DE69635438T2

DE69635438T2 - Vorrichtung zum Digitalisieren eines elektromagnetischen Eingangssignals

Info

Publication number: DE69635438T2
Application number: DE69635438T
Authority: DE
Inventors: Carmine James Blairstown Pagano; Jack Chi-Chien Parsippany Wen
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1995-09-27
Filing date: 1996-09-17
Publication date: 2006-08-03
Anticipated expiration: 2016-09-18
Also published as: EP0766409A2; EP0766409A3; JPH09135188A; EP0766409B1; JP3168251B2; DE69635438D1; US5602847A

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenz- (HF-) Abwärtswandler, der sich zum Abwärtswandeln von elektromagnetischen Signalen innerhalb nicht-zusammenhängender Frequenzbänder eignet. Insbesondere betrifft die Erfindung einen HF-Abwärtswandler in Kombination mit einem Analog-Digital- (A/D-) Wandler, wobei die Kombination besonders nützlich für Funkkommunikationsanwendungen ist.
Hintergrund der Erfindung
In der Funkkommunikationsindustrie wird häufig einem bestimmten Diensteanbieter (service provider) eine Anzahl von zwei oder mehr nichtzusammenhängenden oder voneinander getrennten Frequenzbändern zugeteilt, die für die Funkübertragung und den Funkempfang von HF-Kommunikationskanälen dienen. Um die System-Hardwarekosten zu minimieren, obliegt es dem Anbieter, einen gemeinsamen Empfänger für gleichzeitigen Empfang und Verarbeitung von Signalen innerhalb der getrennten Frequenzbänder bereitzustellen. Je breiter aber der Abstand zwischen den Bändern ist, desto komplizierter wird typischerweise der Empfänger.
Wie in 1 gezeigt ist, besteht ein typisches Problem bei der Spektrum-Zuordnung darin, dass die getrennten Spektren einem bestimmten Diensteanbieter mit dazwischen liegenden variierenden Frequenzlücken zugeteilt werden können. In den Vereinigten Staaten hat ein Anbieter für das Band "A", der Frequenzkanäle innerhalb der dargestellten Bänder A, A' und A'' sendet und empfängt, eine 10 MHz betragende Diskontinuität (835-845 MHz) zwischen dem ersten Frequenzblock (den Bändern A und A'') und dem zweiten Frequenzblock (dem Band A'). Andererseits hat ein Anbieter mit dem Band "B", welcher die Frequenzbänder B und B' verwendet, lediglich eine Trennung von 1,5 MHz (445-446,5 MHz) zwischen den Bändern.
Bei digitalisierenden Empfangssystemen werden typischerweise A/D-Wandler eingesetzt, um die über die Kommunikationskanäle empfangenen, modulierten Analogsignale zu digitalisieren. Bei diesen Systemen ist der Schaltungsentwerfer aufgefordert, die gewünschten Frequenzbänder zu bedienen und gleichzeitig die Abtastrate des A/D-Wandlers zu minimieren, um dadurch die Datenmenge zu minimieren, die ein digitaler Signalprozessor (DSP) zu verarbeiten hat. Dies erlaubt außerdem die Verwendung von A/D-Wandlern mit geringerer Abtastrate, was einen positiven Einfluss auf Kosten und Leistungsfähigkeit hat. Gleichzeitig ist es wünschenswert, den zum Erzielen dieser Vorgabe aufzubringenden Hardwareaufwand zu minimieren.
Wenn die gewünschten Frequenzbänder durch eine kleine Frequenzlücke getrennt sind oder zusammenhängen, wäre die Erreichung des oben angegebenen Ziels relativ geradlinig, der A/D-Wandler müsste lediglich eine Abtastung von etwas mehr als dem Doppelten der Bandbreite der zusammengesetzten Frequenzbänder erreichen (d.h. etwas mehr als die Nyquist-Abtastrate für die zusammengesetzten Frequenzbänder). Wenn allerdings die gewünschten Frequenzbänder durch eine großen Lücke voneinander getrennt sind, muss der A/D-Wandler eine Abtastung bei ausreichend hoher Abtastrate vornehmen, so dass seine Nyquist-Bandbreite die beiden Frequenzbänder einschließlich der großen Lücke umfasst. Diese Vorgehensweise ist deshalb nicht effizient, weil der A/D-Wandler auch die nur nutzlose Information enthaltende Frequenzlücke abtastet. Deshalb ist es wünschenswert, die Lücke dadurch zu verkleinern, dass man die beiden nicht-zusammenhängenden Bänder näher zusammenrückt, demzufolge sie in eine kleinere Nyquist-Bandbreite passen. Die Nyquist-Bandbreite hat an sämtlichen Seiten der beiden nicht-zusammenhängenden Frequenzbänder eine gleich große Randzone, um Filter-Roll-offs und Interferenz aus dem Aliasing zu ermöglichen.
Üblicherweise wird die Frequenzlücke durch Einsatz einer Abwärtswandlerstufe für jedes der Frequenzbänder zum Herunterwandeln und zum Manipulieren der Lage jedes Frequenzbands bei Zwischenfrequenzen (ZF) derart verringert, dass die Frequenzbänder enger zusammen liegen. Für zwei Frequenzbänder, die eine Abwärtswandlung erforderlich machen, bedeutet dies stets ein Minimum von zwei Mischstufen (d.h. zwei Mischern und zwei Empfangsoszillatoren). Da Mischstufen üblicherweise einen beträchtlichen Bestandteil der Kosten eines Abwärtswandlers ausmachen, wäre es von Vorteil, eine Mischstufe zu erübrigen, wann immer dies möglich ist. Außerdem erzeugen mehrere Empfangsoszillatoren für den Entwurf und das Layout schwierigere Schaltungen aufgrund des Umstands, dass zusätzliche Sorgfalt dafür aufgebracht werden muss, die Empfangsoszillatorsignale abzuschirmen und zu trennen.
Wenn – alternativ – nur eine Mischstufe verwendet wird, werden getrennte A/D-Wandler zum Digitalisieren jedes der Frequenzbänder unabhängig voneinander benötigt. Das heißt: Die einzelne Mischstufe wird beide Frequenzbänder auf die ZF hinunterwandeln. Dann würde das ZF-Signal über zwei getrennte Wege geleitet, wobei jeder Weg eine Bandpassfilterung eines verschiedenen Frequenzbands vornimmt. Das Ausgangssignal jedes Wegs würde dann von getrennten A/D-Wandlern digitalisiert. Diese Vorgehensweise erfordert einen weiteren A/D-Wandler, was die Komplexität des Entwurfs ebenso wie die Kosten hoch treibt. Außerdem müssen Schritte unternommen werden, um eine angemessene Trennung der beiden A/D-Wandler zu erreichen, um deren störende Ausgangssignale zu berücksichtigen.
