DE69636498T2

DE69636498T2 - Rake-empfängerarchitektur für einen mobilen demodulator zur verwendung in einem kodemultiplexvielfachzugriffsübertragungssystem

Info

Publication number: DE69636498T2
Application number: DE69636498T
Authority: DE
Inventors: D. Kenneth San Diego EASTON
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1995-06-20
Filing date: 1996-06-18
Publication date: 2007-03-29
Anticipated expiration: 2016-06-19
Also published as: ID19872A; ATE338389T1; AR002539A1; FI974340A0; NZ312854A; NO975996D0; KR100390562B1; HK1010956A1; CA2224934A1; JP3725552B2; CN1115805C; JPH11508419A; CA2224934C; DE69636498D1; NO975996L; KR19990028255A; IL118665A; AU700715B2; AU6477796A; BR9609173A

Description

I. Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich Allgemein auf Spreizspektrumkommunikationssysteme und spezieller auf Signalverarbeitung in einem zellularen Telefonkommunikationssystem.
II. Beschreibung der verwandten Technik
In einem drahtlosen Funktelefonkommunikationssystem kommunizieren viele Nutzer über einen drahtlosen Kanal zur Verbindung mit drahtgestützten Telefonsystemen. Kommunikation- bzw. Nachrichtenübermittlung über den drahtlosen Kanal kann in einer von einer Vielzahl von Mehrfachzugriffstechniken durchgeführt werden, die eine große Anzahl von Nutzern in einem beschränkten Frequenzspektrum zulassen. Diese Mehrfachszugriffstechniken umfassen Zeitmultiplexvielfachzugriff (time division multiple access, TDMA), Frequenzmultiplexvielfachzugriff (frequency division multiple access, FDMA) und Codemultiplexvielfachzugriff (code division multiple access, CDMA).
Die CDMA Technik besitzt viele Vorteile. Ein beispielhaftes CDMA System ist beschrieben in dem U.S. Patent Nr. 4,901,307 mit dem Titel "Spread Spectrum Multiple Access Communication System Using Satellite or Terrestrial Repeaters", erteilt am 13. Februar 1990 und an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen.
In dem '307 Patent ist eine Mehrfachzugriffstechnik offenbart, bei der eine große Anzahl von Mobiltelefonsystemnutzern, die jeweils einen Transceiver besitzen über Satellitenrepeater oder terrestrische Basisstationen unter Verwendung von CDMA Spreizspektrumkommunikationssignalen kommunizieren. Der Basisstation-zu-Mobilstation-Signalübertragungspfad wird als die Vorwärtsverbindung bezeichnet und der Mobilstation-zu-Basisstation-Signalübertragungspfad wird als die Rückwärtsverbindung bezeichnet.
Bei der Nutzung von CDMA Kommunikationen kann das Frequenzspektrum mehrfach wieder verwendet werden und erlaubt somit eine Erhöhung der Systemnutzerkapazität. Jede Basisstation sieht eine Abdeckung für ein beschränktes geografisches Gebiet vor, und verbindet die Mobilstationen in ihrem Abdeckungsgebiet über eine Zellularsystemvermittlung mit dem öffentlichen Telefonvermittlungsnetzwerk (public switched telephone network, PSTN). Wenn sich eine Mobilstation in das Abdeckungsgebiet einer neuen Basisstation bewegt, wird das Routing bzw. die Leitung des Anrufs jenes Nutzers zu der neuen Basisstation transferiert.
Die CDMA Modulationstechniken, die erörtert werden in dem '307 Patent und in dem U.S. Patent Nr. 5,102,459 mit dem Titel "System and Method For Generating Signal Waveforms in a CDMA Cellular Telephone System", erteilt am 25. Juni 1990 und an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen, mildern die speziellen Probleme des terrestrischen Kanals wie z.B. Mehrwege-Pfad und Fading bzw. Schwund. Statt dass es ein Nachteil ist, wie es bei schmalbandigen Systemen der Fall ist, kann separierbarer Mehrwege-Pfad in einem mobilen Rake-Receiver diversitäts-kombiniert werden für eine verbesserte Modem-Performance bzw. -Leistungsfähigkeit. In dem Mobilfunkkanal wird der Mehrwege-Pfad erzeugt durch Reflexion des Signals von Hindernissen in der Umgebung wie z.B. Gebäuden, Bäumen, Autos und Personen. Im Allgemeinen ist der Mobilfunkkanal ein zeitvarianter Mehrwege-Kanal aufgrund der relativen Bewegung der Strukturen, die den Mehrwege-Pfad erzeugen. Zum Beispiel, falls ein idealer Impuls über den zeitvarianten Mehrwege-Kanal übertragen wird, würde sich der empfangene Strom an Impulsen bezüglich der zeitlichen Position, Dämpfung und Phase ändern, als eine Funktion der Zeit zu der der ideale Impuls übertragen worden ist.
