
in analoge Basisband-Wellenformen
verarbeitet. Die Summierverbindungsstellen 102 und 103 empfangen
die analogen I- bzw. Q-Basisbandwellenformen
und subtrahieren sie von den Basisbandausgängen des Rückkopplungselements 111.
Die resultierenden Wellenformen laufen weiter bis zu ihren jeweiligen
Verstärkungsstufen 104 und 105,
um dort verstärkt
zu wer den, und setzen sich fort zum Frequenzaufwärtswandler 106, wo
sie in einen ausgewählten
Radiofrequenz(RF)-Träger übersetzt
werden. Das verstärkende
Element 107 verstärkt
den RF-Träger
und reicht den verstärkten RF-Träger zur
Funkübertragung
an den Sampler 108 und die Antenne 109 weiter.
-
Der
Sampler 108 tastet das durch das verstärkende Element 107 zur
Verfügung
gestellte verstärkte
RF-Signal ab und liefert Vorwärts-Abtastwerte 112 („forward
signal samples")
und Abtastwerte des reflektierten Signals („reflected signal samples") 113 an
den Darsteller der reflektierten Energie 114 und liefert
Vorwärts-Abtastwerte
(„forward
signal samples") 112 an
das Rückkopplungselement 111.
Das Rückkopplungselement 111,
welches einen Frequenzabwärtswandler,
Verstärkungsstufen
und Schleifenphasen-Einstellschaltungen
(„loop
phase adjustment circuits")
enthalten kann, empfängt
den Vorwärts-Abtastwert 112,
führt eine
Frequenzabwärtswandlung
durch Umkehrung der Verarbeitungsreihenfolge des Frequenzaufwärtswandlers 106 durch
und erzeugt analoge I- und Q-Daten-Basisbandrepräsentationen. Diese I- und Q-Basisbandsignale
stellen den Summierverbindungsstellen 102 und 103 die
invertierten Eingaben zur Verfügung,
wodurch ein Rückkopplungspfad
vervollständigt
wird. Das Bereitstellen geschlossener Rückkopplungsschleifen in solchen
Sendern ist bekannt, folglich wird keine weitere Diskussion dazu
angeboten, ausgenommen, um das Verständnis der vorliegenden Erfindung
zu erleichtern. Der Darsteller der reflektierten Energie 114 nimmt
die Vorwärts-Abtastwerte und die Abtastwerte
des reflektierten Signals 112 und 113 an, um Repräsentationen
der reflektierten Energie zu erzeugen, die auf ihren Eingangs-Abtastwerten
basieren. Wie weiter unten detaillierter ausgeführt, tragen die Repräsentationen
der reflektierten Energie dazu bei, die Verstärkungen der beiden variablen
Verstärkungsstufen 104 und 105 sowie
den Signalpegel der I- und Q-Signalrepräsentationen,
welche durch die Signalquelle 101 erzeugt werden, zu ermitteln.
-
Die
funktionalen Blöcke
des Senders 100 enthalten eine Vielfalt von Schaltkreis-Topologien. Die
Verstärkungsstufen 104 und 105 sind
typischerweise variable Hochleistungs-Niederfrequenzverstärker, deren Betriebsbandbreite
auf die Schleifenbandbreite beschränkt ist, die für einen
richtigen Betrieb der negativen Rückkopplungsschleife erforderlich
ist, wobei die durch die Signalquelle 101 gelieferte Bandbreite
der Datenmodulationssignale umfasst wird. Der Frequenzaufwärtswandler 106 enthält die Mischer 116 und 120,
einen Lokaloszillator 117, einen 90-Grad-Phasenschieber 118,
und einen Signalkombinierer 119. Die Frequenzumsetzung
von der Basisband- zur RF-Trägerfrequenz
wird in dem Frequenzaufwärtswandler 106 erreicht,
durch Mischen der I-Signal-Basisbandwellenform
mit der Lokaloszillator-Frequenz,
Mischen der Q-Signal-Basisbandwellenform mit einer um 90-Grad-phasenverschobenen
Version der Lokaloszillator-Frequenz, und Summieren der zwei Mischerausgänge zum
Herstellen unabhängiger
I- und Q-Datensignale auf der gemeinsamen RF-Trägerfrequenz. Das verstärkende Element 107 ist
ein RF-Leistungsverstärker,
der Leistungsverstärkung
der RF-Trägerfrequenz
bereitstellt, welche die aufwärts
gewandelten Datensignale enthält
und im Allgemeinen durch Hintereinanderschalten mehrerer Verstärkerstufen
oder Transistoren gebildet wird. Weil die Hüllkurven der analogen I- und Q-Wellenformen
amplitudenabhängig
sind, ist das verstärkende
Element 107 ein linearer A- oder AB-Verstärker, im
Gegensatz zu einem Verstärker mit
konstanter Hüllkurve
oder einem nicht-linearen C-Verstärker. Der Sampler 108 ist
vorzugsweise ein Richtungskoppler, der skalierte Repräsentationen der
Durchlassspannungs- oder Durchlassstrom-Wellenform, und der Wellenform der reflektierten
Spannung oder des reflektierten Stroms, die an der Antenne 109 vorhanden
sind, zur Verfügung
stellt.