Im Stand der Technik ist eine Mehrband-Empfängerarchitektur gemäß US-Patent 5 323 391 beschrieben. Gemäß der Lehre dieser Druckschrift wird ein Breitbandsignal aus zwei oder mehr schmalbandigen Informationskanälen von einer einzigen Mischstufe bearbeitet, deren Ausgangssignal von einem einzelnen A/D-Wandler digitalisiert wird. Die zwei oder mehr Informationskanäle werden durch Fourier-Analyse des A/D-Digital-Ausgangssignals wiedergewonnen.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Erfindungsgemäß wird eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1 geschaffen. Gemäß der Erfindung wird weiterhin ein Funkkommunikationssystem gemäß Anspruch 11 geschaffen. Erfindungsgemäß wird weiterhin ein Verfahren nach Anspruch 16 geschaffen.
Kurz gesagt, wird in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ein System zum Digitalisieren eines elektromagnetischen HF-Eingangssignals mit Frequenzkomponenten innerhalb mindestens eines ersten und eines zweiten, voneinander getrennten Frequenzbands geschaffen. Das System enthält vorzugsweise eine Mischstufe zum Abwärtswandeln des HF-Eingangssignals in ein ZF-Signal, und ein erstes und ein zweite Bandpassfilter zum Durchlassen von ausschließlich Frequenzkomponenten des ZF-Signals, die im Wesentlichen innerhalb der untersetzten ersten und zweiten Frequenzbänder liegen. Dies führt zu einem gefilterten Signal mit einem Spektrum, welche Spektralkomponenten unterhalb eines vorbestimmten Leistungspegels innerhalb einer Frequenzlücke zwischen dem untersetzten ersten und zweiten Frequenzband enthält. Ein A/D-Wandler tastet das gefilterte Signal ab und liefert ein digitalisiertes Ausgangssignal mit einem periodischen überlappenden Spektrum.
Das periodische Spektrum enthält das Spektrum des gefilterten Signals bei dessen entsprechenden Frequenzen, einschließlich einer Kopie der Spektralkomponenten eines der Frequenzbänder, welche in der Frequenzlücke erscheint, welche durch die Filterung entstanden ist. Das kopierte Frequenzband innerhalb der Frequenzlücke kann dann digital zusammen mit dem anderen Frequenzband ohne Verlust an Signalinformation verarbeitet werden, weil es keine Interferenz seitens des gefilterten Teils des unerwünschten Spektrums gibt. Folglich lässt sich die Abtastung mit einer geringeren Rate durchführen, als dies im Stand der Technik möglich war, und dadurch wird die zu verarbeitende Datenmenge verringert.
Vorzugsweise liegt die verwendete Abtastrate bei weniger als dem Doppelten der Nyquist-Frequenz der zusammengesetzten Bandbreite, die sich von der untersten Frequenz des ersten Bands bis zur obersten Frequenz des zweiten Bands erstreckt. Mit dieser Vorgehensweise ist die Abtastrate nicht zu hoch für den Fall, dass zwischen den zwei getrennten Bändern eine starke Frequenzseparierung vorliegt, so dass ein einziger A/D-Wandler zum Abtasten des gefilterten Signals eingesetzt werden kann.
Insbesondere ist das System nützlich als Teil eines Empfängers in einem Funkkommunikationssystem, in welchem mehrere Frequenzkanäle innerhalb des ersten und des zweiten getrennten HF-Frequenzbands empfangen werden. In diesem Fall wird vorzugsweise eine einzelne Mischstufe dazu verwendet, die HF-Signale innerhalb der Kanäle auf einen vorbestimmten ZF-Bereich zu un tersetzen. Die ZF wird dann einer Bandpassfilterung bei den getrennten ZF-Frequenzbändern unterzogen, die zu den getrennten HF-Bändern gehören. Der A/D-Wandler wandelt die ZF dann in ein digitales Ausgangssignal mit dem gewünschten Spektrum um, um eine daran anschließende digitale Signalverarbeitung zum Extrahieren der zugehörigen Signalinformation der Kanäle zu ermöglichen. Folglich werden nur eine einzelne Mischstufe und ein A/D-Wandler verwendet, um die Signale innerhalb der getrennten Frequenzbänder zu untersetzen und zu digitalisieren und so einen deutlichen Vorteil gegenüber herkömmlichen Systemen zu erzielen, die mehrere Mischer und/oder A/D-Wandler besaßen.
KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
Zum umfassenden Verständnis der Erfindung wird auf deren beispielhafte Ausführungsform Bezug genommen, betrachtet im Verein mit den begleitenden Figuren, in denen gleiche Bezugszeichen gleiche Elemente und Merkmale bezeichnen. Es zeigen:
1 eine Darstellung typischer nicht-zusammenhängender Frequenzbänder, die bei der Funkkommunikation verwendet werden;
2 einen herkömmlichen Empfänger-Eingangsteil eines Funkkommunikationssystems;
3A ein ZF-Spektrum innerhalb des Systems der 2;
3B ein Digitalbereichs-Spektrum innerhalb des Systems nach 2;
4 eine Ausführungsform eines Empfangssystems gemäß der Erfindung;
5A ein ZF-Spektrum innerhalb des Systems nach 4;
5B ein Digitalbereichs-Spektrum innerhalb des Systems nach 4.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Um eine Grundlage für das Verständnis der Prinzipien der vorliegenden Erfindung zu schaffen, sei zunächst auf 2 Bezug genommen, die ein herkömmliches Empfangssystem 10 darstellt. Das System 10 ist vom Typ mit doppeltem Mischer und doppeltem A/D-Wandler und arbeitet beim vorliegenden Beispiel so, dass es die Frequenz der nicht-zusammenhängenden Bänder A, A' und A'' trennt und digitalisiert, wie es oben in Verbindung mit 1 erläutert wurde.
