DE69629855T2

DE69629855T2 - Verstärkervorrichtung

Info

Publication number: DE69629855T2
Application number: DE69629855T
Authority: DE
Inventors: Ken Kumagai; Toshio Yokosuka-shi Nojima; Shoichi Yokosuka-shi Narahashi
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1995-11-16
Filing date: 1996-11-15
Publication date: 2004-07-15
Anticipated expiration: 2016-11-16
Also published as: DE69629855D1; DE69623909D1; EP1087520B1; DE69623909T2; EP0774833B1; EP0774833A1; US5796307A; EP1087520A2; EP1087520A3

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkervorrichtung, die als Mehrträger-Verstärkervorrichtung z. B. für Mobilkommunikation, Satellitenkommunikation und Rundfunksysteme verwendet wird und geeignet ist zur Verstärkung von Signalen, deren Spitzen-Hüllkurvenleistung (im folgenden als PEP, Peak Envelope Power bezeichnet) signifikant größer als die Durchschnittsleistung ist.
Eine Übertragungsvorrichtung für Kommunikation und Rundfunkübertragung im Mikrowellenband erfordert z. B. die Verstärkung von Mehrträgersignalen in einem Band, das von einigen MHz bis ca. 10 MHz reicht. In 1 ist schematisch das Spektrum des Mehrträgersignals gezeigt. Das Mehrträgersignalspektrum ist aufgebaut aus einem ersten bis N-ten Kanal #1 bis #N, in denen jeweils eine spektrale Verbreiterung durch ein Modulationssignal zentriert auf eines der N Trägersignale erzeugt ist. Üblicherweise sind die Kanäle gleich beabstandet, und das Mehrträgersignal hat eine Bandbreite, die den ersten bis N-ten Kanal abdeckt, und die Mitte des Bandes liegt bei einer Mittenfrequenz f₀. Bei diesem Mehrträgersignal besteht eine Möglichkeit, dass die PEP je nach Amplitude und Phase des Trägers in jedem Kanal bis zu einem der Multiplikation der Durchschnittsleistung mit der Anzahl (N) von Trägern entsprechenden Wert zunimmt. Dies führt zu einer Zunahme der benötigten Sättigungsausgangsleistung, die in der Sendervorrichtung verwendet wird, was ein ernsthaftes Hindernis für die Miniaturisierung der Übertragungsvorrichtung und die Verringerung ihres Leistungsverbrauchs darstellt.
Als eine Lösung dieses Problems ist vorgeschlagen worden, spezielle Phasenbeziehungen zwischen den Anfangsphasen der einzelnen Träger herzustellen (siehe z. B. D. R. Gimlin et al., „On Minimizing the Peak-to-Average Power Ratio for the Sum of N Sinusoids", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, Band 41, Nr. 4, April 1993, Seiten 631 bis 653). Dieses Verfahren ist jedoch nur wirksam, wenn die Träger nicht moduliert worden sind. D. h. die Träger bleiben als sinusförmige Träger unverändert, und wenn sie jeweils mit Modulationssignalen moduliert werden, zerbricht die vorgegebene Anfangsphasenbeziehung, so dass sich eine große PEP entwickeln kann.
Es ist bekannt, dass ein Verstärker mit positiver Rückkopplung geeignet ist für verzerrungsarme Verstärkung eines Mehrträgersignals wie oben erwähnt. Der Verstärker mit positiver Rückkopplung ist z. B. in US Patent Nr. 5 166 634, erteilt am 24. November 1992, beschrieben. Der herkömmliche Verstärker mit positiver Rückkopplung wird mit Bezug auf 2 beschrieben.
Ein einem Eingangsanschluss 1 zugeführtes Signal Sin wird von einem Leistungsteiler 2 auf einen Hauptverstärkungsweg, aufgebaut aus einer variablen Dämpfungseinrichtung 3, einer variablen Phasenschiebereinrichtung 4 und einem Hauptverstärker 5, und einen linearen Weg 15 mit einer darin eingefügten Verzögerungseinrichtung 6 aufgeteilt. Die so den Wegen 14 und 15 zugeführten Signale werden in einen Richtkoppler 7 eingegeben, aus dem das Signal aus dem Hauptverstärkungsweg 14 unverändert auf einen Hauptsignalweg 16 ausgegeben wird und eine Hauptverstärkerverzerrungskomponente auf einen Verzerrungs-Verstärkungsweg 17 ausgegeben wird, wie später beschrieben. Der Hauptsignalweg 16 umfasst eine Verzögerungseinrichtung 8, und der Verzerrungs-Verstärkungsweg 17 umfasst eine variable Dämpfungseinrichtung 9, eine variable Phasenschiebereinrichtung 10 und einen Hilfsverstärker 11. Die Signale, die den Hauptsignalweg 16 und den Verzerrungs-Verstärkungsweg 17 durchlaufen, werden durch eine Leistungskombiniereinrichtung 12 kombiniert, und das kombinierte Ausgangssignal wird einem Ausgangsanschluss 13 zugeführt.
Die variable Dämpfungseinrichtung 3 und die variable Phasenschiebereinrichtung 4 sind so eingestellt, dass Signale vom Hauptverstärkungsweg 14 und dem linearen Weg 15 durch den Richtkoppler gegenphasig (mit 180° Phasenverschiebung) gekoppelt werden, wodurch die Verzerrungskomponente durch den Hauptverstärker 5 auf den Verzerrungs-Verstärkungsweg 17 gelegt wird. Die variable Dämpfungseinrichtung 9 und die variable Phasenschiebereinrichtung 10 sind so eingestellt, dass die Verzerrungskomponente, die in dem Signal des Hauptsignalweges 16 enthalten ist, und die vom Hilfsverstärker verstärkte Verzerrungskomponente durch die Leistungskombiniereinrichtung 12 gegenphasig addiert wird, wodurch dem Ausgangsanschluss 13 ein verzerrungsfreies Signal zugeführt wird. Die Verzerrung durch den Hauptverstärker 5 setzt sich im wesentlichen zusammen aus einer Verzerrung aufgrund der Unvollständigkeit von dessen linearem Bereich und einer Verzerrung durch seine Sättigungskennlinie. Der Verstärker mit positiver Rückkopplung hat eine Konfiguration, in der alle von dem Hauptverstärker 5 erzeugten Verzerrungskomponenten in einem Verzerrungs-Erfassungsteil 18 vom Eingangsanschluss 1 zum Richtkoppler 7 erfasst und die oben erwähnte Verzerrung entfernt werden kann. Es ist jedoch wesentlich, dass der Hilfsverstärker 11 linear arbeitet.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist, eine Verstärkervorrichtung anzugeben, die lineare Verstärkung eines Signals ermöglicht, dessen Spitzen-Hüllkurvenleistung sehr groß wird, wie etwa eines Mehrträgersignals.