-
Der
Sampler 108, das Rückkopplungsschleifenelement 111 und
die Summierverbindungsstellen 102 und 103 sind
so konfiguriert, dass sie die linearen Verstärkereigenschaften des Verstärkerelements 107 verbessern.
Wie oben kurz erwähnt,
bilden diese Elemente ein negatives Rückkopplungssystem, das die
Leistungspegel unerwünschter
Signale, welche ins Äußere des
zugewiesenen Frequenzbandes fallen, herabsetzen. Diese unerwünschten
Signale resultieren aus Nicht-Linearitäten in dem Verstärkerelement 107 und
können
Störungen
in benachbarten RF-Kanälen
verursachen, wodurch die Verbindungen auf diesen Kanälen unterbrochen
werden. Diese unerwünschten
Signale in den benachbarten RF-Kanälen sind als Nachbarkanalstörungen („splatter") bekannt. In einem
System mit Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex (TDMA) kann die Spezifikation
der Nachbarkanalstörung
in dem –60
dBc-Bereich liegen, wenn
man die Signalleistung eines Signals in einem benachbarten Kanal
mit dem RF-Trägersignal
vergleicht. Diese Spezifikation wird typischerweise durch Verwenden
eines Verstärkerelements 107 erreicht,
dessen Linearität
im benachbarten Kanal eine Nachbarkanalstörungs-Performance von –30 dBc bereitstellt und die
Nachbarkanalsstörung
durch Benutzen bekannter Kartesianischer Rückkopplungs-Korrekturtechniken
verbessert.
-
Auswirkungen
der aufgrund von Veränderungen
der Impedanz der Antennen 109 auftretenden variablen Last
am Ausgang des verstärkenden
Elements 107 werden durch Messen von Änderungen des Verstärkungsfaktors
des verstärkenden
Elements 107 und durch Ermitteln der Repräsentationen der
Last über
die durch die Antenne 109 empfangene reflektierte Energie
ermittelt. Um die Veränderung des
Verstärkungsfaktors
(„gain") des Verstärkerelements 107 zu
messen, wird ein Trainingssignal 115, ein Signal, wie das
im US- amerikanischen Patent Nr. 5,066,923, mit dem Titel „Linear
Transmitter Training Method And Apparatus", und übertragen auf Motorola, diskutierte
Signal, von der Signalquelle 101 an den Punkt B 122 in 1 eingegeben,
wenn die veränderlichen
Verstärkungsstufen 104 und 105 inaktiviert
sind. Das Inaktivieren der variablen Verstärkungsstufen 104 und 105 führt zu einem
wirksamen Öffnen
des Vorwärtspfades
einer Rückkopplungsschleife
innerhalb des Senders 100. Das Trainingssignal 115 wird
durch den Frequenzaufwärtswandler 106 gewandelt,
durch das Verstärkerelement 107 verstärkt und
durch den Sampler 108 abgetastet. Das vorwärts abgetastete
Signal 112 kehrt über
das Rückkopplungselement 111 und
die Summierverbindungsstelle 102 an den Punkt A 121 zurück, womit der
Durchgang durch die Rückkopplungsschleife
abgeschlossen ist. Ein Ermittler der Rückkopplungsschleifenverstärkung 110 wird
während
dieser Trainingssequenz aktiviert, um durch Detektion der Spannungen
an den Punkten A 121 und B 122 den Open-Loop-Verstärkungsfaktor
der Rückkopplungsschleife
zu bestimmen und das Verhältnis
der zwei Spannungen zu bilden, d. h. V(A)/V(B). Dieses Verhältnis repräsentiert
den gesamten Verstärkungsfaktor
der Rückkopplungsschleife
minus den Beiträgen zum
Verstärkungsfaktor durch
die inaktivierten veränderlichen
Verstärkungsstufen 104 und 105,
d. h. durch den Open-Loop-Verstärkungsfaktor.
Der Ermittler der Schleifenverstärkung 110 beinhaltet
Spannungsverstärkungsstufen,
wie z. B. Operationsverstärker,
Abtast-Halte-Schaltungen, Analog-Digital-Konverter, und einen Mikroprozessor.
-
Wie
weiter oben kurz erwähnt,
verarbeitet der Darsteller der reflektierten Energie 114 die
Vorwärtszeichen-Abtastwerte 112 und
die Abtastwerte des reflektierten Signals 113, um Repräsentationen der
Last zu erzeugen, die an das verstärkende Element 107 übergeben
werden. Der Vorwärts-Abtastwert 112 umfasst
eine skalierte Reproduktion der Vorwärts-RF-Trägerenergie, die am Ausgang
des verstärkenden
Elements 107 vorhanden ist. Der Abtastwert des reflektierten
Signals 113 umfasst eine durch die Antenne 109 empfangene
skalierte Replikation der reflektierten RF-Trägerenergie.