In dem Empfangssystem 10 empfängt eine Antenne 12 die modulierten HF-Signale des gesamten Spektrums von 824–849 MHz, welches die Bänder A und B beinhaltet. Signale außerhalb dieses Spektrums werden zunächst von einem Fünf-Pol-Bandpassfilter 13 gefiltert, dann durch einen ersten rauscharmen Verstärker (LNA) 14 verstärkt und erneut durch ein Drei-Pol-Bandpassfilter 15 gefiltert. Die Verwendung der beiden Filter 13 und 15 sorgt für eine Gesamt-Filterantwort mit einer scharten Filterkante an den gewünschten Bandrändern. Das doppelt gefilterte Spektrum wird erneut von einem LNA 16 verstärkt und von einem Aufteiler 18 zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen 17 und 19 aufgeteilt. Die verbundenen Spektren A und A'', die im Folgenden als A-A''-Spektrum bezeichnet werden, werden durch Verwendung eines Mischers 20 in Verbindung mit einem Überlagerungsoszillator 22 getrennt, wobei das gesamte Spektrum von 824-849 MHz in ein entsprechendes ZF-Spektrum untersetzt wird und anschließend das ZF-Spektrum, welches zu den A-A''-Bändern gehört, mit einem Bandpassfilter 24 einer Bandpassfilterung unterzogen wird. Der ZF-Verstärker 26 verstärkt das gefilterte ZF-Spektrum A-A'', und das verstärkte Ausgangssignal wird an einen A/D-Wandler 28 gegeben, wo es mit einer Abtastfrequenz (Rate) von f_SA MHz abgetastet wird.
In dem anderen Pfad wird das Spektrum A' in analoger Weise durch einen Mischer 30, einen Empfangsoszillator 32 und ein Bandpassfilter 34 mit einem Durchlassband entsprechend dem Bandbereich A' des untersetzten IF-Spektrums umgewandelt. Das gefilterte ZF-Spektrum A' wird in ähnlicher Weise von einem LNA 36 verstärkt und an einen zweiten A/D-Wandler 38 gegeben, der bei einer Abtastrate von f_SA' MHz arbeitet. Da das Frequenzband A' viel schmaler ist als das Band A-A'', kann die Abtastrate f_SA' niedriger sein als die Abtastrate f_SA des Bandes A-A''.
Die Frequenzbänder B und B' können in analoger Weise unter Verwendung des in 2 gezeigten Systems in Abwärtsrichtung umgesetzt, getrennt und digitalisiert werden. in diesem Fall sind die Bandpassfilter 24 und 34 mit Durchlassbändern ausgestattet, die den untersetzten Spektren B und B' entsprechen, oder umgekehrt. Weil die Lücke zwischen den Spektren B und B' relativ schmal ist, kann alternativ lediglich ein Mischer, ein A/D-Wandler usw. verwendet werden, woraufhin die unerwünschten Lücken-Frequenzen digitalisiert würden, später jedoch durch nachfolgende digitale Signalbearbeitungen ignoriert würden.
Nunmehr auf 3A Bezug nehmend, ist dort ein beispielhaftes ZF-Spektrum A-A'' dargestellt, welches durch das Bandpassfilter 24 gelaufen ist. Das Durchlassbandspektrum erstreckt sich von 16 MHz bis 27 MHz, wobei das Spektrum außerhalb des Durchlassbands auf jeder Seite allmählich bis zu einigen MHz auf –80 dB abnimmt. Wenn dieses ZF-Spektrum von dem A/D-Wandler 28 bei einer beispielhaften Abtastrate f_SA = 30, 72 MHz (was mehr als das Doppelte der Signalbandbreite von 11 MHz ist) abgetastet wird, ergibt sich das Digitalbereichspektrum gemäß 3B. (Wenn hier auf den Digitalbereich Bezug genommen wird, bedeutet dies eine Bezugnahme auf das Frequenzspektrum einer von einem A/D-Wandler abgetasteten Ausgangswellenform). Man sieht, dass das ZF-Spektrum nach 3A sich periodisch in 3B wiederholt bei Frequenzintervallen, die der Abtastrate entsprechen. Darüber hinaus erscheinen Spiegelbilder des Eingangsspektrums zwischen diesen periodischen Spektren. Die sich verändernde (nicht gezeigte) Amplitude der Frequenzkomponenten innerhalb der gewünschten Spektren A-A'' wird ebenfalls periodisch verdoppelt. Die spektrale Dichte des A/D-Eingangssignals erscheint bei den gleichen Frequenzen im Digitalbereich, beispielsweise 16–27 MHz bei dem vorliegenden Beispiel. Nimmt man dieses ZF-Band als Bezugswert, so dreht oder "faltet" sich das Spektrum um Vielfache der halben Abtastfrequenz f_SA', was zu Faltungen bei 0 Hz, bei 15,36 MHz, bei 30,72 MHz usw. führt.
Die Periodizität der spektralen Dichte im Digitalbereich ist eine grundlegende Eigenschaft abgetasteter Wellenformen, die sich durch Berechnen der Fourier-Transformation aus der zeitlich abgetasteten Wellenform vorhersagen lässt. Je höher die Abtastrate ist, desto breiter wird die Trennung zwischen den periodischen Wellenformen. Wenn andererseits die Wellenform mit einer Rate von weniger als dem Doppelten ihrer Signalbandbreite (der Nyquist-Bandbreite) abgetastet wird, kommt es zu einer unerwünschten Überlappung zwischen den benachbarten periodischen Spektren – ein als Aliasing bekanntes Phänomen. In 3B ist die Abtastrate derart gewählt, dass es keine Überlappung zwischen Band "B" und dem Band A-A'' gibt. Die digitale Signalverarbeitung des Bands A-A'' lässt sich dann unter Ausnehmung des B-Bands bei Frequenzen von 3,72–14,72 MHz vornehmen. Am unteren Ende dieses Bereichs lassen sich die Frequenzen des A-Bands ohne Interferenz von Signalen außerhalb des Bands A-A'' von mehr als –80 dB in Bezug auf den Durchlassbandpegel verarbeiten. Am oberen Ende dieses Bereichs – d.h. zwischen den Punkten P1 und P2 – ist der Interferenzpegel von Signalen außerhalb des Durchlassbands größer als –80 dB. Solange dieser Interferenzpegel nicht übermäßig hindernd groß wird, kann immer noch eine angemessene digitale Signalverarbeitung vorgenommen werden. Ansonsten kommt es zu einem Verlust an Information. Man sieht also, dass sowohl die Abtastrate als auch das ZF-Band im Stand der Technik passend gewählt werden müssen, um einen Informationsverlust aufgrund von Aliasing zu vermeiden.
Erneut auf 2 Bezug nehmend, geschieht das Mischen und Filtern in dem anderen elektrischen Weg zwecks Erzeugung eines die Signale des Bands A' enthaltenden gefilterten ZF-Signals. Die Abtastrate des A/D-Wandlers 38 wird so gewählt, dass in ähnlicher Weise, wie es gerade für das Band A-A'' beschrieben wurde, ein Informationsverlust vermieden wird.
