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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf einen Sender und ein Sende-Empfangsgerät, insbesondere auf einen Sender
und eine Sende-Empfangsgerät
zur Verwendung bei einem digitalen Schnurlostelefon.
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Es wurden bisher digitale Schnurlostelefone vorgeschlagen,
bei dem ein FDMA-TDD-System (Frequenzvielfachzugriff-Zeitmultiplex-Duplex-System)
verwendet wird, um ein Kommunikationsnetzwerk zwischen einer Basiseinheit
(Basisstation) und einer Endgeräteeinheit
(Endgerät)
einzurichten, um einen Ruf zu tätigen.
Ein digitales Schnurlostelefon, welches als CT-2-System bezeichnet
wird, dessen technische Standards offiziell durch ETSI (European telecommunication
standard institute) angekündigt sind,
ist ein Beispiel eines derartigen digitalen Schnurlostelefons.
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1 zeigt
in Blockform ein Beispiel eines digitalen Schnurlostelefons, welches
als CT-2-System bezeichnet wird.
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Wie in 1 gezeigt
ist, ist ein Oszillator 101 ein TCXO (temperatur-kompensierter
X-tal-Oszillator), bei dem ein Quarzresonator verwendet wird. Der Oszillator 101 erzeugt
eine Sinuswelle mit einer Frequenz von 12,8 MHz. Das Oszillatorsignal
von 12,8 MHz wird zu einer PLL-Schaltung (Phasenverriegelungsschaltung) 102 geliefert.
Die PLL-Schaltung 102 erzeugt ein Signal S1 mit einer Frequenz
von 300,1 MHz auf der Basis des Oszillatorssignals mit der Frequenz
von 12,8 MHz. Die PLL-Schaltung 102 erzeugt ein stabiles
Signal S1 mit der Frequenz von 300,1 MHz unter Verwendung eines
Frequenzteilers und eines spannungs-gesteuerten Oszillators (VCO), der
darin eingebaut ist.
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Eine Halbierungsschaltung 103 teilt
das Signal S1 mit der Frequenz 300,1 MHz, um ein Signal S2 mit einer
Frequenz von 150,05 MHz bereitzustellen. Dieses Signal S2 wird zu
einem 90°-Phasenschieber 104 geliefert.
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Der 90°-Phasenschieber 104 verschiebt
das Signal mit der Frequenz von 150,05 MHz um 90° bezüglich der Phase, um Zwei-System-Signale
bereitzustellen, bei denen die Phasen jeweils um 90° verschoben
sind. Die Zwei-System-Signale werden zu Mischern 111 und 112,
die innerhalb eines Modulators 110 angeordnet sind, als
Träger
geliefert.
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Der Modulator 110 ist ein
Orthogonal-Modulator, um Übertragungsdaten
der beiden Systeme mit der I-Komponente und der Q-Komponente orthogonal
zu modulieren.
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Die Übertragungsdaten der I-Komponente werden
zu einem Mischer 111 geliefert, und die Übertragungsdaten
der Q-Komponente werden zum anderen Mischer 112 geliefert.
Die Mischer 111 und 112 mischen die Übertragungsdaten
mit den 90°-phasen-verschobenen
Trägern,
um modulierte Signale bereitzustellen. Danach fügt der Addierer 113 die
modulierten Signale hinzu, um ein moduliertes Signal S3 von einem
System bereitzustellen.
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Das modulierte Signal S3 ist das
Signal, welches durch den Träger
S2 mit 150,0 MHz moduliert wurde und ist daher das Signal im Frequenzband
von 150,05 MHz.
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Das vom Addierer 113 ausgegebene
modulierte Signal S3 wird zu einem Frequenzumsetzungsmischer 107 geliefert.
Der Frequenzumsetzungsmischer 107 moduliert das modulierte
Signal S3 und ein erstes örtliches
Signal S4, welches von einer Pufferschaltung 106 zugeführt wird,
um die Frequenz in die Übertragungsfrequenz
umzusetzen.
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Das erste lokale Signal S4 wird erzeugt, wenn
das Oszillatorsignal von 12,8 MHz vom Oszillator 101 zu
einer PLL-Schaltung 105 geliefert wird. Eine Frequenz des
ersten lokalen Signals S4 wird in der Einheit von 100 kHz in einem
Bereich von 714,1 MHz bis 718 MHz (oder 1014,2 MHz bis 1018,1 MHz) durch
ein Frequenzteilungsverhältnis
eines Frequenzteilers (nicht gezeigt), der innerhalb der PLL-Schaltung 105 angeordnet
ist, geändert.
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Das von der PLL-Schaltung 105 erzeugte erste
lokale Signal S4 wird über
die Pufferschaltung 106 zum Mischer 107 geliefert. Der
Mischer 107 mischt das erste lokale Signal S4 mit dem modulierten
Signal S3, um ein Signal S5 bereitzustellen, dessen Frequenz auf
die Übertragungsfrequenz
frequenz-umgesetzt ist (sogenanntes nach oben Umsetzen).
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Die Frequenz des ersten lokalen Signals
S4 wird im oberen Bereich ausgewählt,
wodurch die Frequenz des Übertragungssignals
in der Einheit von 500 kHz in einem Bereich von 864,15 MHz bis 868,05 MHz
ausgewählt
wird.