Es ist bekannt, dass ein Verhältnis,
das dadurch gebildet wird, dass die Größe des Abtastwertes des reflektierten
Signals 113 durch die Größe des Vorwärts-Abtastwertes 112 geteilt wird,
proportional zur Größe des Last-Reflexionsfaktors
ist. Dieses Verhältnis
kann innerhalb des Darstellers 114 der reflektierten Energie durch
unabhängiges
Gleichrichten und Filtern der Abtastwerte des reflektierten Signals 113 und
der Vorwärts-Abtastwerte 112 und
anschließendes
Ermitteln des Verhältnisses
der resultierenden Mengen durch Nutzen von Spannungsverstärkerstufen,
wie z. B. Operationsverstärker,
Abtast-Halte-Schaltungen, Analog-Digital-Konverter
und einen Mikroprozessor, berechnet werden. Dieses Verhältnis stellt
eine skalare Repräsentation
der durch die Antenne 109 bereitgestellten Last-Fehlanpassung
bereit, wobei ein kleines Ver hältnis
eine minimale Fehlanpassung bedeutet. Ein alternatives Verfahren
zum Verarbeiten der Vorwärts-Abtastwerte 112 und
der Abtastwerte des reflektierten Signals 113 beinhaltet
das Bilden eines direkten Verhältnisses
der Abtastwerte des reflektierten Signals 113 und der Vorwärts-Abtastwerte 112,
wodurch man eine Vektor-Repräsentation
des Last-Reflexionsfaktors erhält.
Die Vektor-Repräsentation
enthält
Größen- und
Phasen-Anteile und stellt eine detailliertere elektrische Beschreibung
der durch die Antenne 109 verursachte Last-Fehlanpassung bereit
als die Skalar- oder Größen-Repräsentation; allerdings
ist innerhalb des Darstellers 114 der reflektierten Energie
auch ein komplexerer Schaltkreis erforderlich, um ein genaues Verhältnis zu
berechnen.
-
Nach
dem Erzielen der Wirkungen der variablen Last kann der Darsteller 114 der
reflektierten Energie oder der Ermittler 110 der Schleifenverstärkung den
Verstärkungsfaktor
der variablen Verstärkungsstufen über eine
DC-Steuerspannung
oder einen variablen Spannungsdämpfer
modifizieren, um so die gesamte Rückkopplungsschleifenverstärkung im
Wesentlichen auf einem zuvor ermittelten Verstärkungsniveau, das auf der Linearitätsspezifikation
des Senders 100 basiert, zu halten. Alternativ kann der Darsteller 114 der
reflektierten Energie oder der Ermittler 110 der Schleifenverstärkung die
Signalquelle 101 instruieren, die Pegel der von ihnen produzierten I-
und Q-Signale einzustellen. Dieses Einstellen verändert den
Pegel der Ausgangsleistung des verstärkenden Elements 107,
um der variablen Last Rechnung zu tragen, während es die Linearitätsspezifikation
des Senders 100 aufrechterhält.
-
2 stellt
ein Flussdiagramm von Schritten dar, die durch den Sender ausgeführt werden
können,
um die vorliegende Erfindung zu implementieren. Der logische Fluss
des Diagramms beginnt am START-Block und geht dann weiter zu Block 200,
wo der Sender die Wirkungen der variablen Last auf die gesamte Schleifenverstärkung ermittelt.
Wie oben diskutiert, ist die variable Last am Ausgang des Senders
das Ergebnis der zeitabhängigen
Lastimpedanz, die der Antenne präsentiert
wird, d. h. das Empfangen reflektierter Signale, die von Gebäuden, Mauern,
Bergen etc. reflektiert werden. So wie die Last am Ausgang der Antenne
variiert, variiert der Verstärkungsfaktor
des verstärkenden
Elements, was die gesamte Rückkopplungsschleifenverstärkung des
Senders verändert.
Um die Variation der gesamten Schleifenverstärkung und ihren Einfluss auf
die Leistung des Senders zu ermitteln, geht es im logischen Fluss
auf einem von zwei parallelen Pfaden weiter, abhängig von der Verteilung der
möglichen
Lastimpedanz und der Auswirkung auf den Verstärkungsfaktor und die Linearität des Leistungsverstärkers.
-
Wenn
die Spanne der, auf die durch die Antenne empfangene reflektierte
Energie zurückzuführende,
Lastimpedanz nicht nennenswert von einer Impedanz abweicht, für die das
Verstärkerelement konstruiert
ist (d. h. die Veränderung
der gesamten Schleifenverstärkung
ist mäßig), wird
dem Pfad gefolgt, der mit Block 202 beginnt. Sind große Variationen
der Last vorhanden (d. h. große
Variationen des Verstärkungsfaktors
und der Linearität
des Senders), so wird dem Pfad gefolgt, der mit Block 206 beginnt. Die
Auswahl, welches Verfahren in einem Sender benutzt werden soll,
hängt von
der bekannten Umgebung ab, in der sich der Sender befinden wird.
Z. B. wird ein Sender, der in einem offenen Bereich betrieben wird,
wie z. B. der Mitte eines Raumes oder der Mitte eines Feldes, geringe
Variationen der Last aufweisen, und der Pfad von Block 202 wird
genügen; wohingegen
ein Sender, der in der Nähe
einer stark reflektierenden Last arbeitet, wie z. B. einer Metallwand
oder einem Gebäude,
eine große
Variation der Last aufweisen wird, weshalb der Pfad von Block 206 benutzt
werden würde.