In 4 ist ein Blockdiagramm eines Empfänger-Eingangsteils 40 gemäß der Erfindung dargestellt. Das Empfänger-Eingangsteil 40 verwendet einen einzelnen Mischer 42 und einen einzelnen A/D-Wandler 60, um die Information innerhalb zweier nicht-zusammenhängender Frequenzbänder einzufangen und zu digitalisieren. Während das Empfänger-Eingangsteil 40 so geschrieben wird, dass es eine Untersetzung und Digitalisierung der nicht-zusammenhängenden, oben angesprochenen Frequenzbänder A-A'' und A' vornimmt, versteht sich, dass andere nicht-zusammenhängende Frequenzbänder in ähnlicher Weise untersetzt und digitalisiert werden können, so dass die Erfindung nicht auf diese Bänder beschränkt ist.
Eine Antenne 12 empfängt die Signale innerhalb des Bands von 824-849 MHz und liefert ein Frequenzmultiplexsignal S_m an den Eingang eines Fünf-Pol-Bandpassfilters 13. Die Signale innerhalb der getrennten Frequenzbänder A-A'' und A' können modulierte HF-Signale von einer Mehrzahl von Frequenzkanälen sein, die innerhalb jedes Bands um 30 KHz beabstandet sind. Jedes einzelne der modulierten HF-Signale kann aus einem Funkterminal stammen. Jeder der 30 KHz des Spektrums bewegenden Frequenzkanäle kann seinerseits wiederum mehrere Teilkanäle im Zeitmultiplexformat (TDMA) beinhalten. Mögliche Modulationsschemata beinhalten eine analoge Modulation, beispielsweise Frequenzmodulation (FM) sowie digitale Methoden wie die Phasenumtastung (PSK) oder die Frequenzumtastung (FSK).
Da die Bandpassfilter 13 und 14 Durchlassbänder haben, die dem zusammengesetzten Frequenzbereich von 824 bis 849 MHz entsprechen, werden die Bänder A-A''; A'; B und B' des Signals S_m durchgelassen und von den LNAs 14 und 16 verstärkt. Das HF-Ausgangssignal des LNA 16 wird dann mit Hilfe des Mischers 422 und des synthetisierten Empfangsoszillators 44 untersetzt. Wenn z.B. die Empfangsoszillatorfrequenz 803 MHz beträgt, wird das HF-Spektrum von 894 bis 849 MHz umgesetzt in ein ZF-Band von 21–46 MHz. Das ZF-Ausgangssignal des Mischers 42 wird dann von dem rauscharmen ZF-Verstärker 46 verstärkt, und die Frequenzen oberhalb von 46 MHz werden von dem Tiefpassfilter 48 gedämpft. Ein Leistungsaufteiler 49 teilt dann das einer Tiefpassfilterung unterzogene ZF-Signal zwischen den Ausgangsanschlüssen 51 und 59 auf. Mit dem Ausgangsanschluss 51 ist ein Bandpassfilter 54 gekoppelt, dessen Durchlassband dem untersetzten Frequenzbereich des Bands A-A'' entspricht – im vorliegenden Beispiel 21,0 bis 32,0 MHz. Im anderen Pfad ist ein weiteres Bandpassfilter 56 an den Ausgangsanschluss 53 gekoppelt, sein Durchlassband entspricht dem untersetzten Frequenzbereich des Bands A', im vorliegenden Beispiel 42,0 bis 43,5 MHz. Die gefilterten Ausgangssignale der Bandpassfilter 54 und 56 werden von dem Leistungskombinierer 58 kombiniert und dann von einem weiteren ZF-Verstärker 59 verstärkt, um ein A/D-Eingangssignal S1 zu erzeugen. Das Signal S1 wird von dem A/D-Wandler 60 abgetastet, welcher mit einer Abtastrate von f_ss MHz arbeitet.
Das Spektrum des A/D-Eingangssignals 51 ist in 5A dargestellt. Wie man sieht, werden Frequenzen außerhalb der beiden Durchlassbänder auf –80 dB re lativ zur Signalleistung innerhalb des Durchlassbands gedämpft. Die –80 dB betragenden Pegel werden mehrere MHz entfernt von jeder Seite der Durchlassbandkanten erreicht, bedingt durch die nicht-ideale Kennlinie der Bandpassfilter 54 und 56. Die Filterantworten sind derart beschaffen, dass der Mittelbereich des untersetzten B-Bands – zwischen 36,4–38,1 MHz im dargestellten Beispiel – um mehr als 80 dB gedämpft ist. Durch starkes Dämpfen der Signale innerhalb dieser zentralen Zone der Trennung zwischen den gewünschten Spektren A-A'' und A' wird die A/D-Umwandlung der getrennten Spektren A-A'' und A' mit einer Abtastrate möglich, die weniger als das Doppelte der gesamten Signalbreite des zusammengesetzten Spektrums beträgt. Das heißt, es ist eine Abtastung bei einer Rate von weniger als 2 × (43,5 – 21 MHz) = 45 MHz möglich. (In der Praxis würde bei herkömmlichen Verfahren eine Abtastrate von mindestens 10% oberhalb der doppelten Signalbandbreite verwendet.) Die zur Erzielung dieser niedrigeren Abtastrate eingesetzte Methode wird im Folgenden näher erläutert.
Man erkennt, dass das in 5A dargestellte Spektrum lediglich die Bandpassfilterantwort wiedergibt, die tatsächliche Signalleistung innerhalb und außerhalb der beiden Durchlassbänder schwankt abhängig von den Trägersignalleistungen und der Modulation der ursprünglich empfangenen HF-Signale. Folglich wurden die Durchlassbandfrequenzen, die einer Leistung von 0 dB auf der Ordinate entsprechen, in den Bandpassfiltern um 0 dB gedämpft (normiert um einen vorbestimmten Referenzwert), wohingegen die Frequenzen, die –80 dB entsprechen, in den Filtern um 80 dB gedämpft wurden (normiert auf den gleichen Referenzwert). Anders ausgedrückt: Das dargestellte Leistungsspektrum des Signals S1 wäre eine vollständig exakte Darstellung, wenn die entsprechende HF-Leistung bei gleichmäßigen Leistungspegeln im Gesamtspektrum empfangen würde.