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Das Übertragungssignal S5 wird durch
einen Übertragungsverstärker 108 verstärkt und
dann zu einem Bandpassfilter (BPF) 109 geliefert, welches eine
nicht erwünschte
Komponente von dem verstärkten Übertragungssignal
S5, welches diesem zugeführt
wird, eliminiert. Ein Ausgangssignal des Bandpassfilters 109 wird
zu einem Antennenschalter 120 geliefert. Der Antennenschalter 120 ist
ausgebildet, eine Antenne 122 auf ein Übertragungssystem und ein Empfangssystem
umzuschalten. Wenn der Antennenschalter 120 mit dem Bandpassfilter 109 verbunden
ist (d. h., mit dem Übertragungssystem verbunden
ist), wird das Ausgangssignal des Bandpassfilters 109 über das
andere Bandpassfilter 121 zur Antenne 122 geliefert.
Das zur Antenne 122 gelieferte Signal wird als Funkwellen übertragen.
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Ein Empfangssystem ist wie folgt
angeordnet.
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Eine Funkwelle wird durch die Antenne 122 in
ein elektrisches Signal umgesetzt. Ein Ausgangssignal von der Antenne
wird zum Antennenschalter 120 über das Bandpassfilter 121 geliefert.
Wenn der Antennenschalter 120 mit dem Empfangssystem verbunden
ist, wird das Ausgangssignal des Bandpassfilters 122 zum
Bandpassfilter 123 über
den Antennenschalter 120 geliefert.
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Das Bandpassfilter 123 extrahiert
das Signal des Empfangsbands und leitet das Empfangssignal S5 weiter.
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Das Empfangssignal S6 hat die gleiche
Frequenz wie die des Übertragungssignals
S5.
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Das vom Bandpassfilter 123 ausgegebene Empfangssignal
S6 wird durch einen Empfangsverstärker 124 verstärkt und
dann zu einem Frequenz-Umsetzungs-Mischer 125 geliefert.
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Der Frequenzumsetzungsmischer 125 mischt
das Empfangssignal S6 und das erste lokale Signal S4, welches von
der Pufferschaltung 126 ihm zugeführt wird, um das Signal in
ein erstes Zwischenfrequenzsignal umzusetzen (sogenanntes Abwärtsumsetzen).
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Die Frequenz des ersten Zwischenfrequenzsignals
S7 beträgt
150,0 MHz und ist die gleiche wie die Frequenz des modulierten Signals
S3 im Übertragungssystem.
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Das erste Zwischenfrequenzsignal
S7 wird über
das Bandpassfilter 1027 zum Frequenzumsetzungsmischer 128 geliefert.
Der Frequenzumsetzungsmischer 128 setzt das Signal bezüglich der Frequenz
um, indem das erste Zwischenfrequenzsignal S7 und das zweite örtliche
Signal S8 gemischt werden. Das zweite örtliche Signal S8 wird erzeugt, wenn
ein Oszillatorsignal (28 MHz), welches von einem Oszillator 129 ausgegeben
wird, wobei ein Quarzresonator verwendet wird, in ein Signal mit
einer Frequenz, welche fünfmal
so hoch ist (140 MHz) wie die Ursprungsfrequenz, durch eine Fünffach-Multiplizierschaltung 130 umgesetzt
wird. Dann mischt der Mischer 128 das zweite lokale Signal
S8 von 140 MHz und das erste Zwischenfrequenzsignal S7, um ein zweites
Zwischenfrequenzsignal S9 mit einer Frequenz von 10,05 MHz bereitzustellen.
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Das zweite Zwischenfrequenzsignal
S9 wird zu einem Modulator 131 geliefert. Der Demodulator 131 demoduliert
ein Signal, welches moduliert wurde, in ein Empfangssignal.
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Das oben erläuterte Gerät kann das Digitalsignal übertragen
und empfangen. Das digitale Schnurlostelefon kann das Digitalsignal
unter Verwendung der gleichen Frequenz übertragen und empfangen.
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Da das digitale Schnurlostelefon
die beiden Oszillatoren 101, 129 benotigt, wobei
Quarzresonatoren verwendet werden, wird dessen Schaltungsaufbau
kompliziert. Außerdem
kann der Quarzresonator, der den Oszillator bildet, nicht in eine
integrierte Schaltung (IC) eingebaut werden und wird daher an den
IC wie externe Baugruppen angebracht. Wenn die Anzahl von externen
Baugruppen ansteigt, wird der Bereich, den die Baugruppen auf dem
Substrat einnehmen, ebenfalls vergrößert, was zu einem der Faktoren
wird, die verhindern, dass das Gerät miniaturisiert werden kann.
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Obwohl in 1 nicht gezeigt, sind einige Schaltungen
erforderlich, um ein Taktsignal zu erzeugen, welches in einer digitalen
Schaltung verwendet wird, oder um Übertragungsdaten und Empfangsdaten
innerhalb dieses Schnurlostelefons zu verarbeiten. In Abhängigkeit
von der Frequenz des Taktsignals sollte ein weiterer Oszillator
vorgesehen sein, um ein Taktsignal zu erzeugen. Mit einem derartigen weiteren
Oszillator wird das digitale Schnurlostelefon bezüglich der
Anordnung komplizierter.
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Wenn weiter mehrere Oszillatoren
vorgesehen sind, wird der Leistungsverbrauch, der zur Übertragung
und zum Empfang von Signalen notwendig ist, weiter ansteigen.
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Die
EP 0 581 572 A offenbart ein Funktelefon mit
einem Oszillator und einer Umsetzungseinrichtung, um das Ausgangssignal
des Oszillators in Signale mit verschiedenen Frequenzen umzusetzen.
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Die
EP 0 581 573 A offenbart ein Funktelefon mit
einem Oszillator und einer Umsetzungseinrichtung, um das Ausgangssignal
des Oszillators in Signale mit verschiedenen Frequenzen umzusetzen.