Ein anderes Ziel der Erfindung ist, eine relativ einfach strukturierte, kleine und preiswerte Verstärkervorrichtung anzugeben, die das oben genannte Ziel erreicht und die Verwendung eines Verstärkers mit relativ niedriger Sättigungsausgangsleistung ermöglicht.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Diese Ziele werden erreicht mit einer Verstärkervorrichtung, wie in Anspruch 1 beansprucht. Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden ein Hauptsignal und ein Differenzsignal durch eine Signaltrenneinrichtung von dem Eingangssignal abgeleitet, das Hauptsignal wird einem ersten Signalweg zugeführt, und das Differenzsignal wird einem zweiten Signalweg zugeführt, und dann ^werden die Ausgangssignale des ersten und zweiten Signalwegs durch eine erste Leistungskombi niereinrichtung kombiniert, von der das kombinierte Ausgangssignal an einen Ausgangsanschluss geliefert wird.
Die Signaltrenneinrichtung ist eine Einrichtung zum Trennen des Eingangssignals in das Hauptsignal, dessen Hüllkurvenleistung auf einen vorbestimmten Wert oder kleiner begrenzt ist, und das Differenzsignal, das die Differenz zwischen dem Hauptsignal und dem Eingangssignal ist, und ein Hauptverstärker ist in den ersten Signalweg eingefügt. Die Signaltrenneinrichtung in diesem Fall wird durch analoge oder digitale Techniken gebildet.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Diagramm, das ein Beispiel des Spektrums eines Mehrträgersignals zeigt;
2 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration eines herkömmlichen Verstärkers mit positiver Rückkopplung zeigt;
3 ist ein Blockdiagramm, das die Grundstruktur einer Verstärkereinrichtung zeigt;
4 ist ein Graph, der Beispiele der Phasenverschiebungs-Frequenz-Kennlinien der ersten und zweiten Phasenschiebereinrichtung in 3 zeigt;
5 ist ein Wellenformdiagramm, das Beispiele von Signal-HÜllkurvenleistungs-Wellenformen zeigt, die jeweils an Teilen in 3 auftreten;
6A ist ein Diagramm, das einen durch eine Reaktanz-Schaltung gebildeten Verzögerungsausgleicher zweiter Ordnung zeigt;
6B ist ein Graph, der ein Beispiel der Verzögerungs-Frequenz-Kennlinie des in 6A gezeigten sekundären Verzögerungsausgleichers zeigt;
6C ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel einer Phasenschiebereinrichtung zeigt, die durch eine Reihenschaltung solcher sekundärer Verzögerungsausgleicher, wie in 6A gezeigt, gebildet ist;
7A ist eine Draufsicht, die ein Beispiel einer durch eine dispersive Verzögerungsstrecke gebildeten ersten Phasenschiebereinrichtung 21 zeigt;
7B ist eine Draufsicht, die zweites Beispiel einer durch eine verteilte Verzögerungsstrecke gebildeten zweiten Phasenschiebereinrichtung 23 zeigt;
8A ist ein Blockdiagramm, das ein anderes Beispiel der Konfiguration der ersten Phasenschiebereinrichtung 21 zeigt;
8B ist ein Blockdiagramm, entsprechend 8A, das ein Beispiel der Konfiguration der zweiten Phasenschiebereinrichtung 23 zeigt;
9 ist ein Blockdiagram, das ein Beispiel der Anwendung des Prinzips von 3 bei einem Verstärker mit positiver Rückkopplung zeigt;
10 ist ein Welienformdiagramm, das Beispiele von Signal-Hüllkurvenleistungs-Wellenformen zeigt, die jeweils in Teilen von 9 auftreten;
11 ist ein Blockdiagramm, das zur Erläuterung von Prinzipien einer anderen Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
12 ist ein Wellenformdiagramm, das Beispiele von Signal-Hüllkurvenleistungs-Wellenformen zeigt, die jeweils an Teilen von 11 auftreten;
13 ist ein Graph, der Simulationsergebnisse der Wahrscheinlichkeitsverteilung der Spitzen-Hüllkurvenleistung für das Eingangssignal und das Ausgangssignal der ersten Phasenschiebereinrichtung zeigt, zum Erläutern der Wirkung der vorliegenden Erfindung;
14 ist ein Blockdiagramm, das ein konkretes Beispiel einer Signaltrenneinrichtung 43 in 11 zeigt;
15 ist ein Funktionsblockdiagramm, das ein anderes konkretes Beispiel der Signaltrenneinrichtung 43 aus 11 zeigt;
16 ist ein Blockdiagramm, das konkrete Funktionskonfigurationen der Signaltrenneinrichtung 43 und eines Mehrträgersignal-Erzeugungsteils zeigt;
17 ist ein Blockdiagramm, das ein anderes Beispiel des Mehrträgersignal-Erzeugungsteils zeigt;
18 ist ein Blockdiagramm, das eine abgewandelte Form der Ausgestaltung aus 11 zeigt; und
19 ist ein Blockdiagramm, das eine andere abgewandelte Form der Ausgestaltung aus 11 zeigt;
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSGESTALTUNGEN
In 3 ist die Grundkonstruktion einer Verstärkereinrichtung gezeigt. Das Eingangssignal vom Eingangsanschluss 1 ist über eine erste Phasenschiebereinrichtung 21 einem Verstärker 22 zugeführt, dessen verstärktes Ausgangssignal über eine zweite Phasenschiebereinrichtung 23 dem Ausgangsanschluss 13 zugeführt ist. Die Phasenverschiebungsbeträge der ersten und zweiten Phasenschiebereinrichtung 21 und 23 variieren nichtlinear mit der Frequenz, und ihre Änderungskennlinien sind invers zueinander, wie z. B. durch die Kurven 24 und 25 in 4 dargestellt. Die erste Phasenschiebereinrichtung 21 verwendet als Phasenverschiebungs-Frequenz-Kennlinie die Quadratkennlinie (eine Kennlinie, die proportional zum Quadrat der Differenzfrequenz in Bezug auf eine Referenzfrequenz ist, wie z. B. durch die folgende Gleichung gegeben: ψ(f) = –α(f – f0)2 wobei α ein Koeffizient der Quadratkennlinie ist. In der obigen Gleichung ist der Phasenverschiebungsbetrag ψ(f) ein auf den Phasenverschiebungsbetrag bei der Frequenz f₀ bezogener relativer Wert. Diese Phasenkennlinie wird in einem Chirp-Filter zur Verwendung in einem Chirp-Radar oder einem Anfangsphaseneinstellschema verwendet, die das Spitzen-Durchschnittsleistungsverhältnis (peak-to-average power ratio PAPR), definiert als das Verhältnis der Spitzen-Hüllkurvenleistung (PEP) zur durchschnittlichen Leistung eines Mehrtonsignals, verringert. In dem Chirp-Filter kann der Koeffizient α ausgerückt werden wie folgt: α = πT/Bwobei T die Periode eines Chirp-Signals ist und B dessen Frequenzband. Wenn T die Periode eines sinusförmigen Mehrträgersignals ist (wenn das Trägerfrequenzintervall gegeben ist durch Δf, T = 1/Δf), so ist die obige Gleichung ein Beispiel für eine Phaseneinstellgleichung in dem oben erwähnten Phasenschema.
Mit einer solchen Konstruktion erfährt, auch wenn das Eingangssignal am Eingangsanschluss 1 große Spitzen 26 und 26, wie in 5A gezeigt, aufweist, jede Frequenzkomponente des Eingangssignals eine andere Phasenverschiebung in der ersten Phasenschiebereinrichtung 21, d. h. die jeweiligen Frequenzkomponenten werden gegeneinander phasenverschoben, und die Spitzen 26 und 27 im Eingangssignal werden im Ausgangssignal aus der ersten Phasenschiebereinrichtung 21 klein, wie in 5B gezeigt. Das Signal ohne starke Spitzen wird vom Verstärker 22 verstärkt, wie in 5C gezeigt. Dies verringert die erforderliche Sättigungsleistung des Verstärkers 22 und erlaubt es somit, den Verstärker 22 klein und preiswert auszubilden. Das durch den Verstärker 22 verstärkte Ausgangssignal wird dem zweiten Phasenschieber 23 zugeführt, wo seine jeweiligen Frequenzkomponenten mit einer zu der der ersten Phasenschiebereinrichtung 21 inversen Kennlinie verschoben werden; d. h. die Summen der Phasenverschiebungsbeträge der jeweiligen Frequenzkomponenten durch die erste und zweite Phasenschiebereinrichtung 21 bzw. 23 werden gleich, und die relative Phase jeder Frequenzkomponente des Ausgangssignals aus der zweiten Phasenschiebereinrichtung 23 wird gleich der relativen Phase der entsprechenden Frequenzkomponente des Eingangssignals der ersten Phasenschiebereinrichtung 21. 5D zeigt das Ausgangssignal der zweiten Phasenschiebereinrichtung 23, das in der Wellenform im wesentlichen identisch mit der in 5A gezeigten Eingangssignaiwetlenform ist und um G (die Verstärkung des Verstärkers 22) gegenüber dem Eingangssignal verstärkt worden ist.
Als nächstes werden konkrete Beispiele für die erste und zweite Phasenschiebereinrichtung 21 und 23 beschrieben. Ein z. B. durch eine in 6A gezeigte Reaktanzschaltung gebildeter sekundärer Verzögerungsausgleicher hat eine Verzögerungs-Frequenzkennlinie, wie in 6B gezeigt. Daher ist es durch Hintereinanderschalten solcher Reaktanzschaltungen (sekundärer Verzögerungsausgleicher) Z1 bis Zn, wie in 6C gezeigt, und Auswählen der Kennlinien dieser Schaltungen Z1 bis Zn möglich, einen nicht linearen Phasenschieber zu bilden, der eine Kennlinie hat, die die für die erste und zweite Phasenschiebereinrichtung 21 oder 23 benötigte approximiert.
Die Phasenschiebereinrichtung 21 und 23 kann auch durch verteilte Verzögerungsstrecken gebildet sein. 7 zeigt ein Beispiel, in der die verteilte Verzögerungsstrecke durch eine akustische Oberflächenwellenschaltung gebildet ist. In diesem Fall hat die akustische Oberflächenwellenschaltung zwei Sätze von ineinandergreifenden Elektroden 32a und 32b, die auf einem piezoelektrischen Substrat 31 gebildet sind, und das an die ineinandergreifenden Elektroden 32a angelegte Signal wird auf dem piezoelektrischen Substrat in eine akustische Oberflächenwelle umgewandelt, die sich durch das piezoelektrische Substrat 31 zu den anderen ineinandergreifenden Elektroden 32b ausbreitet, wo es in ein elektrisches Signal umgewandelt wird. In diesem Fall ändern sich die Elektrodenabstände der ineinandergreifenden Elektroden 32a und 32b allmählich in Ausbreitungsrichtung der akustischen Oberflächenwelle, aber in entgegengesetzte Richtungen. Wenn die erste Phasenschiebereinrichtung 21 die in 7A verwendete Elektrodenstruktur verwendet, verwendet die zweite Phasenschiebereinrichtung 23 die Elektrodenstruktur der 7B, bei der sich der Elektrodenabstand in zum Fall der ersten Phasenschiebereinrichtung 21 in entgegengesetzter Richtung ändert. Natürlich können die Änderungsrichtungen vertauscht werden.