-
Wird
der erstgenannte Pfad ausgewählt, geht
es im logischen Fluss weiter zu Block 202, wo die variablen
Verstärkungsstufen
vorübergehend deaktiviert
werden. Das Deaktivieren der variablen Verstärkungsstufen wird im Allgemeinen
durch Reduzieren des Verstärkungsfaktors
einer jeden Stufe auf ungefähr
Null durch eine Reduktion der Netzgleichspannung geleistet, durch
die die aktiven Vorrichtungen einer jeden Stufe versorgt werden.
Das Deaktivieren wird typischerweise zu Beginn einer jeden Trainingssequenz
durchgeführt,
die in einem TDMA-Kommunikationssystem einmal pro Zeitschlitz auftreten
kann (d. h. einmal jede 15 Millisekunden), wodurch der Verstärkungsfaktor
der variablen Verstärkungsstufen
in Reaktion auf die variable Last periodisch eingestellt werden
kann.
-
Nachdem
die variablen Verstärkungsstufen deaktiviert
sind, geht es im logischen Fluss weiter zu Block 203, wo
die Signalquelle dem Sender ein Trainingssignal bereitstellt, welches
nach dem Verlassen des verstärkenden
Elements abgetastet wird. Das Trainingssignal, das zu Beginn einer
jeden Trainingssequenz angewandt wird, wird benutzt, um die Phasenparameter
der Rückkopplungsschleife
zu messen und einzustellen und um den maximalen Signalpegel einzustellen,
auf den die Signalquelle den Leistungsverstärker oder das verstärkende Element
treiben kann. Eine detail lierte Diskussion der während der Trainingssequenz
benutzten Methodik wird in dem zuvor genannten US-Patent mit der
Nummer 5,066,923 zur Verfügung
gestellt, so dass keine weitere Diskussion präsentiert werden wird, ausgenommen,
um das Verständnis
der vorliegenden Erfindung zu erleichtern. Während der Trainingssequenz
führt die
Signalquelle das Trainingssignal in Abwesenheit einer I- und Q-Datenmodulation dem
Ausgang der variablen Verstärkungsstufe
des I-Kanals zu. Das Trainingssignal kann entweder periodisch oder
bei Bedarf benutzt werden. Z. B. kann in einem TDMA-System, das
einen Dreischlitz-Zeitrahmen benutzt, das Trainingssignal während eines
Anteils eines jeden Schlitzes, wenn die Verbindungen inaktiv sind,
appliziert werden. Nachdem die Signalquelle das Trainingssignal
geliefert hat, wird es zur RF-Trägerfrequenz
aufwärts
gewandelt, durch das verstärkende
Element verstärkt
und durch einen Richtungskoppler oder äquivalenten Sampler abgetastet.
In dem Rückkopplungselement
wird das abgetastete Trainingssignal abwärts gewandelt und seine Phase eingestellt,
so dass das Basisbandsignal, das an die Summierverbindungsstelle
geliefert wird, richtig invertiert wird. Das Basisbandsignal wird
weiter durch die Summierverbindungsstelle zum Eingang der deaktivierten
variablen Verstärkungsstufe
des I-Kanals geleitet, wodurch ein Durchgang durch die komplette
Rückkopplungsschleife
abgeschlossen ist.
-
Mit
der Ankunft des Basisbandsignals am Eingang der deaktivierten variablen
Verstärkungsstufe
des I-Kanals geht es im logischen Fluss weiter zu Block 204,
wo der Sender die Veränderungen
des Open-Loop-Verstärkungsfaktors
der Rückkopplungsschleife
ermittelt. Der Ermittler der Schleifenverstärkung des Senders misst die
Signalspannungen, die durch das Trainingssignal und das Basisbandrückkopplungssignal
bereitgestellt werden, und bildet das Verhältnis der beiden Signalspannungen,
um die Open-Loop-Spannungsverstärkung zu
produzieren. Der Open-Loop-Verstärkungsfaktor
repräsentiert
die gesamte Rückkopplungsschleifenverstärkung weniger
dem Verstärkungsfaktor
der deaktivierten Verstärkungsstufe.
Weil der Leistungsverstärker
im Vorwärtspfad
der Rückkopplungsschleife
enthalten ist, werden Veränderungen
des Verstärkungsfaktors
und der Linearität
des Leistungsverstärkers,
welche aus Variationen der Last des Senders resultieren, als Veränderungen
an den Open-Loop-Verstärkungsfaktor weitergegeben.