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Im Hinblick auf den oben genannten
Gesichtspunkt ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Übertrager
oder einen Empfänger
bereitzustellen, mit dem Signale zufriedenstellend übertragen
oder Signale auf der Basis eines Oszillatorsignals von einem einzigen
Oszillators übertragen
oder empfangen werden können.
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Gemäß einem Merkmal der vorliegenden
Erfindung wird ein Sender mit einem Oszillator bereitgestellt, der
aufweist:
einen Oszillator (51), um ein vorher festgelegtes
Frequenzsignal in Schwingung zu versetzen;
eine erste Umsetzungseinrichtung
(70), um ein Ausgangssignal des Oszillators (51)
in ein erstes Signal, welches eine erste Frequenz hat, umzusetzen;
eine
zweite Umsetzungseinrichtung (60), um ein Ausgangssignal
des Oszillators (51) in ein zweites Signal, welches eine
zweite Frequenz hat, umzusetzen; und
eine dritte Umsetzungseinrichtung
(80), um ein Ausgangssignal des Oszillators (51) in ein
drittes Signal, welches eine dritte Frequenz hat, umzusetzen; dadurch
gekennzeichnet, dass
die erste Umsetzungseinrichtung (70)
ein Trägersignal
zur Modulation erzeugt, die zweite Umsetzungseinrichtung (60)
ein Signal für
einen Betriebstakt erzeugt, und die dritte Umsetzungseinrichtung
(80) ein Signal zur Frequenzumsetzung erzeugt;
und
dass der Sender außerdem
aufweist:
eine Teilungseinrichtung (58), um ein Ausgangssignal
der ersten Umsetzungseinrichtung (70) in n (n: vorher festgelegte
Zahl) zu unterteilen und um ein Ausgangssignal zu erzeugen, dessen
Frequenz 1/n eines Eingangssignals der Teilungseinrichtung (58) beträgt, und
eine
Phasenschiebereinrichtung (59), um eine Phase eines Ausgangssignals
der Teilungseinrichtung (58) um 90° zu verschieben.
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Gemäß einem weiteren Merkmal der
vorliegenden Erfindung wird ein Sende-Empfangsgerät zum Senden und zum Empfangen
von Signalen bereitgestellt, das aufweist:
einen Oszillator
(51), um ein vorher festgelegtes Frequenzsignal in Schwingung
zu versetzen;
eine erste Umsetzungseinrichtung (70),
um ein Ausgangssignal des Oszillators (51) in ein erstes
Signal, welches eine erste Frequenz hat, umzusetzen;
eine zweite
Umsetzungseinrichtung (60), um ein Ausgangssignal des Oszillators
(51) in ein zweites Signal, welches eine zweite Frequenz
hat, umzusetzen; und
eine dritte Umsetzungseinrichtung (80),
um ein Ausgangssignal des Oszillators (51) in ein drittes
Signal, welches eine dritte Frequenz hat, umzusetzen; dadurch gekennzeichnet,
dass
die erste Umsetzungseinrichtung (70) ein Trägersignal
zur Modulation erzeugt, welches beim Senden verwendet wird, die
zweite Umsetzungseinrichtung (60) ein Signal für einen
Betriebstakt erzeugt, der beim Senden und/oder Empfang verwendet
wird, und die dritte Umsetzungseinrichtung (80) ein Signal
zur Frequenzumsetzung erzeugt, welches beim Senden und Empfang verwendet
wird;
und dass das Sende-Empfangsgerät außerdem aufweist:
eine
Teilungseinrichtung (58), um ein Ausgangssignal der ersten
Umsetzungseinrichtung (70) in n (n: vorher festgelegte
Zahl) zu unterteilen und um ein Ausgangssignal zu erzeugen, dessen
Frequenz 1/n eines Eingangssignals der Teilungseinrichtung (58) beträgt, und
eine
Phasenschiebereinrichtung (59), um eine Phase eines Ausgangssignals
der Teilungseinrichtung (58) um 90° zu verschieben.
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Die Erfindung wird nun weiter beispielhaft
mit Hilfe der beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
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1 ein
Blockdiagramm ist, welches ein Sende-Empfangsgerät zeigt;
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2 ein
Blockdiagramm ist, welches ein Sende-Empfangsgerät gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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3 und 4 Tabellen sind, welche Beispiele von
Oszillatorfrequenzen, Frequenzteilungsverhältnissen und Trägerfrequenzen
zeigen;
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5A ein
schematisches Diagramm eines modifizierten Beispiels einer Schaltung
ist, welche bei der vorliegenden Erfindung verwendet wird; und
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5B ein
Diagramm von Schwingungsformen von Signalen ist, welche zum modifizieren
Beispiel der in 5A gezeigten
Schaltung geliefert und davon ausgegeben werden.
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Ein Übertrager (Sender) und ein
Sende-Empfangsgerät
nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung werden anschließend mit Hilfe der Zeichnungen
beschrieben.
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Ein digitales Schnurlostelefon gemäß der vorliegenden
Erfindung besteht aus dem CT-2-System, bei dem ein Ruf zwischen
einer Basiseinheit (Basisstation) und einer Endgeräteeinheit
getätigt werden
kann. 2 zeigt in Blockform
ein Sende-Empfangssystem der Basiseinheit und der Endgeräteeinheit.
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Wie in 2 gezeigt
ist, wird ein analoges Audiosignal, welches zu übertragen ist, an einem Eingangsanschluss 11 angelegt.