Nunmehr auf 5B Bezug nehmend, ist dort ein beispielhaftes Spektrum eines periodisch abgetasteten Ausgangssignals S_out des A/D-Wandlers 60 dargestellt. Das dargestellte Spektrum ist das Digitalbereichsspektrum, welches sich aus dem ZF-Spektrum nach 5A ergibt, wenn dieses mit einer beispielhaften Abtastrate f_SS von 40 MHz abgetastet wird. Diese Abtastrate beträgt weniger als die doppelte Bandbreite zwischen den Extrema der gewünschten nicht-zusammenhängenden Frequenzbänder A-A'' und A'. Aufgrund der jüngsten Fortschritte auf dem Gebiet der A/D-Wandlerschaltungen sind derzeit von verschiedenen Herstellern A/D- Wandler verfügbar, die mit einer Rate von 40 MHz abtasten können und einen ausreichend großen dynamischen Bereich für diese Anwendung besitzen.
Wie oben in Verbindung mit den herkömmlichen Systemen erläutert wurde, erscheinen im digitalen Frequenzbereich des A/D-Eingangsspektrums die gleichen Frequenzen, die angelegt wurden. Darüber hinaus dreht oder faltet sich das Spektrum periodisch um sich selbst bei Mehrfachen der halben Abtastfrequenz oder f_SS/2, was eine Faltung um 0 Hz beinhaltet. Die Wahl von f_SS = 4 MHz führt folglich zu einer Drehung oder Faltung des Spektrums um 0 Hz, 20 MHz, 40 MHz und so fort. Betrachtet man für den Augenblick lediglich die Faltung um 20 MHz, so, als gäbe es die zusätzliche Faltung um 0 Hz nicht, so ergäbe sich eine Frequenzlücke bei etwa 1,9–3,6 MHz, wobei diese Lücke dem gedämpften zentralen Bereich des unerwünschten B-Bands entspräche. Das heißt: Die Frequenzlücke zwischen 1,9–3,6 MHz ist eine Spiegelbildkopie der Frequenzlücke zwischen 36,4–38,1 MHz. Aufgrund der Faltung um 0 Hz allerdings erscheint das Spektrum A' innerhalb des Frequenzbereichs von 2,0–3,5 MHz innerhalb der Spiegelbild-Frequenzlücke, wobei es sich um das gewünschte Ergebnis handelt. Anschließend kann eine digitale Signalverarbeitung der Bänder A' und A-A'' von dem digitalen Signalprozessor (DSP) 62 (in 4 dargestellt) ohne Verlust an Signalinformation stattfinden. Ansonsten wäre es zu einem Informationsverlust des Signals im Band A' gekommen, verursacht durch das Vorhandensein des Bands B, hätte es nicht die Erzeugung der Frequenzlückenkopie von 1,9–3,6 MHz gegeben.
Es sei angemerkt, dass die gerade beschriebene Frequenzlücke zwischen 1,9–3,6 MHz ein beliebiger Wert ist, welcher der Zone entspricht, die um mehr als 80 dB innerhalb der Bandpassfilter gedämpft wurde. Während in der Praxis ein Pegel von –80 dB ausreichend niedrig ist, um Störungen in den gewünschten Signalen zu vermeiden, versteht sich, dass man auch höhere oder niedrigere Schwellenwerte verwenden kann, abhängig vom Anwendungsfall. Eine Schwankung dieser Schwellenwerte hat direkten abträglichen Einfluss auf die Breite der angenommenen Frequenzlücke zwischen den gefilterten, nichtzusammenhängenden Spektren (für eine gegebene Filterantwort). Ein zu berücksichtigender Faktor bei der Auswahl des Schwellenwerts ist der dynamische Bereich der Kanal-abhängigen Signale innerhalb der Bänder. Wenn beispielsweise etwas von den Signalen des Bands B bei viel höheren Leistungspegeln als denen der Signale im Band A' empfangen wird, kann es zu einer Interferenz innerhalb des Bereichs von 2–3,5 MHz kommen, wenn der Schwellenwert nicht niedrig genug angesetzt ist, um diese Leistungspegelschwankung zu berücksichtigen.
Als Konsequenz der Tatsache, dass die Bänder A' und A-A'' im dargestellten Beispiel zwischen dem Bereich von 2–19 MHz enger zusammenliegen, kann eine digitale Signalverarbeitung innerhalb des DSB 62 in diesem Frequenzbereich stattfinden, um die individuellen Basisbandsignale der Bänder A' und A-A'' zu extrahieren. Diese Verarbeitung ignoriert unerwünschte Signalinformation, die von den Frequenzen zwischen 3,5–8,0 MHz entsprechend den Bändern B und B' getragen wird. Während die digitale Signalverarbeitung vorzugsweise bei den niedrigstmöglichen Frequenzen zum Extrahieren der gewünschten Signale erfolgt, versteht sich, dass alternativ auch bei höheren Frequenzen gearbeitet werden könnte, um dieselbe Information zu extrahieren, so z.B. hier zwischen 21–38 MHz. In jedem Fall sind im Stand der Technik geeignete digitale Signalprozessoren bekannt, die als DSB 62 dazu eingesetzt werden können, die Basisbandsignale mehrerer 30 KHz breiter Frequenzkanäle innerhalb der getrennten Bänder wiederzugewinnen. Beispielsweise offenbart das US-Patent 5 289 464 von R. Wang der vorliegenden Anmelderin, dessen Gegenstand hier durch Bezugnahme inkorporiert ist, einen digitalen Signalprozessor, der zur Verwendung als DSP 62 angepasst werden kann. Der in jenem Patent offenbarte digitale Signalprozessor besteht aus einem Frequenzbank-Analysator, welcher das von einem A/D-Wandler ausgegebene digitale Signal exponenziell moduliert, das Signal anschließend einer Tiefpassfilterung unterzieht und derart dezimiert, dass mehrere komplexe Signale entstehen, von denen jedes einem speziellen Kanal entspricht, übertragen von einem individuellen mobilen Endgerät.
Immer noch auf 5B Bezug nehmend, erkennt man, dass als ein Ergebnis der Faltung um 20 MHz die Digitalbereichssignale des Bands A-A'' zwischen 8–19 MHz als Spiegelbild der originalen Signale des Bands A-A'' erscheinen und als Spiegelbilder digital verarbeitet werden können. Im Digitalbereich befinden sich also die Signale des Abschnitts A'' am oberen Ende des Bereichs von 8–19 MHz, wohingegen sie ursprünglich am unteren Ende des 824–835 MHz betragenden Bands A-A'' gelegen waren. Spiegelbilder stellen bei der digitalen Verarbeitung dieser Signale deshalb kein Problem dar, weil sie sich einfach im Digitalbereich zur Erzeugung des gewünschten Ausgangssignals manipulieren lassen. Bei der zweiten Faltung um 0 Hz erscheinen die Spektralkomponenten des Bands A' zwischen 2–3,5 MHz in ihren originalen Relativpositionen und werden auf diese Weise verarbeitet.