-
Wenn
die Veränderungen
des Open-Loop-Verstärkungsfaktors
ermittelt sind und die Trainingssequenz abgeschlossen ist, geht
es im logischen Fluss entweder weiter zu Block 205, Block 212,
oder zu beiden. Der Übergang
des logischen Flusses zu Block 205 tritt ein, wenn eine
Kompensation der Schleifenverstärkung
für Änderungen
des Verstärkungsfaktors
im Leistungsverstärker
notwendig ist. Im Block 205 stellt der Sender den Verstärkungsfaktor
der variablen Verstärkungsstufen
der I- und Q-Kanäle
auf der Basis der Veränderungen
des Open-Loop-Verstärkungsfaktors
ein. Der Verstärkungsfaktor
dieser Stufen wird durch unterschiedliche kompensierende Schleifenkomponenten,
wie z. B. variable Widerstände,
oder über
ein Verstärkungsregelungs/steuerungssignal,
wie z. B. eine DC-Spannung, in bekannter Art und Weise eingestellt,
um eine zuvor ermittelte gesamte Schleifenverstärkung zu erhalten. Die im voraus
ermittelte Schleifenverstärkung kann
entweder ein konstanter Wert für
kleine Abweichungen in der Schleifenverstärkung oder eine Spanne von
Werten entsprechend einer Spanne von Änderungen der gesamten Schleifenverstärkung sein. Der Übergang
des logischen Flusses zu Block 212 tritt ein, wenn das
Einstellen der Signalquelle notwendig wird, um Änderungen der Linearität des Leistungsverstärkers zu
kompensieren. Im Block 212 stellt der Sender die Pegel
der Signalquellen der I- und Q-Signale, basierend auf Änderungen
des Open-Loop-Verstärkungsfaktors,
ein. Der Ermittler der Schleifenverstärkung sendet der Signalquelle, abhängig vom
Umfang der Änderungen
des Open-Loop-Verstärkungsfaktors,
einen Skalierungsbefehl. Die Skalierungsbefehle kennzeichnen die Richtung
und das Maß des
Einstellens des Pegels der Signalquelle. Wenn die Linearität des Leistungsverstärkers durch
die Last des Senders nachteilig beeinflusst wird, so fördert das
Verringern der I- und Q-Signalpegel den Betrieb der negativen Rückkopplungsschleife,
indem es eine Nachbarkanalstörung
in einem benachbarten Kanal verhindert. Bei Lasten des Senders,
die eine Verbesserung der Linearität des Leistungsverstärkers bieten,
kann es angemessen sein, den Datensignalpegel anzuheben, wobei der
Vorteil einer günstigen
Last-Bedingung genutzt wird, welche es erlaubt, den Pegel der Leistungsabgabe
des Senders zu erhöhen.
Das Einstellen des Pegels der Signalquelle und das variable Einstellen des
Verstärkungsfaktors
und der Verstärkungsstufe in
den Blöcken 212 und 205 können auch
simultan oder sequentiell vorgenommen werden, wenn eine Kompensation
der Schleifenverstärkung
für Veränderungen
von sowohl dem Verstärkungsfaktor
als auch der Linearität
des Leistungsverstärkers
notwendig ist.
-
Wenn
die letztgenannte der beiden in Block 200 vorhandenen Möglichkeiten,
einen Pfad zu wählen,
ausgewählt
wird, dann geht es im logischen Fluss weiter zu Block 206,
wo der Sender die reflektierte Energie ermittelt. Die reflektierte
Energie ist die RF-Trägerenergie,
die von der Antenne empfangen wird, wenn der Sender den RF-Träger sendet.
Die reflektierte Energie resultiert aus Impedanz-Fehlanpassungen
zwischen der Antennen-Impedanz und seiner Last-Impedanz. Wie unter
Bezug auf Block 2 kurz diskutiert, ist die Antenne typischerweise
so konstruiert, dass ihre Eingangsimpedanz im wesentlichen mit der
Ausgangsimpedanz des Leistungsverstärkers und ihre Ausgangsimpedanz
mit der Impedanz des Freiraums gepaart ist. Wenn die Antenne in
die Nähe eines
Objekts, wie z. B. einer Metallwand, gebracht wird, weicht daher
die Last, die ihr präsentiert
wird, von der erwünschten
Freiraum-Impedanz ab und eine Menge an Energie, die proportional
ist zum Maß der
Abweichung, die die Last-Impedanz
der Antenne relativ zum Freiraum präsentiert, wird in die Antenne reflektiert.
Genauso geht, bekannterweise, die durch die Antenne empfangene reflektierte
Energie in den Ausgang des Leistungsempfängers, wodurch ihre Last, d.
h. die Eingangsimpedanz der Antenne, wirkungsvoll verändert wird.
Somit ist die Last-Impedanz, die dem Leistungsverstärker durch
die Antenne präsentiert
wird, eine Funktion von Objekten in der Nähe der Antenne und bestimmbar
durch den Leistungspegel, der von der Antenne reflektiert wird.
-
Das
Bestimmen der reflektierten Energie kann durch die Auswahl eines
der beiden am Block 206 vorhandenen Pfade erreicht werden.