Das analoge Audiosignal, welches an den Eingangsanschluss 11 angelegt
wird, wird zu einem Analog-Digital-Umsetzer (A/D) 12 geliefert,
in welchem es in digitale Audiodaten umgesetzt wird. Die umgesetzten
digitalen Audiodaten werden zu einem ADPCM-Codierer (adaptiver Differentialpulscode-Modulations-Codierer) 13 geliefert,
in welchem sie in komprimierte Daten umgesetzt werden. Die komprimierten
Audiodaten werden zu einer Rahmensteuerung 14 geliefert,
in welcher sie in Digitaldaten einer Rahmenstruktur gemäß einem Übertragungsformat
umgesetzt werden.
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Die Daten mit der Rahmenstruktur
werden zu einem Basisbandprozessor 15 geliefert, der diese verarbeitet,
um Übertragungsdaten
von zwei Systemen aus I-Komponentendaten und aus Q-Komponentendaten
bereitzustellen.
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Die I-Komponentendaten und die Q-Komponentendaten,
welche vom Basisbandprozessor 15 ausgegeben werden, werden
zu Mischern 21, 22 geliefert, welche innerhalb
des Modulators 20 angeordnet sind. Die Mischer 21, 22 mischen
die I-Komponentendaten und die Q-Komponentendaten mit Trägern.
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In diesem Fall sind die Träger, welche
zu den Mischern 21, 22 geliefert werden, Signale
der gleichen Frequenz, jedoch um 90° phasenverschoben. Eine Anordnung
zum Erzeugen dieser Träger
wird später
beschrieben.
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Ein Addierer 23 addiert
die Signale, welche durch die Mischer 21, 22 moduliert
wurden, um ein moduliertes Signal von einem System bereitzustellen.
Dieses modulierte Signal wird zu einem Frequenzumsetzungsmischer 16 geliefert.
Der Frequenzumsetzungsmischer 16 moduliert das modulierte
Signal mit einem lokalen Signal, welches zu ihm von einer Pufferschaltung 92 geliefert
wird, um dadurch das Signal in die Übertragungsfrequenz umzusetzen.
Eine Anordnung zum Erzeugen eines lokalen Signals wird später beschrieben.
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Ein Signal, welches in die Übertragungsfrequenz
umgesetzt wurde, wird durch einen Übertragungsverstärker 17 verstärkt und
dann zu einem Bandpassfilter (BPF) 18 geliefert, in welchem
eine unerwünschte
Komponente davon eliminiert wird. Ein Ausgangssignal des Bandpassfilters 18 wird
zu einem Antennenschalter 31 geliefert. Der Antennenschalter 31 schaltet
eine Antenne 33 auf das Übertragungssystem und das Empfangssystem
um.
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Wenn der Antennenschalter 31 mit
dem Bandpassfilter 18 verbunden ist (d. h., mit der Übertragungsseite
verbunden ist), wird das Ausgangssignal des Bandpassfilters 18 über ein
weiteres Bandpassfilter 32 zur Antenne 33 geliefert
und dadurch von der Antenne 33 als Funkwellen übertragen.
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Bei der Anordnung des Empfangssystems setzt
die Antenne 33 die empfangene Funkwelle in ein elektrisches
Signal um und liefert das elektrische Signal zum Antennenschalter 31 über das
Bandpassfilter 32. Wenn der Antennenschalter 31 mit
dem Empfangssystem verbunden ist, wird das Ausgangssignal des Bandpassfilters 32 über den
Antennenschalter 31 zum Bandpassfilter 41 geliefert.
Das Bandpassfilter 31 leitet lediglich das Signal der Frequenz
im Frequenzband weiter.
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Das Empfangssignal, welches vom Bandpassfilter 41 ausgegeben
wird, wird durch einen Empfangsverstärker 42 verstärkt und
dann zu einem Frequenzumsetzungsmischer 43 geliefert.
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Der Frequenzumsetzungsmischer 43 setzt das
Eingangssignal in das Zwischenfrequenzsignal bezüglich der Frequenz um (sogenanntes
Abwärtsumsetzen),
wobei das Ausgangssignal des Empfangsverstärkers 42 und das ihm
zugeführte
lokale Signal von der Pufferschaltung 93 gemischt werden.
Dieses lokale Signal ist das gleiche Frequenzsignal wie das lokale
Signal, welches im Übertragungssystem
verwendet wird.
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Das somit erhaltene Zwischenfrequenzsignal
wird über
ein Bandpassfilter 44 zu einem Demodulator 45 geliefert.
Das Bandpassfilter 44 ist ein Filter, um durch dieses ein
Frequenzband in der Nähe des
Zwischenfrequenzsignals durchzulassen. Bei dieser Ausführungsform
besteht das Bandpassfilter 44 aus einem keramischen Filter.
Ein Ausgangssignal des Bandpassfilters 44 wird zum Demodulator 45 geliefert,
in welchem es auf der Basis des Kommunikationssystems, welches bei
diesem digitalen Schnurlostelefon angewandt wird, demoduliert wird (FM-demoduliert),
und dadurch wird ein Signal, welches auf das Empfangssignal moduliert
ist, demoduliert.
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Ein demoduliertes Ausgangssignal
vom Demodulator 45 wird zu einem Basisbandprozessor 46 geliefert,
in welchem es im Basisband zum Empfang verarbeitet wird. Ein Ausgangssignal
vom Basisbandprozessor 46 wird zu einer Rahmensteuerung 47 geliefert.