Andere Beispiele für die Phasenschiebereinrichtungen 21 und 23 sind in den 8A und 8B gezeigt. In der in 8A gezeigten Phasenschiebereinrichtung 21 wird das Eingangssignal durch eine Signalverzweigungseinrichtung (Signalteiler) 33 n-fach aufgeteilt und durch 8andpassfilter 34₁ bis 34_n mit Mittenfrequenzen f₁ bis f_n in Signale jeweiliger Frequenzbänder aufgeteilt, die durch Verzögerungsstrecken 35₁ bis 35_n in jeweils festen Zeitintervallen T₁ bis T_n verzögert und anschließend durch eine Signalkombiniereinrichtung 36 kombiniert werden. Auch in der in 8B gezeigten Phasenschiebereinrichtung wird das Eingangssignal durch eine Signalverzweigungseinrichtung 37 nfach aufgeteilt und durch Bandpassfilter 38₁ bis 38_n mit Mittenfrequenzen f₁ bis f_n in Signale jeweiliger Frequenzbänder aufgeteilt, die jeweils durch Verzögerungsstrecken 39₁ bis 39_n in jeweils festen Zeitintervallen T_n + T₁ verzögert werden und anschließend durch eine Leistungskombiniereinrichtung 41 kombiniert werden. In diesem Falle ist Vorsorge getroffen, dass die Summe der Verzögerungszeiten der Verzögerungszeitungen 35; und 39; (wobei i = 1, 2 ..., ,n) T₁ + T_n ist.
Wenn bei dem System von 3 die PEP des Eingangssignals am Eingangsanschluss 1 relativ klein ist, kann die PEP manchmal durch die erste Phasenschiebereinrichtung 21 groß gemacht werden. in Anbetracht dessen ist es wünschenswert, dass das vorliegende Beispiel nur für Signale mit großer PEP wirksam ist. Wenn bei dem Verstärker eine positive Rückkopplung (2) die PEP im Eingangssignal am Eingangsanschluss 1 signifikant groß ist, d. h. wenn die PEP die Sättigungsleistung des Hauptverstärkers 5 überschreitet, tritt deutliche Verzerrung auf, die eine signifikante Zunahme der PEP des Differenzsignals zwischen dem Ausgangssignal aus dem Hauptverstär kungsweg und dem Ausgangssignal aus dem linearen Weg 15 bewirkt, die auf den Verzerrungs-Verstärkungsweg 17 gegeben wird. Die Anbindung des vorliegenden Beispiels auf den Verzerrungs-Verstärkungsweg 17 gewährleistet also eine hohe Leistungsfähigkeit des Verstärkers mit positiver Rückkopplung. Mit Bezug auf 9 wird nun die Anwendung des vorliegenden Beispiels auf den Verstärker mit positiver Rückkopplung beschrieben, wobei die Teile, die denen aus 2 entsprechen, mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Dieses System ist im Aufbau identisch mit dem Beispiel der 2, ausgenommen die Anwendung der ersten und der zweiten Phasenverschiebungseinrichtung, vor bzw. nach dem Hilfsverstärker. Bei diesem Beispiel sind die ersten und zweiten Phasenschiebereinrichtungen 21 und 23 solche, deren Phasenverschiebung nichtlinear mit der Frequenz variiert. Eine Beschreibung der dargestellten Verstärkungsvorrichtung wird nachfolgend geliefert.
10A zeigt ein Beispiel der Wellenform der Hüllkurvenleistung P des Eingangssignals Sin am Eingangsanschluss 1. Bei dem Mehrträgersignal nimmt in Abhängigkeit von den Amplituden- und Phasenbedingungen jedes Trägers die PEP des Signals mit Bezug auf die Durchschnittsleistung Pa deutlich zu, und wenn die Hüllkurvenleistung P des Eingangssignals Sin einen Eingangspegel Ps' weit überschreitet, der dem Sättigungsausgangssignal Ps des Hauptverstärkers 5 entspricht, wird eine Komponenten mit hoher momentaner Hüllkurvenleistung dem Verzerrungs-Verstärkungsweg 17 zugeführt.
Im Eingangssignal der ersten Phasenschiebereinrichtung 21, wie in 10B gezeigt, existiert eine Verzerrungskomponente im stationären Zustand, die aufgrund der Unvollständigkeit des linearen Bereichs des Hauptverstärkers 5 auftritt, doch wenn die Hüllkurvenleistung P des Eingangssignals Sin den aus dem Eingangssignal konvertierten Wert Ps' des Sättigungssignals überschreitet, entwickelt sich eine hohe Spitzenleistung. Um einen verzerrungsarmen Betrieb des Verstärkers mit positiver Rückkopplung zu erreichen, ist ein linearer Betrieb des Verstärkers 11 erforderlich. Um die Verzerrung der hohen Spitzenleistung zu kompensieren, die durch die Sättigungskennlinie des Hauptverstärkers 5 wie oben erwähnt verursacht wird, ist es nach dem Stand der Technik notwendig, dass die erforderliche Sättigungsleistung des Hilfsverstärkers 11 auf einen recht hohen Wert gesetzt wird. Gemäß dem vorliegenden Beispiel jedoch werden die jeweiligen Frequenzkomponenten des Eingangssignals, in 10B gezeigt, durch die Phasenschiebereinrichtung 21 phasenverschoben, und die Spitzenleistung an deren Ausgangsseite nimmt ab, wie in 10C gezeigt. Das heißt, die Spitzenleistung nimmt an der Eingangsseite des Hilfsverstärkers 11 ab, und dessen benötigtes Sättigungsausgangssignal kann entsprechend verringert werden.