Wird der erste Pfad gewählt,
so geht es im logischen Fluss weiter zu Block 208, wo der
Sender die reflektierte Energie abtastet und eine Skalar- oder Größen-Repräsentation
der reflektierten Energie erzeugt. Die Vorwärts-RF-Trägersignale und reflektierten
RF-Trägersignale,
die am Antenneneingang vorhanden sind, werden mit Hilfe ei nes Richtungskopplers
oder einer anderen Vorrichtung, die in der Lage ist die gerichtete
Beschaffenheit dieser Größen zu differenzieren,
abgetastet. Wie mit Bezug auf 1 diskutiert, werden
die Vorwärts-Abtastwerte
und die Abtastwerte des reflektierten Signals gleichgerichtet und
gefiltert, um DC-Spannungen zu erzeugen, die zu ihren jeweiligen
Größen proportional
sind. Das Verhältnis der
Größe des Abtastwertes
des reflektierten Signals zur Größe des Vorwärts-Abtastwertes
stellt die skalare Repräsentation
der reflektierten Energie bereit und ist als Größe des Last-Reflexionskoeffizienten bekannt. Folglich
ist der maximale Wert dieses Verhältnisses ein Wert, der der
ganzen reflektierten Vorwärtsenergie
entspricht.
-
Wenn
der zweite Pfad am Block 206 ausgewählt wird, geht es im logischen
Fluss weiter zu Block 209, wo der Sender die reflektierte
Energie abtastet und eine Vektor-Repräsentation
der reflektierten Energie erzeugt. Das Abtasten das in diesem Block durchgeführt wird
ist Abtasten ähnlich,
das mit Bezug auf Block 208 diskutiert wurde, außer dass
die Abtastwerte des reflektierten Signals und die Vorwärts-Abtastwerte
nicht einfach gleichgerichtet und gefiltert werden. Der Sender wird
mit den Vorwärts-Abtastwerten und
den Abtastwerten des reflektierten Signals betrieben, wobei bekannte
Techniken benutzt werden, um die Größen- und Phasen-Werte zu untersuchen,
die mit dem Verhältnis
des Abtastwertes des reflektierten Signals zum Vorwärts-Abtastwert
verknüpft
sind. Dieses Verhältnis
bildet die Vektor-Repräsentation
der reflektierten Energie und identifiziert die Größe und Phase
des Last-Reflexionsfaktors.
-
Der
Wert des Last-Reflexionskoeffizienten kennzeichnet das Maß, um das
die variable Antennenlast von der normalen Last abweicht, welche
einen optimalen Betrieb des Leistungsverstärkers hervorbringt. Im Allgemeinen
sind Antennenlasten, die mit großer Wahrscheinlichkeit Instabilität des Senders
verursachen, solche, die mit großen Reflexionsfaktoren verknüpft sind,
d. h. solchen, die Last-Reflexionsfaktoren
hervorbringen, deren Größen größer sind
als ein halb. Genauso erniedrigen diese stark reflektierenden Lasten
für gewöhnlich die
Darstellung der Linearität
des Leistungsverstärkers
und erfordern wahrscheinlich ein Einstellen des Pegels der Quelle, um
Nachbarkanalstörungen
im benachbarten Kanal zu verhindern.
-
Die
Wahl, entweder die Skalare-Repräsentation
oder die Vektor-Repräsentation
zu benutzen, ist bestimmt durch den Kompromiss zwischen der Komplexität der Schaltung
und dem erreichbarem Niveau der Sender-Performance unter Bedingungen
einer variablen Antennenlast. Die Verteilung möglicher Antennenlasten deckt
die komplexe Impedanz-Ebene ab, wodurch sich zweidimensionale Variablen
ergeben. Folglich ist der Reflexionsfaktor eine zweidimensionale
Variable mit Informationen sowohl über die Größe als auch über die
Phase. Die Skalare-Repräsentation
der reflektierten Energie drückt
die zweidimensionale Antennenlast als eine eindimensionale Größe aus,
wodurch die Information über
die Last ignoriert wird, die im Phase-Term enthalten ist. Obwohl die
Schaltungskomplexität,
die nötig
ist, um solch einen Reflexionsfaktor hervorzubringen, in Bezug auf die
Vektor-Repräsentation
reduziert ist, kann auf der anderen Seite die Unfähigkeit
der Skalaren-Repräsentation,
Phasen zu unterscheiden, zu einem suboptimalen Einstellen der Schlei fenverstärkung und der
Pegel der Signalquelle führen.
Umgekehrt kann die Kenntnis über
Größe und Phase
der Antennenlast, so wie sie durch die Vektor-Repräsentation
bereitgestellt wird, es als Antwort auf die durch die Antenne präsentierte
variable Last gestatten, die Schleifenverstärkung und die Pegel der Signalquelle
präzise
einzustellen. Das Bereitstellen einer solchen Präzision erfordert typischerweise
eine größere Schaltungskomplexität.
-
Mit
Erreichen entweder der Skalaren-Repräsentation oder der Vektor-Repräsentation
der reflektierten Energie geht es im logischen Fluss von den Blöcken 208 und 209 weiter
zu den Blöcken 210 und 211,
wo der Sender den Verstärkungsfaktor
der variablen Verstärkungsstufen
der I- und Q-Kanäle und die,
auf der bestimmten Repräsentation
der reflektierten Energie basierenden, Pegel der Signalquelle der
I- und Q-Signale einstellt. Ähnlich
der mit Bezug auf die Blöcke 205 und 212 geführten Diskussion
erzeugt der Darsteller der reflektierten Energie des Senders ein
Verstärkungsregelungs/steuerungssignal,
um die variablen Verstärkungsstufen
und einen Skalierungsbefehl, der die Signalquelle einstellt, einzustellen.