Die Rahmensteuerung 47 extrahiert vorher festgelegte Daten
von Empfangsdaten der Rahmenstruktur, die zu übertragen sind, und liefert
die extrahierten Daten zu einem ADPCM-Decoder 48. Der ADPCM-Decoder 48 expandiert
die Audiodaten, welche auf der Übertragungsseite
komprimiert wurden, in die Ursprungsaudiodaten. Die expandierten Audiodaten
vom ADPCM-Decoder 48 werden zu einem Digital-Analog-Umsetzer
(D/A) 49 geliefert, in welchem sie in ein analoges Audiosignal
umgesetzt werden. Das umgesetzte analoge Audiosignal wird zum Ausgangsanschluss 50 geliefert.
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Das Datenübertragungsverarbeitungssystem
auf dem Übertragungssystem
und das Datenempfangssystem auf dem Empfangssystem sind wie oben
beschrieben eingerichtet. Bei dieser Ausführungsform werden Takte, Träger und
lokale Signale, die bei der Übertragungs- und der Empfangsverarbeitung
verwendet werden, auf der Basis eines Oszillatorsausgangssignals
eines einzigen Oszillators erzeugt. Anordnungen zum Erzeugen von
Takten, Trägern
und lokalen Signalen werden weiter unten beschrieben.
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Das Gerät besitzt eine temperatur-kompensierte
Quarzresonatorschaltung (TCXO) 51 und eine Oszillatorschaltung 52 zum
Erzeugen eines Oszillatorsignals S1 von der TCXO 51. Bei
dieser Ausführungsform
beträgt
eine Frequenz eines Oszillatorsignal S11 19,2 MHz. Takte, Träger und
lokale Signale werden auf der Basis eines Oszillatorsignals von
19,2 MHz erzeugt.
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Die Anordnung zum Erzeugen von Takten wird
nun zunächst
beschrieben.
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Um Takte zu erzeugen, wird das Oszillatorsignal
von der Oszillatorschaltung 52 über eine Pufferschaltung 53 zu
einer N1-Teilerschaltung 54 geliefert. Ein Wert N1 zum
Einstellen eines Frequenzteilungsverhältnisses wird auf 25 gewählt. Somit
erzeugt die N1-Teilerschaltung 54 ein Signal S12 mit einer
Frequenz von 1/25 von 19,2 MHz.
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Das Frequenzsignal S12 wird zu einem
Phasenkomparator 63, der innerhalb einer PLL-Schaltung 60 angeordnet
ist, als Referenzsignal geliefert. Die PLL-Schaltung 60 besitzt
einen spannungs-gesteuerten Oszillator (VCO) 61, bei dem
die Mittenoszillatorfrequenz auf 18,432 MHz festgelegt ist, eine M1-Teilerschaltung 62,
um das Oszillatorausgangssignal von der spannungs-gesteuerten Oszillator 61 zu teilen,
einen Komparator 63, um ein Frequenzteilungsausgangssignal
der M1-Teilerschaltung 62 mit dem Referenzsignal bezüglich der
Phase zu vergleichen, und ein Filter 64, um ein verglichenes
Fehlersignal des Komparators 63 zu glätten.
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Ein Spannungssignal, welches vom
Filter 64 ausgegeben wird, wird dazu verwendet, die Schwingung
des spannungs-gesteuerten Oszillators 61 zu steuern. In
diesem Fall wird ein Oszillatorsignal S13 des spannungs-gesteuerten
Oszillators 61 zu einem Zentralsteuerungsgerät (CPU) 91 geliefert,
um die Arbeitsweise von entsprechenden Schaltungen beispielsweise
einen Takt zum Betreiben dieses Geräts zu steuern. Dieses Oszillatorsignal
S13 wird über
einen Anschluss 55 zu den anderen Schaltungen, welche diesen
Takt benötigen,
geliefert. Die anderen Schaltungen, welche den Takt erfordern, sind
der D/A-Umsetzer 49, der ADPCM-Codierer 13, der
ADPCM-Decoder 48 und die Rahmensteuerungen 14 und 47.
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Ein Wert M1 zum Einstellen eines
Frequenzteilerverhältnisses
der M1-Teilerschaltung 62, die innerhalb der PLL-Schaltung 60 angeordnet
ist, wird auf 24 gewählt.
Somit gibt die M1-Teielrschaltung 62 ein Signal S14 mit
einer Frequenz (768 kHz) von 1/24 von 18,432 MHz aus.
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Wenn diese Schleife stabilisiert
ist, vergleicht daher der Phasenkomparator 63 die Signale
S12 und S14, die jeweils die Frequenz von 768 kHz haben, bezüglich der
Phase. Der spannungs-gesteuerte Oszillator 61 versetzt
ein Signal mit einer Frequenz von 18,432 MHz stabil in Schwingungen.
Dieser stabile Takt von 18,432 MHz wird zur CPU 91 und
den anderen Schaltungen geliefert.
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Die Anordnung zum Erzeugen von Trägern wird
anschließend
beschrieben.
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Das Oszillatorsignal S11, welches
von der Oszillatorschaltung 52 geliefert wird, wird über die Pufferschaltung 56 zur
N2-Teilerschaltung 57 geliefert.
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Der Wert zum Einstellen des Frequenzteilerverhältnisses
wird auf 64 gewählt,
und daher gibt die N2-Teielrschaltung 57 ein Signal S15
mit einer Frequenz (300 kHz) von 1/64 von 19,2 MHz aus.
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Das Frequenzsignal S15 wird zu einem
Phasenkomparator 73, der innerhalb einer PLL-Schaltung 70 angeordnet
ist, als Referenzsignal geliefert.