Das von dem Hilfsverstärker 11 verstärkte Signal, in 10D gezeigt, wird in die zweite Phasenschiebereinrichtung 22 eingegeben, wodurch eine Phasenkompensation durchgeführt wird, um die vorherige Eingangssignal-Phasen-Beziehung auf die des in die erste Phasenschiebereinrichtung 21 eingegebenen Signals zurückgeführt wird, und das in 10E gezeigte Signal wird in die Leistungskombiniereinrichtung 12 eingegeben. Das heißt, die zweite Phasenschiebereinrichtung 22 liefert ein Ausgangssignal, das erzeugt ist durch lineares Verstärken des Eingangssignats der ersten Phasenschiebereinrichtung 21. Unter Beachtung des Spitzenabschnitts 27 in 10B bis 10E variiert die Spitzenleistung der Hüllkurvenleistung P in der Reihenfolge P₁ – P₂ – GP₂ – GP₁, wobei P₂ < P₁, und G die Verstärkung des Hilfsverstärkers 11 ist.
Der hohe PEP-Anteil des Eingangssignals stellt hohe Anforderungen an den Verstärker und bewirkt Verzerrung. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird dieses Problem gelöst, indem das Eingangssignal verstärkt wird nach Trennen desselben in ein Hauptsignal mit einer auf einen vorgegebenen Wert oder darunter begrenzten Hüllkurvenleistung und ein Signal der Differenz zwischen dem Hauptsignal und dem Eingangssignal. Das heißt, wie in 11 gezeigt, wird das Eingangssignal Sin am Eingangsanschluss 1 der Signaltrenneinrichtung 43 zugeführt, wo es getrennt wird in das Hauptsignal mit auf einen vorgegebenen Wert (einen Schwellwert Lth) begrenzter Hüllkurvenleistung und das Differenzsignal, das der Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem Hauptsignal entspricht, und von wo aus diese auf einen Hauptsignalweg 44 und einen Differenzsignalweg 45 ausgegeben werden. In 12A, B und C sind Beispiele der Hüllkurvenleistungs-Wellenformen des Eingangssignals, des Hauptsignals bzw. des Differenzsignals gezeigt. Auf dem Hauptsignalweg 44 und dem Differenzsignalweg 45 sind ein Hauptverstärker 46 bzw. ein Hilfsverstärker 47 vorgesehen. Nehmen wir nun an, dass der Hauptverstärker 46 ein Verstärker mit exzellenter Linearität ist, z. B. ein Verstärker mit positiver Rückkopplung. Die durch den Hauptverstärker 46 und den Hilfsverstärker 47 verstärkten Signale werden durch eine Leistungskombiniereinrichtung 48 linear kombiniert, von der das kombinierte Ausgangssignal an den Ausgangsanschluss 13 geliefert wird. Die Leistungskombiniereinrichtung 48 ist gebildet durch eine Transformatorschaltung oder Hybridschaltung.
Bei dieser Ausgestaltung ist die Hüllkurvenleistung des Hauptsignals auf den Wert Lth begrenzt, um eine Zunahme der Spitzenleistung zu verhindern, und der Schwellwert Lth ist auf einen Wert unterhalb desjenigen Eingangsleistungswertes gesetzt, der der Sättigungsausgangsleistung des Hauptverstärkers 46 entspricht; daher ist es möglich, einen hocheffizienten Betrieb des Hauptverstärkers 46 und eine lineare Verstärkung des Hauptsignals zu erreichen. Wenn der Schwellwert Lth auf ein Mehrfaches der Durchschnittsleistung des Eingangssignals gesetzt ist, liegt das Verhältnis der Zeit, innerhalb derer der Hüllkurvenleistungspegel des Eingangssignals den Wert Lth überschreitet, d. h. die Zeit, während derer das Differenzsignal erzeugt wird, zur Gesamtzeit in der Größenordnung von 10^–3; daher ist der Einfluß der Verzerrung durch die Verstärkung des Differenzsignals gering.
Im Stand der Technik, der nur einen Verstärker verwendet, ist dessen Sättigungsausgangsleistung ungefähr 10 Mal größer als die durchschnittliche Leistung des Ausgangssignals gewählt. Nehmen wir an, dass der oben erwähnte Schwellwert Lth fünf bis sechsmal größer als die durchschnittliche Eingangsleistung nach dem Stand der Technik ist.
Um die oben erwähnten Wirkungen der vorliegenden Erfindung zu bestätigen, wurden die folgenden Computersimulationen durchgeführt. Als Eingangssignal für die erste Phasenschiebereinrichtung wurden N = 32 Sinuswellen-Trägersignale mit zufällig gesetzten Anfangsphasen verwendet, und Simulationen wurden an 10.000 Kombinationen ihrer Anfangsphasen durchgeführt. Die oben erwähnte Phasenkennlinie wurde als Phasenverschiebungs-Frequenz-Kennlinie der ersten Phasenschiebereinrichtung 21 verwendet, und der durch die folgende Gleichung gegebene Koeffizient wurde verwendet: α = π/((N – 1)Δf2).
Das heißt, Δf ist das Trägerfrequenzintervall, und es gilt B = (N – 1)Δf, T = 1/Δf. In 13 bezeichnen die Kurven 28 und 29 die Spitzenleistungsverteilungen der Eingangs- und Ausgangssignale der ersten Phasenschiebereinrichtung 21, die durch die Simulationen erhalten sind. Die Abszisse stellt die Spitzenleistung des auf die Durchschnittsleistung des Eingangs-Mehrträgersignals normierten Mehrträgersignals dar, und die Ordinate gibt die Wahrscheinlichkeit des Auftretens der Spitzenleistung an. Beim Eingangssignal ist die Wahrscheinlichkeit des Auftretens einer hohen PEP groß, wohingegen das Ausgangssignal auftritt, wenn die PEP bei oder unterhalb 0,2 liegt, d. h. wenn kein hohes PEP auftritt. Der Mittelwert der PEP des Ausgangssignals ist ca. 1/10 des Eingangssignals. Dies bedeutet, dass die benötigte Sättigungsausgabe des Hilfsverstärkers 47 auf ca. 1/10 verringert werden kann. Auf diese Weise wird das Eingangssignal in einem Zustand verstärkt, in dem keine hohe Spitzenleistung auftritt, und ermöglicht so eine Verringerung der Sättigungsleistung des Verstärkers und die Beseitigung einer Signalverzerrung.