In Abhängigkeit
der Bedingung der Antennenlast und den Erfordernissen der Linearität des Senders
kann der Sender sowohl die variablen Verstärkungsstufen („gain stages") als auch die Pegel der
Signalquelle einstellen, oder er nimmt nur eine der beiden Einstellungen
vor. Zusätzlich
kann das durch die gewählte
Repräsentation
der reflektierten Energie bestimmte Ausmaß der Variation der Antennenlast
genutzt werden, um das Einstellen der variablen Verstärkungsstufen
und der Signalquelle durch den Ermittler der Schleifenverstärkung in
den Blöcken 205 und 212 zu
beeinflussen. Für
große
Größen des
Last- Reflexionskoeffizienten
können
die Einstellungen des Verstärkungsfaktors
für die
variablen Verstärkungsstufen
und die an die Signalquelle gegebenen Werte des Skalierungsbefehls
eine Reduktion erforderlich werden lassen, die relativ zu ihren
jeweiligen durch den Ermittler der Schleifenverstärkung bereitgestellten
Einstellungen ist.
-
Die
Last-Reflexionskoeffizient-Information, die über die Vektor-Repräsentation
der reflektierten Energie erhalten wird, kann in digitaler Form
auf die Adressenleitung der Verweistabelle eines Nur-Lese-Speichers
(ROM), der in dem Darsteller der reflektierten Energie des Senders
enthalten ist, angewendet werden. In dem ROM befindet sich ein Satz
vorbestimmter Daten, der benutzt werden kann, um die variablen Verstärkungsstufen
und die Pegel der Signalquelle zu regeln. Die in den ROM geschriebenen Daten
werden durch einen Vortrainingslauf zum Zeitpunkt der Herstellung
des Senders ermittelt. Diese Vortrainingsprozedur bringt den Sender
in eine Serie ausgewählter
nicht-optimaler Lasten. Die Schleifenverstärkung und die Pegel der Signalquelle
können unter
jeder Last-Konfiguration eingestellt werden, um eine optimale Senderleistung
innerhalb der Beschränkungen
der Stabilität
und der maximal erlaubten Nachbarkanalstörung im benachbarten Kanal
bereitzustellen. Die Vektor-Repräsentation
des Last-Reflexionsfaktors kann statt an die ROM-Tabelle an einen
Mikroprozessor oder digitalen Signalprozessor (DSP) als Eingabe
für eine
mathematische Gleichung übermittelt
werden. Der Mikroprozessor oder DSP wertet die mathematische Gleichung
aus und erzeugt geeignete Regelgrößen, die die Schleifenverstärkung und
die Pegel der Signalquelle einstellen.
-
Die
vorliegende Erfindung kann weiterhin durch ein Beispiel verstanden
werden. Es werden TDMA-Kommunikationssysteme
betrachtet, bei denen Teilnehmer-Einheiten,
wie z. B. Autotelefone oder tragbare Funktelefone, digitalisierte
Sprache oder Daten während
zuvor zugewiesener Zeitschlitze von TDMA-Zeitrahmen senden. In diesem
besonderen Beispiel umfassen sechs 15-Millisekunden-Sendeschlitze einen
90-Millisekunden-Zeitrahmen. Eine bestimmte Übertragung des Teilnehmers
wird typischerweise zumindest einem der Zeitschlitze pro Zeitrahmen
zugeteilt sein, während
die Übertragung im
Gange ist. Der erste Ein-Millisekundenanteil
eines jeden Zeitschlitzes in einem jeden Rahmen, ist der Übertragung
der Trainingssequenz gewidmet. Die Trainingssequenz stellt ein Mittel
zum Einstellen der Schleifenphase am Anfang des Übertragungsschlitzes bereit.
Weil die Phase durch die Schleife anfänglich unbekannt ist, wird
die Einstellung der Schleifenphase bei geöffneter Schleife vorgenommen.
In der vorliegenden Erfindung wird dies durch Inaktivieren der variablen
Basisband-Verstärkungsstufen
erreicht, die in der Rückkopplungsschleife
vorhanden sind. Es werden dann bekannte Techniken eingesetzt, um
die Schleifenphase alternierend zu messen und einzustellen, um die
erforderliche Polarität
des Rückkopplungssignals,
welches für
eine negative Rückkopplung
erforderlich ist, herzustellen.