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Die PLL-Schaltung 70 besitzt
einen spannungs-gesteuerten Oszillator (VCO) 71 eine M2-Teilerschaltung 72 zum
Frequenzteilen des Oszillatorausgangssignals des spannungsgesteuerten
Oszillators 71, einen Komparator 73 zum Vergleichen
des frequenz-geteilten Ausgangssignals der M2-Schaltung 72 bezüglich der
Phase und des Referenzsignals, und ein Filter 74, um ein
verglichenes Fehlersignal des Komparators 73 zu glätten. Ein
Spannungssignal, welches vom Filter 74 ausgegeben wird,
wird dazu verwendet, die Schwingung des spannungs-gesteuerten Oszillators 71 zu
steuern.
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Ein Oszillatorsignal S16, welches
vom spannungs-gesteuerten Oszillator 71 ausgegeben wird, wird
zur Halbierungsschaltung 58 geliefert, welche ein Signal
S16 mit einer Frequenz von 1/2 des Oszillatorsignals S16 herleitet.
Das Trägerfrequenzsignal S18
wird zum 90°-Phasenschieber 59 geliefert,
der Zwei-System-Träger
mit Phasen, welche um 90° verschoben
sind, herleitet. Die Zwei-System-Träger werden zum Modulator 20 geliefert,
wonach der Demodulator 20 die I-Komponente und die Q-Komponente moduliert.
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Der Wert M2, um das Frequenzteilerverhältnis der
M2-Teilerschaltung 72, die innerhalb der PLL-Schaltung 70 angeordnet
ist, einzustellen, wird so ausgewählt, dass er 133 ist, und daher
gibt die M2-Teilerschaltung 72 ein Signal S17 mit einer
Frequenz (300 kHz) von 1/133 von 39,9 MHz aus. Somit vergleicht
der Phasenkomparator 73 die Signale S15 und S17, die jeweils
die Frequenz von 13 kHz haben, bezüglich der Phase, wenn diese
Schleife stabilisiert ist. Danach versetzt der spannungs-gesteuerte
Oszillator 71 stabil eine Frequenz von 39,9 MHz in Schwingung,
und ein Träger
S18 mit einer Frequenz von 19,95 MHz, die aus dem Teilen von 39,9
MHz um eine Hälfte
resultiert, wird über
den 90°-Phasenschieber 59 zum
Modulator 20 geliefert. Als Ergebnis wird die Mittenfrequenz
des modulierten Signals S19, die durch den Modulator 20 moduliert
ist, zu 19,95 MHz.
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Die Anordnung zum Erzeugen eines
lokalen Signals, welches dazu verwendet wird, das modulierte Signal
S19 in die Übertragungsfrequenz
bezüglich der
Frequenz umsetzen, wird anschließend beschrieben.
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Das Schwingungssignal S11, welches
von der Oszillatorschaltung 52 erzeugt wird, wird zu einem
Phasenkomparator 82, der in der PLL-Schaltung 80 angeordnet
ist, als ein Referenzsignal geliefert. Die PLL-Schaltung 80 ist
eine Schaltung, um einen Kanaleinstellungs-Frequenzsynthesizer zu bilden. Die PLL-Schaltung 80 besitzt
einen spannungs-gesteuerten Oszillator 81, einen Frequenzteiler 82 zum
Teilen des Oszillatorausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 81,
einen Phasenkomparator 83, um das frequenz-geteilte Ausgangssignal
des Frequenzteilers 82 mit dem Referenzsignal bezüglich der
Phasen zu vergleichen, und ein Filter 84, um ein verglichenes
Fehlersignal, welches zu ihm vom Phasenkompa rator 83 zugeführt wird,
zu glätten.
Ein Spannungssignal welches vom Filter 84 ausgegeben wird,
wird dazu verwendet, die Schwingung des spannungs-gesteuerten Oszillators 81 zu steuern.
Ein frequenz-geteiltes Ausgangssignal des Frequenzteilers 82 wird
unter der Steuerung der CPU 91 geändert. Die Oszillatorfrequenz
des spannungs-gesteuerten Oszillators 81 wird als die Einheit von
100 kHz durch das Frequenzteilerverhältnis des Frequenzteilers 82 variiert.
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Bei dieser Ausführungsform fallen der Frequenzbereich
der Übertragungsfrequenz
und der Empfangsfrequenz in einen Bereich von 864,15 MHz bis 868,05
MHz. Um die Frequenz innerhalb dieses Frequenzbereichs in der Einheit
von 100 kHz zu variieren, sollte die Frequenz des lokalen Signals
S20 so ausgewählt
werden, dass diese die Übertragungs- und
Empfangssignalfrequenzbereich ± Trägerfrequenz
ist.
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Wenn die obige Trägerfrequenz (19,95 MHz) festgelegt
ist, sollte die Frequenz des lokalen Signals S20 in einem Bereich
von 884,1 MHz bis 888 MHz oder in einem Bereich von 844,2 MHz bis
848,1 MHz mit der Einheit von 100 kHz variiert werden. Die PLL-Schaltung sollte
so angeordnet sein, um die obigen Bedingungen zu erfüllen.