14 zeigt ein konkretes Beispiel der Signaltrenneinrichtung 43, in der das Eingangssignal vom Eingangsanschluss 1 durch eine erste Leistungsteilereinrichtung 51 auf einen Begrenzerweg 52 und einen linearen Weg 53 aufgeteilt wird. In dem Begrenzerweg 52 ist eine Reihenschaltung einer variablen Dämpfungseinrichtung 102, einer variablen Phasenschiebereinrichtung 54, eines Begrenzers 55 und einer zweiten Leistungsteilereinrichtung 56 vorgesehen. Die zweite Leistungsteilereinrichtung 56 teilt ihr Eingangssignal in zwei, von denen eins dem Hauptsignalweg 44 zugeführt wird. In dem linearen Weg 53 ist eine Verzögerungseinrichtung 57 vorgesehen, und das durch die Verzögerungseinrichtung 57 verzögerte Signal und das andere Ausgangssignal aus der zweiten Leistungsteilereinrichtung 56 werden durch eine Leistungskombiniereinrichtung 58 kombiniert, deren Ausgangssignal dem Differenzsignalweg 45 zugeführt wird. Die Leistungsteilungsverhältnisse der ersten und zweiten Leistungsteilereinrichtungen 51 und 56, das Leistungskombinierverhältnis der Leistungskombiniereinrichtung 58, der Betrag der Dämpfung der variablen Dämpfungseinrichtung 102, der Betrag der Phasenverschiebung der variablen Phasenschiebereinrichtung 54 sowie das Ausmaß der Verzögerung der Verzögerungsmittel 57 werden so angepasst oder geregelt, dass die in die Leistungskombiniereinrichtung 58 von dem Begrenzerweg 52 und dem linearen Weg 53 eingegebenen Signale gegenphasig kombiniert werden, um ein gewünschtes Differenzsignal zu erzeugen.
Der Begrenzer kann gebildet werden durch eine PIN-Dioden-Begrenzerschaltung. Die variable Dämpfungseinrichtung 52 kann unter Verwendung einer PIN-Diode gebildet werden, und die variable Phasenschiebereinrichtung 54 kann durch einen Zirkulator, eine Varaktordiode oder dergleichen gebildet werden; kommerziell verfügbare Produkte können für beide verwendet werden. Die Verzögerungseinrichtung 57 kann unter Verwendung einer Verzögerungsstrecke gebildet sein.
Ein anderes konkretes Beispiel der Signaltrenneinrichtung 43 ist in 15 gezeigt. Das Eingangssignal wird von einem Analog-Digital-Wandler (AD-Wandler) 61 in ein digitales Signal umgewandelt, das einer Begrenzungsverarbeitungseinrichtung 62 zugeführt wird, von der ein digitaler Wert, der größer als der Schwellwert Lth ist, als Lth ausgegeben wird, und ein Wert, der kleiner als der Schwellwert Lth ist, unverändert als ein digitales Hauptsignal ausgegeben wird. Dieses digitale Hauptsignal wird durch eine Subtrahiereinrichtung 63 vom von dem AD-Wandler 61 ausgegebenen digitalen Signal subtrahiert, um ein digitales Differenzsignal zu erhalten. Das digitale Hauptsignal und das digitale Differenzsignal werden durch DA-Wandler 64 und 65 in Analogsignale umgewandelt, die auf Tiefpassfilter 66 und 67 gegeben werden, um ihre unerwünschten Frequenzkomponenten zu beseitigen, und die Filterausgänge werden auf den Hauptsignalweg 44 und den Differenzsignalweg 45 gegeben. Die Funktionen der Begrenzungsverarbeitungseinrichtung 62 und der Differenzeinrichtungen 63 können mit einem Mikroprozessor durchgeführt werden.
In 16 ist ein Beispiel dargestellt, in dem ein digitales Mehrträgersignal durch digitale Signalverarbeitung erzeugt wird und digitale Haupt- und Differenzsignale von dem digitalen Mehrträgersignal abgeleitet und in analoge Haupt- und Differenzsignale umgewandelt werden. Daten, die jeweils eine Trägerfrequenz f_k angeben (wobei k = 1,2 ..., N), werden durch eine Frequenzeinstelleinrichtung 68 eingestellt und verwendet, um ein komplexes digitales Trägersignal exp(j2πf_kt) durch eine Trägersignalerzeugungseinrichtung 69k zu erzeugen. Andererseits werden komplexe Symboldaten sk eines k-ten Kanals durch einen Filter 70k bandbegrenzt und dann mit dem komplexen digitalen Trägersignal exp(j2πf_kt) von einem Multiplizierer 71k multipliziert. Diese k komplexen Multiplikationsergebnisse werden durch eine Addiereinrichtung 72 zu einem komplexen Mehrträgersignal u(t) addiert. Das komplexe Mehrträgersignal u(t) wird von der Begrenzungsverarbeitungseinrichtung 62 und der Differenzeinrichtung 63 in ein digitales komplexes Hauptsignal g(t) und ein digitales Differenzsignal d(t) wie im Fall von 15 aufgeteilt.
Die In-Phase-Komponente (der Realteil) g_i(t) und die Quadraturphasenkomponente (der Imaginärteil) gq(t) des komplexen Hauptsignals und die In-Phase-Komponente (der Realteil) d_i(t) und die Quadraturkomponente (der Imaginärteil) d_q(t) des komplexen Differenzsignals d(t) werden durch DA-Wandler 64i, 64q und 65i, 65q in Analogsignale umgewandelt und ihre Hochfrequenzkomponenten werden durch Tiefpassfilter 66i, 66q bzw. 67i, 67q beseitigt. Die Ausgangssignale aus den Filtern 66i und 66q und die Ausgangssignale aus den Filtern 67i und 67q werden auf Quadraturmodulatoren 73 und 74 gegeben, wo sie durch ein lokales Signal von einem Lokaloszillator 75 zu Hochfrequenz-Haupt- und Differenzsignalen quadraturmoduliert werden, die dem Hauptsignalweg 44 bzw. dem Differenzsignalweg 45 zugeführt werden.