-
Während des
ersten Anteils der Trainingssequenz, in dem die variablen Basisband-Verstärkungsstufen
inaktiviert werden und die Schleifenphase im Wesentlichen auf den
für eine
negative Rückkopplung
notwendigen Wert eingestellt worden ist, misst der Sender die Signalspannung über die
variable Basisbandstufe des I-Kanals. Diese Messung reprä sentiert
den Rückkopplungs-Open-Loop-Verstärkungsfaktor
d. h. die Rückkopplungsschleifenverstärkung minus
dem Beitrag am Verstärkungsfaktor durch
die variable Basisband-Verstärkungsstufe
und liefert einen Hinweis auf die Veränderungen des Verstärkungsfaktors
im Leistungsverstärker,
der mit der variablen Antennenlast assoziiert ist, wenn kein Isolator
im Sender benutzt wird. Veränderungen
des Verstärkungsfaktors
im Leistungsverstärker
führen zu
Veränderungen
der Rückkopplungsschleifenverstärkung und
wirken sich auf die Höhe
der Linearitätszunahme,
die durch den gesamten Sender bereitgestellt wird, aus. Wenn der
Sender Veränderungen des
Open-Loop-Verstärkungsfaktors
detektiert, stellt er den Verstärkungsfaktor
der variablen Basisband-Verstärkungsstufen
ein, um solche Veränderungen
des Verstärkungsfaktors
zu kompensieren, die der Leistungsverstärker auf Grund von Veränderungen
der Antennenlast beigesteuert hat.
-
Der
zweite Anteil der Trainingssequenz wird benutzt, um den maximal
erlaubten Datensignalpegel zu bestimmen, den die Signalquelle liefern
soll. Wenn die skalare-Repräsentation
der reflektierten Energie benutzt wird, wird dieser Anteil der Trainingssequenz
auch als das Testsignal benutzt, wodurch die Höhe des Last-Reflexionskoeffizienten
bestimmt wird. Im Allgemeinen ist der in den variablen Basisband-Verstärkungsstufen
erforderliche Betrag der Reduktion des Verstärkungsfaktors proportional
zur Größe des Last-Reflexionskoeffizienten.
Für Reflexionskoeffizientengrößen, die
niedriger als 0,15 sind, soll der Sender die variablen Basisband-Verstärkungsstufen
oder die Signalquelle nicht einstellen. Für Reflexionsfaktorgrößen im Bereich
von 0,15 bis 0,5 soll der Sender alternativ den Verstär kungsfaktor der
variablen Basisband-Verstärkungsstufen
reduzieren.
-
Reduktionen
der Verstärkungsfaktoren
der variablen Basisband-Verstärkungsstufen
sind typischerweise notwendig, um einen durch nicht angepasste Lasten
an der Antenne hervorgerufenen instabilen Betrieb der Rückkopplungsschleife
zu verhindern. Antennenlasten, die hochreaktiv oder nahe der Betriebsfrequenz
resonant sind, können
den Phasenrand der Rückkopplungsschleife
verbrauchen, woraus sich eine Instabilität der Rückkopplungsschleife ergibt.
Wenn eine signifikante Reflexionskoeffizientengröße gemessen wird, initiiert
die vorliegende Erfindung zusätzlich
zu der Reduktion des Verstärkungsfaktors
der variablen Basisband-Verstärkungsstufen
eine Reduktion des Pegels der Signalquelle. Somit liegt der resultierende
Pegel der Signalquelle unterhalb des maximal erlaubten Pegels, der
während
des zweiten Anteils der Trainingssequenz bestimmt wurde. Die Reduktion
des Pegels der Signalquelle gewährt,
dass die Linearität des
Leistungsverstärkers
aufrechterhalten wird, wodurch das durch die variable Antennenlast
verursachte Auftreten von Nachbarkanalstörungen in benachbarten Kanälen verhindert
wird.
-
Wenn
die Vektor-Repräsentation
der reflektierten Energie in dieses Beispiel eingefügt wird,
kann das Bestimmen des Open-Loop-Verstärkungsfaktors, das während des
ersten Anteils der Trainingssequenz durchgeführt wird, unnötig sein.
Vielmehr wird das Einstellen der variablen Basisband-Verstärkungsstufen
und der Signalquelle direkt von Daten bestimmt, die im ROM des Senders
gespeichert sind oder über
DSP-Kalkulationen geliefert werden.
-
Zum
Abschluss der Ein-Millisekunden-Trainingssequenz-Periode werden die verbleibenden 14 Millisekunden
des Schlitzes zum Übertragen
von Nutzerdaten oder digitalisierten Sprachinformationen benutzt.
Der Trainingsprozess kann in jedem Schlitz wiederholt werden, um
dem Sender zu erlauben, die Auswirkungen der zeitlich variablen
Antennenlast auf die Schleifenverstärkung und die Linearität zu verfolgen.
-
Die
vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren für einen Sender zur Verfügung, um
die Auswirkungen durch variable Antennenlasten zu kompensieren,
ohne einen Isolator zu verwenden. In diesem Verfahren ist zwischen
dem verstärkenden
Element des Senders, oder Leistungsverstärker, und seiner Antenne der
Isolator nicht erforderlich, um eine optimale Senderleistung sicherzustellen.
Vielmehr erlaubt das Verfahren der vorliegenden Erfindung die Elimination
des Isolators, wodurch ein Sender zur Verfügung gestellt wird, der weniger
Raum einnimmt, weniger kostet, weniger wiegt, und weniger Band-limitiert
ist als ein Sender mit Isolator, wobei die erforderliche Funktionalität des Senders
erhalten bleibt.