Durch ausreichendes Filtern des Spektrums zwischen zwei nichtzusammenhängenden Frequenzbändern und durch Digitalisieren des resultierenden, einer Bandpassfilterung unterzogenen Signals mit einer Abtastfrequenz f_SS von weniger als der doppelten Nyquist-Rate für den zusammengesetzten Frequenzbandbereich lässt sich die gewünschte Signalinformation innerhalb der getrennten Bänder extrahieren. Die Abtastfrequenz f_SS muss derart gewählt sein, dass eines der getrennten Spektren im Digitalbereich innerhalb der Frequenzlücke liegt, die durch Ausfiltern des Spektrums zwischen den nicht-zusammenhängenden Bändern erzeugt wird. Folglich müssen die Abtastfrequenz f_SS und die ZF-Bänder in Bezug aufeinander zur Erzielung dieses Ergebnisses gewählt werden.
Ein weiterer Faktor, welcher zu berücksichtigen ist bei der Auswahl des ZF-Bands und der zu verwendenden Abtastrate ist die Interferenz aufgrund von Aliasing, die durch die Signale außerhalb der Durchlassbänder der Bandpassfilter zustande kommt. In 5B erscheinen die HF-Signale, die ursprünglich direkt unterhalb der Frequenz des Bands A'' von 824–825 MHz gelegen waren, jetzt zwischen den Punkten P3 und P4 im digitalen Bereich. Beim vorliegenden Beispiel werden die Leistungspegel der ursprünglich bei diesen niedrigeren Frequenzen empfangenen HF-Signale wesentlich gedämpft durch die scharfe Kennlinienflanke der Bandpassfilter 13, 14, 54 (vergleiche 4). Deshalb geht keine Signalinformation der Bänder A'' und A durch Interferenz verloren. In der Praxis lassen sich die HF-Signale direkt außerhalb der interessierenden Durchlassbänder zusätzlich dämpfen, um eine Aliasing-Interferenz zu reduzieren, indem ein oder mehrere (nicht gezeigte) Kerbfilter eingesetzt werden, um die unerwünschten Signale herauszufiltern.
Erneut auf 4 Bezug nehmend, erkennt man, dass das Empfänger-Eingangsende 40 leicht modifiziert werden kann, um lediglich Signale des Bands B und B' zu untersetzen und zu digitalisieren, falls dies erwünscht ist. Eine solche Modifizierung kann folgende Maßnahme beinhalten: 1) Verwendung einer Oszillatorfrequenz von 812 MHz in dem Empfangsoszillator 44 anstelle von 803 MHz; 2) Ersetzen des A-A''-Bandpassfilters 54 durch ein B-Band-Bandpassfilter mit einem Durchlassband von 23–33 MHz; und 3) Ersetzen des A'-Bandpassfilters 56 durch ein B'-Band-Bandpassfilter mit einem Durchlassband von 34,5–37 MHz. Unter Verwendung der gleichen Abtastrate f_SS von 40 MHz im A/D-Wandler 60 kann dann die digitale Signalverarbeitung im DSP 62 der Signale des Bands B' und des Bands B zwischen 3–17 MHz stattfinden. Das heißt: Im Digitalbereich würden die Signale des Bands B' zwischen 3–5,5 MHz liegen, und die Signale des Bands B würden zwischen 7–17 MHz liegen. Es sei angemerkt, dass, weil B und B' nahe nebeneinander liegen, letztere Vorgehensweise in dem Sinn konventionell ist, dass sowohl das Spektrum B als auch das Spektrum B' in die Nyquist-Bandbreite des zusammengesetzten Spektrums passen.
Man sieht, dass die hier beschriebenen Ausführungsformen lediglich beispielhaft sind und dass der Fachmann zahlreiche Modifikationen und Abwandlungen der offenbarten Ausführungsformen vornehmen kann, ohne vom Grundgedanken und vom Schutzumfang der Erfindung abzuweichen. Während hier die Ausführungsbeispiele speziell unter Bezugnahme auf nicht-zusammenhängende Frequenzbänder erläutert wurden, die innerhalb der Standard-Spektren von Mobiltelefonen liegen, ist die Erfindung gleichermaßen anwendbar auf die Digitalisierung von Signalen anderer nicht-zusammenhängender Frequenzbänder. Ein besonderes Beispiel stellen die Spektren der neuen Personal Communications Systems (PCS) dar. Obwohl die PCS-Frequenzbänder zusammenhängen, kann ein Anbieter möglicherweise ein oder mehrere getrennte Bänder benutzen oder besitzen. In diesem Fall kann der Anbieter eine gleichzeitige Verarbeitung von zwei oder mehr Bändern mit einem gemeinsamen Empfänger wünschen, um Infrastrukturkosten einzusparen. Wird ein digitalisierender Empfänger eingesetzt, so bietet die vorliegende Erfindung diese Möglichkeit mit geringerem Kostenaufwand deshalb, weil eine zusätzliche Untersetzungsstufe nicht erforderlich ist. Ein weiteres Beispiel für die Anwendung der vorliegenden Erfindung ist das Spektrum des Global Station Management (GSM).
Sämtliche derartige Abwandlungen und Modifikationen der offenbarten Ausführungsbeispiele sollen im Schutzumfang der Erfindung liegen, wie er durch die beigefügten Ansprüche definiert ist.

Claims

Vorrichtung zum Digitalisieren eines elektromagnetischen Eingangssignals mit Frequenzkomponenten innerhalb von mindestens einem ersten und einem zweiten, von dem ersten gesonderten Frequenzband, umfassend: eine Filterschaltungsanordnung (54, 56) zum Durchlassen besonderer Frequenzkomponenten des Eingangssignals; und einen Analog-Digital-(A/D-) Wandler (60) zum Abtasten des gefilterten Signals, dadurch gekennzeichnet, dass die Filterschaltung so arbeitet, dass sie nur Frequenzkomponenten des Eingangssignals durchlässt, die im wesentlichen in das erste und das zweite Frequenzband fallen, um ein gefiltertes Signal zu bilden, dessen Spektrum Spektralkomponenten unterhalb eines vorbestimmten Leistungspegels innerhalb einer Frequenzlücke zwischen dem ersten und dem zweiten Frequenzband enthält; und der A/D-Wandler so arbeitet, dass er das gefilterte Signal mit einer Abtastrate abtastet, die ausreicht, um ein digitalisiertes Ausgangssignal mit einem Frequenzspektrum zu erhalten, welches Spektralkomponenten des gefilterten Signals bei diesen entsprechenden Frequenzen enthält, und die Abtastrate weiter so ausgewählt ist, dass innerhalb der Frequenzlücke eine Kopie der Spektralkomponenten von einem der Frequenzbänder erscheint.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der das erste Frequenzband niedriger ist als das zweite Frequenzband und die Abtastrate niedriger ist als die Nyquist-Abtastrate für eine Zusammensetzung des ersten und des zweiten Frequenzbands, wobei die Nyquist-Abtastrate definiert ist als die doppelte Bandbreite, die sich durchgehend von einer untersten Frequenz des ersten Frequenzbands bis hin zu der höchsten Frequenz des zweiten Frequenzbands erstreckt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Filterschaltungsanordnung aufweist: einen Leistungsteiler (340) zum Auftrennen des Eingangssignals zwischen seinem ersten und seinem zweiten Ausgangsanschluss; ein erstes und ein zweites Bandpassfilter (54, 56), die an den ersten bzw. den zweiten Ausgangsanschluss angeschlossen sind, um im wesentlichen nur Signale des ersten bzw. des zweiten Frequenzbands durchlassen, wobei jedes Bandpassfilter ein gefiltertes Ausgangssignal liefert; und einen Leistungskombinierer (58) zum Kombinieren des gefilterten Ausgangssignals des ersten und des zweiten Bandpassfilters, um das gefilterte Signal zu liefern.