Die oben erwähnten Signale werden nachfolgend in Form von Gleichungen beschrieben. Wenn ak(t) und ϕk(t) die Amplitudenkomponente und Phasenkomponente des aus bandbegrenzten Symboldaten {sk} erhaltenen Basisbandsignals sind, kann das komplexe Mehrträgersignal u(t) durch folgende Gleichung ausgedrückt werden:
A(t) = |u(t)|, Φ(t) = arg[u(t)]
Wenn L die als Schwellwert verwendete Amplitude ist, können die komplexen Haupt- und Differenzsignale ausgerückt werden durch folgende Gleichungen: |u(t)|≤ L, g(t) = u(t) |u(t)| ≤ L, g(t) = Lexp[jΦ(t)] d(t) = u(t) – g(t)
Real- und Imaginärteile wie die In-Phase- und Quadraturkomponenten dieser komplexen Signale werden als In-Phase- und Quadraturkomponenten der Basisbandsignale abgeleitet gi(t) = Re[g(t)], gq(t) = Im[g(t)] di(t) = Re[d(t)], dq(t) = Im[g(t)]
Die Basisbandsignale werden in die Quadraturmodulatoren 73 und 74 eingegeben, wo sie einen Träger mit der Frequenz f₀ quadraturmodulieren, und aus denen die durch die folgenden Gleichungen gegebenen Signale ausgegeben werden: g(t) = Re[g(t)exp(j2πf0t)] d(t) = Re[d(t)exp(j2πf0t)]
In dem in 16 gezeigten Mehrträgersignalgenerator vom Signaltrennungstyp werden Daten auf jeder Eingangs-Trägerfrequenz {fk} und die Symboldaten {sk} genutzt, um sequentiell die Hauptsignalkomponente g(t) und die Differenzsignalkomponente d(t) zu berechnen. Diese Berechnung wird üblicherweise durch einen Mikroprozessor durchgeführt. Es ist auch möglich, eine Konfiguration zu verwenden, in der Basisband-Haupt- und -Differenzsignale für Kombinationen der Daten {fk} und {sk} vorab berechnet und in einem ROM oder einem ähnlichen Speicherelement 76 vorgespeichert werden und Wellenformdaten für Haupt- und Differenzsignale aus diesen entsprechend den Daten {fk} und {sk} wie in 17 gezeigt ausgelesen werden.
In 18 ist eine abgewandelte Form der Ausgestaltung aus 11 gezeigt, in der eine Verzögerungseinrichtung 78 an der Eingangsseite des Hauptverstärkers 46 angeordnet ist, und eine Reihenschaltung aus einer variablen Dämpfungseinrichtung 79 und einer variablen Phasenschiebereinrichtung 81 an der Eingangsseite des Hilfsverstärkers 47 vorgesehen ist. Die Verzögerungseinrichtung 78, die variable Dämpfungseinrichtung 79 und die variable Phasenschiebereinrichtung 81 sind vorgesehen, um eine Fehlanpassung von Amplitude und Phase in der Leistungskombiniereinrichtung 48 zu korrigieren, die aus den Übertragungseigenschaften des Hauptverstärkers 46 und des Hilfsverstärkers 47 resultiert. Diese Einrichtungen müssen nicht immer an den in 18 angegebenen Positionen vorgesehen sein, sondern können auch in den Hauptsignalweg 44 und den Differenzsignalweg 45 an beliebigen Positionen eingefügt sein, wo die oben erwähnte Wirkung erreicht werden kann. Die Verzögerungseinrichtung 78, die variable Dämpfungseinrichtung 79 und die variable Phasenschiebereinrichtung 81 müssen nicht immer alle verwendet sein, doch jeweils benötigte von ihnen können eingefügt sein, um aktuelle Schaltungskennlinien des Hauptverstärkers 46 und des Hilfsverstärkers 47 zu erfüllen.
19 zeigt eine andere abgewandelte Form der Ausgestaltung aus 11, in der eine Frequenzwandlereinrichtung 82 an der Eingangsseite des Hauptverstärkers 46 und des Hilfsverstärkers 47 vorgesehen ist. Die Frequenzwandlereinrichtung 82 besteht aus Mischern 83 und 84 und Bandbassfiltern 85 und 86, die jeweils für den Hauptsignalweg 44 und den Differenzsignalweg 45 vorgesehen sind, und einem für sie gemeinsam vorgesehenen lokalen Oszillator 87. Die Schaltungskonfiguration, die die Frequenzwandiereinrichtung 82 enthält, ist wirksam, wenn eine Schaltung, die an einer der Signaltrenneinrichtung 43 oder dem Eingangsanschluss 1 vorgelagerten Stufe vorgesehen ist, mit niedriger Frequenz oder niedriger Geschwindigkeit betrieben wird.
Die vorliegende Erfindung ist geeignet zur Verwendung beim Verstärken eines Signals, das eine starke Spitze in seiner Hüllkurvenleistung enthält, als auch das Mehrträgersignal.
Durch Trennen des Eingangssignals in ein Hauptsignal mit auf einen Wert unterhalb eines vorgegebenen Werts begrenzter Hüllkurvenleistung und ein dem Eingangssignal und dem Hauptsignal entsprechendes Signal und durch Kombinieren von Haupt- und Differenzsignalen nach Verstärken derselben mit dem Hauptverstärker bzw. dem Hilfsverstärker kann die benötigte Sättigungsleistung des Hauptverstärkers relativ klein gemacht werden. In diesem Falle verringert das Vorsehen der ersten und zweiten Phasenschiebereinrichtung vor und hinter dem Hilfsverstärker dessen benötigte Sättigungsleistung und gewährleistet die Erzeugung eines Ausgangssignals mit ausgezeichneter Linearität.