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Gemäß dem digitalen Schnurlostelefon
nach dieser Ausführungsform
ist es möglich,
Takte, Träger und
lokale Signale unter Verwendung lediglich des Oszillatorsignals
einer Oszillatorschaltung 52 zu erzeugen. Daher erfordert
das digitale Schnurlostelefon lediglich einen Quarzoszillator, und
das digitale Schnurlostelefon kann bezüglich der Anordnung vereinfacht
werden. Da lediglich ein Quarzoszillator erforderlich ist, der extern
mit dem IC verbunden ist, kann die Fläche der Schaltung verglichen
mit dem herkömmlichen
Fall reduziert werden, wo mehrere Quarzresonatoren extern mit dem
IC verbunden sind, welche die Übertragungs-
und Empfangssystemschaltung bilden. Somit kann das digitale Schnurlostelefon
miniaturisiert werden, die elektrische Leistung zum Ansteuern des
Oszillators kann reduziert werden, und es kann der Leistungsverbrauch
des digitalen Schnurlostelefons reduziert werden.
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Insbesondere werden gemäß dieser
Ausführungsform
Frequenzen in einer Weise ausgewählt, dass
0,05 MHz, welche ein Bruchteilsfrequenzwert der untersten Zahl von
den Frequenzen der Übertragungs-
und Empfangssignale S21, S22 ist, in der untersten Zahl der Frequenzen
des Trägers
S18 und des Zwischenfrequenzsignals S23 enthalten ist. Folglich
enthält
das lokale Frequenzsignal S20 keinen Bruchteilsfrequenzwert von
0,05 MHz. Daher ist es möglich,
die Betriebstakte, die Träger
und die lokalen Signale zu erzeugen, wobei das Oszillatorsignal
von lediglich der Oszillatorschaltung 52 verwendet wird.
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Außerdem wird bei dieser Ausführungsform die
Frequenz des Zwischenfrequenzsignals S23, welches im Empfangssystem
erhalten wird, auf 19,95 MHz festgelegt. Wenn diese Frequenz des
Zwischenfrequenzsignals S23 kleiner ist als 20 MHz, kann das Bandpassfilter 44 zum
Beseitigen einer unerwünschten
Komponente vom Zwischenfrequenzsignal S23 aus einem relativ preiswerten
Filter mit einer zufriedenstellenden Filterungscharakteristik gebildet
werden, beispielsweise einem Keramikfilter. Von einem Pseudo-Ansprechstandpunkt
sollte die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals S23 vorzugsweise
so ausgewählt
werden, dass sie höher
als 18 MHz ist, und die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals S23
sollte vorzugsweise so ausgewählt
werden, dass sie um etwa 18 MHz und weniger als 20 MHz höher ist.
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Wenn der Frequenzbereich des Übertragungssignals
und des Empfangssignals in einen Bereich von 864,15 MHz bis 868,05
MHz fallen, wo das Übertragungssignal
und das Empfangssignal alle 100 kHz variiert werden und die Taktfrequenz
auf 18,432 MHz ausgewählt
wird, können
die folgenden Beispiele in den Tabellen, welche in 3 und 4 gezeigt
sind, ausgewählt
werden.
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Das Beispiel 1 zeigt Werte von Frequenzen der
obigen Ausführungsform,
und die Beispiele 2, 3, 4 zeigen Werte von Frequenzen, die erhalten
werden, wenn Oszillatorfrequenzen und Frequenzteilerverhältnisse
variiert werden.
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Obwohl Frequenzen in jedem der Beispiele
1 bis 4 ausgewählt
werden können,
gibt es der Praxis Einschränkungen
wie folgt.
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Da ICs zum Bilden der Übertragungssystemschaltung
und der Empfangssystemschaltung gegenüber Pseudo-Antworten von 500
kHz schwach sind, sollten die Frequenzteilersignale S12, S14, welche
die PLL-Schaltung handhabt, vorzugsweise so ausgewählt werden,
dass diese eine Frequenz mit einem Abstand von 500 kHz so groß wie möglich hat. Folglich
ist das Beispiel von 1 oder 2, wo die Signale S12, S14
so ausgewählt
sind, dass diese 768 kHz sind, welche am meisten von 500 kHz entfernt sind,
besonders vorzuziehen.
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Obwohl die vorliegende Erfindung
bei einem digitalen Schnurlostelefon des CT-2-Systems wie oben beschrieben angewandt
wird, kann ein Prinzip der vorliegenden Erfindung in ähnlicher
Weise bei einem digitalen Schnurlostelefongerät oder von anderen Systemen
oder Übertragern,
die anders sind als das digitale Schnurlostelefon, angewandt werden. Weiter
kann die vorliegende Erfindung bei einem Übertrager angewandt werden,
der lediglich ein Übertragungssystem
hat.
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Der Übertrager gemäß der vorliegenden
Erfindung kann Betriebstakte, Trägerfrequenzen
und lokale Signale auf der Basis eines Oszillatorausgangssignals
von einem Oszilla tor erzeugen und kann ein Audiosignal auf der Basis
des Oszillatorausgangssignal von einem Oszillator zufriedenstellend übertragen.
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Wenn Übertragungsfrequenzen auf ein
vorher festgelegtes Frequenzintervall festgelegt sind, werden Frequenzen
der lokalen Signale, welche vom Frequenzsynthesizer ausgegeben werden,
ein ganzzahliges Vielfaches der vorher festgelegten Frequenz. Als
Konsequenz kann die Übertragungsfrequenz
zufriedenstellend durch das lokale Signal eingestellt werden.
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Da ein größt gemeinsames Maß der Oszillatorfrequenz
des Oszillators und der Taktfrequenz zu mehreren 100 von kHz oder
größer wird,
kann die Verarbeitung zum Erzeugen eines Taktes auf der Basis des
Oszillatorsignals durch Vergleichen des Signals, welches das Oszillatorsignal
und das Signal bezüglich
der Frequenz teilt, welches aus dem Frequenzteilen des Taktes resultiert,
der in der Trägererzeugungsschaltung
erzeugt wird, durch die einfache Frequenzteilungs-Verarbeitung auf
der Basis von ganzen Zahlen realisiert werden.