Vorrichtung nach Anspruch 3, weiterhin umfassend einen einzelnen Mischer (42) zum Heruntersetzen eines HF-Signals mit Frequenzkomponenten innerhalb zumindest zweier nicht kontinuierlicher HF-Frequenzbänder, um ein ZF-Signal mit Frequenzkomponenten innerhalb von mindestens zwei zugehörigen nicht kontinuierlichen ZF-Frequenzbändern zu erzeugen, wobei das elektromagnetische Ausgangssignal das ZF-Signal umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 4, weiterhin umfassend einen ZF-Verstärker (53), der zwischen dem Leistungskombinierer und dem A/D-Wandler liegt, um das gefilterte Signal vor dessen Digitalisierung zu verstärken.
Vorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin umfassend in Kombination mit der Vorrichtung: einen digitalen Signalprozessor (62) zum Verarbeiten des digitalisierten Ausgangssignals, um Basisbandsignal des ersten und des zweiten Frequenzbands ohne wesentlichen Verlust an Signalinformation zu extrahieren, welcher ansonsten durch Interferenz mit Signalen außerhalb des ersten und des zweiten Frequenzbands verursacht würde.
Vorrichtung nach Anspruch 6, bei der der vorbestimmte Leistungspegel bei etwa –80 dB in Bezug auf Leistungspegel von Frequenzkomponenten innerhalb des ersten und des zweiten Frequenzbands liegt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der A/D-Wandler betreibbar ist, um das gefilterte Signal mit einer Abtastrate von f_SS MHz abzutasten, wobei das Fregenzspektrum des digitalisierten Ausgangssignals ein periodisches Spektrum beinhaltet, welches sich alle f_SS MHz wiederholt, und außerdem das erste Frequenzband niedriger als das zweite Frequenzband ist und das Frequenzspektrum des digitalisierten Ausgangssignals beinhaltet: eine Spiegelbildkopie von Spektralkomponenten des zweiten Frequenzbands, die innerhalb der Frequenzlücke erscheint; eine Spiegelbildkopie von Spektralkomponenten des ersten Frequenzbands, die über einem dritten Frequenzband erscheint, welches unterhalb des ersten Frequenzbands liegt; und eine Kopie von Spektralkomponenten des zweiten Frequenzbands, die über einem vierten Frequenzband liegt, welches unterhalb des dritten Frequenzbereichs liegt, und wobei das vierte Frequenzband innerhalb einer Kopie der Frequenzlücke erscheint.
Vorrichtung nach Anspruch 8, weiterhin umfassend in Kombination mit der Vorrichtung: einen digitalen Signalprozessor (62) zum Verarbeiten des digitalisierten Ausgangssignals, um Basisbandsignale des ersten und des zweiten Frequenzbands ohne nennenswerten Verlust an Signalinformation zu extrahieren, die ansonsten durch Interferenz mit Signalen außerhalb des ersten und des zweiten Frequenzbands hervorgerufen würde, wobei die Verarbeitung über dem dritten und dem vierten Frequenzband erfolgt.
Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der das erste Frequenzband von etwa 21–32 MHz reicht, das zweite Frequenzband von etwa 42–43,5 MHz reicht und f_SS etwa 40 MHz beträgt.
Funkkommunikationssystem mit einer Antenne (12), die betreibbar ist, um eine Mehrzahl von modulierten Funkfrequenzsignalen (HF-Signalen) einer entsprechenden Mehrzahl unterschiedlicher Frequenzkanäle innerhalb mindestens eines ersten und eines zweiten, von dem ersten getrennten HF-Frequenzbands zu empfangen, wobei die Antenne betreibbar ist, die HF-Signale zu kombinieren und ein Frequenzmultiplex-Eingangssignal zu liefern, und mit einer Empfangsvorrichtung zum Heruntersetzen und Digitalisieren des Frequenzmultiplex-Eingangssignals, wobei die Empfangsvorrichtung aufweist: einen einzelnen untersetzenden Mischer (42) zum Umsetzen von Frequenzkomponenten des Eingangssignals in entsprechende Zwischenfrequenz-(ZF-) Komponenten, um dadurch ein ZF-Signal mit einem ersten und einem zweiten, von dem ersten getrennten ZF-Band zu erzeugen, die zu dem ersten bzw. dem zweiten HF-Frequenzband gehören; eine Filterschaltungsanordnung (54, 56) zum Durchlassen besonderer Frequenzkomponenten des ZF-Signals; und einen Analog-Digital-(A/D-) Wandler (60) zum Abtasten des gefilterten ZF-Signals, dadurch gekennzeichnet, dass die Filterschaltung so arbeitet, dass sie lediglich Frequenzkomponenten des ZF-Signals durchlässt, die im wesentlichen innerhalb des ersten und des zweiten Frequenzbands liegen, um ein gefiltertes ZF-Signal mit einem Spektrum zu erhalten, welches Spektralkomponenten unterhalb eines vorbestimmten Leistungspegels innerhalb einer Frequenzlücke zwischen dem ersten und dem zweiten ZF-Frequenzband enthält; und der A/D-Wandler so arbeitet, dass er das gefilterte ZF-Signal mit einer Abtastrate abtastet, die ausreicht, um ein digitalisiertes Ausgangssignal mit einem Frequenzspektrum zu erhalten, welches entsprechende Spektralkomponenten des gefilterten Signals enthält, wobei die Abtastrate außerdem so gewählt ist, dass eine Kopie von Spektralkomponenten eines der ZF-Frequenzbänder innerhalb der Frequenzlücke erscheint.