Claims

Verstärkervorrichtung umfassend: eine Signaltrenneinrichtung (43) zum Trennen eines einem ersten Eingangsanschluss (1) zugeführten Eingangssignals in ein Hauptsignal und ein Differenzsignal entsprechend der Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem Hauptsignal, wobei die Signaltrenneinrichung (43) eine Einrichtung zum Begrenzen der Hüllkurvenleistung des Eingangssignals auf einen Wert unterhalb eines vorbestimmten Werts enthält, um das Hauptsignal zu produzieren; einen Hauptverstärker (46) zum Verstärken des Hauptsignals; einen Hilfsverstärker (47) zum Verstärken des Differenzsignals; und eine Leistungskombiniereinrichtung (48) zum Kombinieren der Ausgabe von dem Hauptverstärker und dem Hilfsverstärker in eine zusammengesetzte Ausgabe zur Ausgabe an einen Ausgangsanschluß.
Verstärkervorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Signaltrenneinrichtung umfasst: eine erste Leistungsteilereinrichtung (51) zum Verteilen des Eingangssignals an erste und zweite Zweiganschlüsse; einen Begrenzer (55), der an den ersten Zweiganschluss der ersten Leistungsteilereinrichtung angeschlossen ist, um die Hüllkurvenleistung des Eingangssignals zu entfernen, die oberhalb des vorgegebenen Werts liegt, eine zweite Leistungsteilereinrichtung (56) zum Teilen des Ausgangssignals des Begrenzers (55) in zwei Ausgangssignale und zum Ausgeben von einem von diesen als das Hauptsignal; eine Verzögerungseinrichtung (57), die mit dem zweiten Zweiganschluss der ersten Leistungsteilereinrichtung (51) verbunden ist; und eine zweite Leistungskombiniereinrichtung (58) zum Kombinieren des Ausgangssignals aus der Verzögerungseinrichtung (57) und der anderen abgezweigten Ausgangssignale aus der zweiten Leistungsteilereinrichtung (56) mit entgegengesetzten Phasen, um das Differenzsignal zu erhalten.
Verstärkervorrichtung nach Anspruch 2, ferner mit einem variablen Dämpfer (102) und/oder einer variablen Phasenschiebereinrichtung (54), der/die mit dem Begrenzer (55) und/oder der Verzögerungseinrichtung (57) in Reihe geschaltet ist/sind.
Verstärkervorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Signaltrenneinrichtung (43) umfasst: einen AD-Wandler (61) zum Wandeln des Eingangssignals in ein digitales Signal; eine Einrichtung (62) zum Entfernen der Hüllkurvenleistung des digitalen Signals oberhalb eines vorgegebenen Werts, um ein digitales Hauptsignal mit der Hüllkurvenleistung des vorgegebenen Werts zu erhalten; eine Einrichtung (63) zum Subtrahieren des digitalen Hauptsignals von dem digitalen Signal, um ein digitales Differenzsignal zu erhalten; erste und zweite DA-Wandler (64, 65) zum Wandeln des digitalen Hauptsignals und des digitalen Differenzsignals in jeweils ein analoges Signal und erste und zweite Tiefpassfilter (66, 67) zum Entfernen unerwünschter Frequenzkomponenten, die in den der analogen Signalen von dem ersten bzw, zweiten DA-Wandler enthalten sind, um das Hauptsignal und das Differenzsignal zu erhalten.
Verstärkervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, ferner mit einer Frequenzwandlereinrichtung (82), die an der Eingangsseite des Hauptverstärkers (46) und der Eingangsseite des Hilfsverstärkers (47) vorgesehen ist, zur Erhöhung der Frequenz des Hauptsignals und desjenigen des Differenzsignals.
Verstärkervorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Eingangssignal ein Mehrträgersignal ist; die ferner eine Frequenzeinstelleinrichtung (68) zum Einstellen von Frequenzdaten umfasst, die die Frequenz jedes Trägersignals in einem ersten bis N-ten Kanal angeben, wobei N eine ganze Zahl und größer oder gleich 2 ist; und wobei die Signaltrenneinrichtung (43) umfasst: Trägersignalerzeugungseinrichtungen (70₁ -70_N ) zum Erzeugen, für jeweils den ersten bis N-ten Kanal, eines komplexen digitalen Trägersignals mit einer den eingestellten Frequenzdaten entsprechenden Frequenz; Multipliziereinrichtungen (71₁ -71_N ) zum komplexen Multiplizieren der komplexen digitalen Trägersignale des ersten bis N-ten Kanals mit komplexen Symboldaten des ersten bis N-ten Kanals; eine Addiereinrichtung (72) zum Addieren der N komplexen Multiplikationsergebnisse, um ein digitales Signal des Mehrträgersignals zu erhalten; eine Einrichtung (62) zum Entfernen der Hüllkurvenleistung des digitalen Mehrträgersignals oberhalb eines vorgegebenen Werts, um ein digitales Hauptsignal mit einer Hüllkurvenleistung mit dem vorgegebenen Wert zu erhalten; eine Einrichtung (63) zum Subtrahieren des digitales Hauptsignals von dem digitalen Mehrträgersignal, um ein digitales Differenzsignal zu erhalten; Einrichtungen (64, 66) zum Umwandeln von Real- und Imaginärteilen des digitalen Hauptsignals in analoge Signale; eine Einrichtung (73) für die Quadraturmodulation eines Hochfrequenzsignals mit den analogen Signalen, um das Hauptsignal zu erhalten; Einrichtungen (65, 67) zum Umwandeln von Real- und Imaginärteilen des digitalen Differenzsignals in analoge Signale; und eine Einrichtung (74) zum Quadraturmodulieren des Hochfrequenzsignals mit den analogen Signalen, um das Differenzsignal zu erhalten.