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Da außerdem die Trägerfrequenzen
so sind, wo Bruchteilsfrequenzen, die in den Frequenzen anhaften,
die aus dem Subtrahieren oder dem Hinzufügen der Übertragungsfrequenzen von oder
zu Frequenzen von lokalen Signalen resultieren, in den unteren Frequenzen
enthalten sind, sogar, wenn die Bruchteilsfrequenzen den Übertragungsfrequenzen hinzugefügt werden,
kann ein Übertragungssignal
einer entsprechenden Frequenz mit Leichtigkeit erzeugt werden.
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Da außerdem die Trägererzeugungsschaltung
ein Signal mit einer Frequenz erzeugt, die zweimal so groß ist wie
die Frequenz des Trägers,
der Träger
durch Frequenzteilung um ½ des
Signals mit der Frequenz erhalten wird, die zweimal so groß ist, wie
die Frequenz des Trägers,
und die Übertragungsdaten
orthogonal auf der Basis des Trägers
durch die Modulationseinrichtung moduliert werden, kann der Orthogonalträger, der
zum Modulieren von Übertragungsdaten
orthogonal erforderlich ist, mit Leichtigkeit zufriedenstellend
erzeugt werden.
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Ein Beispiel dafür wird anschließend mit
Hilfe von 5A und 5B erzeugt.
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5A zeigt
in Blockform ein Beispiel einer Schaltung einer vereinfachten Anordnung,
bei der die Halbierungsschaltung 58 und der 90°-Phasenschieber 59 als
einzelne Schaltung vereinfacht sind.
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Wie in 5A gezeigt
ist, bezeichnet das Bezugszeichen 201, einen Inverter,
der ein Eingangssignal invertiert. Die Bezugszeichen 202, 203 bezeichnen
Flipflops (FF1, FF2),
von den jedes eine Anfangsflanke des Eingangssignals ermittelt und
ein Ausgangssignal invertiert, jedes Mal dann, wenn dieses die Anfangsflanke
des Eingangssignals ermittelt.
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5B ist
ein Diagramm von Schwingungsformen, welche dieser Schaltung him
zugefügt
werden und welche von dieser Schaltung ausgegeben werden, die in 5A gezeigt ist. Zunächst wird
ein Signal mit einer Schwingungsform a in 5B dem Inverter 201 und dem
Flipflop (FF1) 202 zugeführt. Wie
in 5B gezeigt ist, gibt
der Inverter 201 eine Frequenz aus, deren Schwingungsform
in b gezeigt ist. Das Flipflop (FF1) 202 gibt
eine halbierte Schwingungsform c aus. Da die Schwingungsform b zum Flipflop
(FF2) 203 geliefert wird, gibt
das Flipflop (FF2) 203 eine Schwingungsform
d aus, welche aus dem Unterteilen der Schwingungsform b um eine
Hälfte
an dessen Anfangsflanke resultiert.
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Die Schwingungsformen c und d in 5B sind Frequenzen, die
die Hälfte
der Eingangsfrequenz sind und die eine Phasendifferenz von 90° dazwischen
haben. Außerdem
ist diese Phasendifferenz stabil. Verglichen mit einer Schaltung,
welche aus einer analogen Verzögerungsschaltung
oder dgl. besteht, ist beispielsweise gemäß der oben erwähnten Schaltung
eine Schwankung der Phasendifferenz aufgrund der Schwankung von
Temperatur oder dgl. vergleichsweise klein. Da das Signal mit der
Frequenz, die das zweifache der Frequenz des Trägers ist, zu einem ganzzahligen
Vielfachen von 100 kHz wird, kann der Takt, der Träger und
das lokale Signal einfach durch Verarbeitung auf der Basis des Oszillatorausgangssignals
des gemeinsamen Oszillators erzeugt werden.
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Der Übertrager gemäß der vorliegenden
Erfindung kann die Takte, die Träger
und die lokalen Signale auf der Basis des Oszillatorausgangssignals des
einzigen Oszillators erzeugen, wobei die Übertragungsverarbeitung und
die Empfangsverarbeitung zufriedenstellend auf der Basis des Oszillatorsausgangssignals
des einzigen Oszillators ausgeführt werden
können.
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Da das Zwischenfrequenzsignal, welches durch
den Frequenzumsetzer auf der Empfangsseite umgesetzt wurde, zur
Demodulatoreinrichtung über das
Filter geliefert wird, welches das Frequenzband extrahiert, welches
dieses Zwischenfrequenzsignals extrahiert, und das Frequenzsignal
des Zwischenfrequenzsignals höher
als ungefähr
20 MHz und weniger als ungefähr
18 MHz ausgebildet ist, wird es möglich, das Filter mit einer
relativ einfachen Anordnung zu verwenden.
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Wenn außerdem ein Keramikfilter wie
das oben erwähnte
Filter verwendet wird, ist es möglich, ein
Filter mit einer zufriedenstellenden Charakteristik zu verwenden.
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Obwohl ein bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung mit Hilfe der beiliegenden Zeichnungen beschrieben
wurde, soll es verstanden werden, das die Erfindung nicht auf diese
genaue Ausführungsform beschränkt ist
und dass verschiedene Änderungen und
Modi fikationen hier durch den Fachmann durchgeführt werden, ohne den Rahmen
der Erfindung, wie er in den angehängten Patentansprüchen definiert
ist, zu verlassen.