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 11, bei der das erste Frequenzband niedriger liegt als das zweite Frequenzband, wobei die Empfangsvorrichtung außerdem enthält: ein Fünfpol-Bandpassfilter (13), das mit der Antenne gekoppelt ist, ein Durchlassband entsprechend etwa einer zusammengesetzten Bandbreite aus dem ersten und dem zweiten Frequenzband besitzt, wobei die zusammengesetzte Bandbreite sich von einer niedrigsten Frequenz des ersten Bands hin zu einer höchsten Frequenz des zweiten Bands erstreckt, und wobei das Fünfpol-Bandpassfilter so betreibbar ist, dass es das Frequenzmultiplex-Eingangssignal zur Bildung eines gefilterten Eingangssignals filtert; einen ersten rauscharmen Verstärker (LNA) (14) zum Verstärken des gefilterten Eingangssignals, um ein verstärktes gefiltertes Eingangssignal zu erhalten; ein Dreipol-Bandpassfilter (15), welches zwischen den LNA und den Mischer geschaltet ist, und welches ein Durchlassband entsprechend im wesentlichen dem zusammengesetzten Frequenzband besitzt; einen zweiten LNA (16), der zwischen dem Dreipol-Bandpassfilter und dem Mischer liegt; einen ZF-Verstärker (46), der zwischen dem Mischer und Filterschaltungsanordnung liegt; und ein Tiefpassfilter (48), welches zwischen dem ZF-Verstärker und der Filterschaltungsanordnung liegt, um Frequenzen oberhalb des ersten und des zweiten ZF-Frequenzbands zu dämpfen.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 11, bei der die Filterschaltungsanordnung aufweist: einen Leistungsteiler (49) zum Auftrennen des ZF-Eingangssignals zwischen seinem ersten und seinem zweiten Ausgangsanschluss; ein erstes und zweites Bandpassfilter (54, 56), die an den ersten bzw. den zweiten Ausgangsanschluss gekoppelt sind, um im wesentlichen nur Signale des ersten bzw. des zweiten ZF-Frequenzbands durchzulassen, wobei jedes Bandpassfilter ein gefiltertes Ausgangssignal liefert; und einen Leistungskombinierer (58) zum Kombinieren des gefilterten Ausgangssignals aus dem ersten und dem zweiten Bandpassfilter, um das gefilterte ZF-Signal zu liefern.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 13, weiterhin umfassend einen Empfangsoszillator (44) zum Bereitstellen eines Empfangs-Schwingungssignals für den Mischer zwecks Mischung mit dem Eingangs-HF-Signal, um das ZF-Signal zu erzeugen; und einen ZF-Verstärker (59), der zwischen dem Leistungskombinierer und dem A/D-Wandler liegt, um das gefilterte ZF-Signal vor der Digitalisierung durch den A/D-Wandler zu verstärken.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 11, bei der das erste Frequenzband niedriger ist als das zweite Frequenzband und die Abtastrate niedriger ist als die Nyquist-Abtastrate für eine Zusammensetzung des ersten und des zweiten Frequenzbands, wobei die Nyquist-Abtastrate definiert ist als die doppelte Bandbreite, die sich durchgehend von einer untersten Frequenz des ersten Frequenzbands bis hin zu der höchsten Frequenz des zweiten Frequenzbands erstreckt.
Verfahren zum Verarbeiten eines Frequenzmultiplex-Analog-Eingangssignals mit Frequenzkomponenten innerhalb mindestens eines ersten und eines zweiten Frequenzbands, die nicht zusammenhängen, umfassend: Ausfiltern besonderer Frequenzkomponenten des Eingangssignals; periodisches Abtasten des gefilterten Signals, um ein digital abgetastetes Ausgangssignal zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass: der Schritt des Ausfilterns besonderer Frequenzkomponenten so arbeitet, dass Frequenzkomponenten ausgefiltert werden, die außerhalb der nicht zusammenhängenden Frequenzbänder liegen, um ein gefiltertes Signal zu erhalten, dessen Frequenzlücke zwischen dem ersten und dem zweiten Frequenzband liegt, wobei die Frequenzlücke definiert ist durch Leistungsspektrumkomponenten unterhalb eines vorbestimmten Schwellenwerts; und der Schritt des periodischen Abtastens des gefilterten Signals mit einer Abtastrate durchgeführt wird, die ausreicht, um ein digital abgetastetes Ausgangssignal zu bilden, dessen Frequenzspektrum Spektralkomponenten des gefilterten Signals bei seinen entsprechenden Frequenzen enthält, wobei die Abtastrate weiterhin so gewählt ist, dass eine Kopie von Spektralkomponenten eines der Frequenzbänder innerhalb der Frequenzlücke erscheint.
Verfahren nach Anspruch 16, weiterhin umfassend in Kombination mit dem Verfahren: das Mischen mit einem Empfangsschwingungssignal, wobei ein Frequenzmultiplex-HF-Signal mit Frequenzkomponenten innerhalb mindestens des ersten und des zweiten, von dem ersten getrennten HF-Band enthält, um ein Zwischenfrequenzsignal (ZF-Signal) zu erzeugen, wobei das Frequenzmultiplex-Analog-Eingangssignal das ZF-Signal beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem das zweite Frequenzband höher liegt als das erste Frequenzband; die Abtastrate f_SS MHz beträgt, um dadurch ein Spektrum des digital abgetasteten Ausgangssignal zu erzeugen, welches ein periodisches Spektrum der Spektralkomponenten des gefilterten Signals ist, das periodische Spektrum sich alle f_SS MHz wiederholt und sich alle f_SS MHz/2 MHz auf sich selbst faltet, wobei eine Spiegelbildkopie der Spektralkomponenten des zweiten Frequenzbands innerhalb eines dritten Frequenzbands unterhalb der Frequenzen des ersten Frequenzbands erscheint, und eine Kopie von Spektralkomponenten des zweiten Frequenzbands innerhalb eines vierten Frequenzbands unterhalb des dritten Frequenzbands erscheint.
Verfahren nach Anspruch 18, bei dem das analoge Eingangssignal eine Mehrzahl von Frequenzkanälen enthält, von denen jeder zugehörige Basisbandsignale beinhaltet, weiterhin umfassend: digitales Verarbeiten von Spektralkomponenten des dritten und des vierten Frequenzbands, um die zugehörigen Basisbandsignale der mehreren Frequenzkanäle zu extrahieren.