Die Mehrwege-Eigenschaften des terrestrischen Kanals erzeugen an dem Empfänger Signale, die sich über mehrere verschiedene Ausbreitungspfade bewegt haben. Eine Charakteristika eines Mehrwege-Kanals ist die zeitliche Spreizung, die in einem Signal eingeführt wird, das über den Kanal übertragen worden ist. Die Spreizspektrum-Pseudo-Rausch- (pseudonoise, PN) - Modulation, die in einem CDMA System verwendet wird, erlaubt es, dass es unterschiedliche Ausbreitungspfade des gleichen Signals unterschieden und kombiniert werden, vorausgesetzt der Unterschied der Pfadverzögerungen übersteigt die PN-Chip-Dauer. Falls eine PN-Chip-Rate von ungefähr 1 MHz in einem CDMA System verwendet wird, kann der volle Spreizspektrumverarbeitungsgewinn, der gleich dem Verhältnis der gespreizten Bandbreite zu der Systemdatenrate ist, gegenüber Pfaden eingesetzt werden, die Verzögerungen besitzen, die sich um mehr als eine Mikrosekunde unterscheiden. Ein Pfadverzögerungsunterschied von einer Mikrosekunde entspricht einer unterschiedlichen Pfad- bzw. Wegdistanz von etwa 300 Metern. Die städtische Umgebung sieht typischerweise unterschiedliche Pfadverzögerungen von mehr als einer Mikrosekunde vor.
Eine andere Charakteristika des Mehrwege-Kanals ist es, dass jeder Pfad über den Kanal einen unterschiedlichen Dämpfungsfaktor verursachen kann. Zum Beispiel, falls ein idealer Impuls über einen Mehrwege-Kanal übertragen wird, besitzt jeder Impuls des empfangenen Impulsstroms im Allgemeinen eine unterschiedliche Signalstärke als andere empfangene Impulse.
Noch eine andere Charakteristika des Mehrwege-Kanals ist es, dass jeder Pfad über den Kanal eine unterschiedliche Phase des Signals verursachen kann. Falls, zum Beispiel, ein idealer Impuls über einen Mehrwege-Kanal übertragen wird, besitzt jeder Impuls des empfangenen Pulsstroms im Allgemeinen eine andere Phase als die anderen empfangenen Impulse. Dies kann zu Signalschwund bzw. Signal-Fading führen.
Ein Schwund tritt auf, wenn Mehrwege-Vektoren destruktiv addiert werden, was zu einem empfangenen Signal führt, das kleiner ist, als jeder individuelle Vektor. Zum Beispiel, falls eine Sinuswelle über einen Mehrwege-Kanal übertragen wird, der zwei Pfade besitzt, wobei der erste Pfad einen Dämpfungsfaktor von X dB, eine Zeitverzögerung von d mit einer Phasenverschiebung von Q Radianten besitzt und der zweite Pfad einen Dämpfungsfaktor von X dB eine Zeitverzögerung von d mit einer Phasenverschiebung von Q + p Radian ten besitzt, würde an dem Ausgang des Kanals kein Signal empfangen werden.
Wie oben beschrieben definiert das PN Chipintervall die minimale Separation, die zwei Pfade besitzen müssen, um kombiniert zu werden. Bevor die eindeutigen bzw. verschiedenen Pfade demoduliert werden können, müssen zunächst die relativen Ankunftszeiten (oder Versätze) der Pfade in dem empfangenen Signal bestimmt werden. Der Demodulator führt diese Funktion durch mittels "Suchen" durch eine Sequenz von Versätzen und Messen der Energie, die bei jedem Versatz empfangen wird. Falls die Energie, die mit einem potenziellen Versatz assoziiert ist, eine bestimmte Schwelle übersteigt, kann ein Demodulationselement oder "Finger" diesem Versatz zugewiesen bzw. zugeordnet werden. Das an jedem Pfadversatz vorhandene Signal kann dann mit den Beiträgen anderer Finger mit ihren entsprechenden Versätzen summiert werden
Ein Verfahren und eine Vorrichtung der Fingerzuweisung basierend auf Sucher- und Fingerenergiepegeln ist offenbart in dem U.S. Patent Nr. 5,490,165 mit dem Titel "Demodulation Element Assignment in a System Capable of Receiving Multiple Signals", eingereicht am 28. Oktober 1993 und an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen.
1 zeigt einen beispielhaften Satz mit Signalen von einer Basisstation, der an der Mobilstation ankommt. Die vertikale Achse repräsentiert die empfangene Leistung mit einer Dezibel (dB) Skala. Die horizontale Achse repräsentiert die Verzögerung der Ankunftszeit eines Signals aufgrund von Mehrwege-Verzögerungen. Die Achse (nicht gezeigt), die in die Seite hineingeht, repräsentiert ein Zeitsegment. Jede Signalspitze in der gemeinsamen Ebene der Seite ist zu einer gemeinsamen Zeit angekommen, wurde jedoch durch die Basisstation zu einer unterschiedlichen Zeit übertragen.
In einer gemeinsamen Ebene sind Spitzen auf der rechten Seite zu einer früheren Zeit durch die Basisstation übertragen worden, als Spitzen auf der lin ken Seite. Zum Beispiel entspricht der am weitesten links liegende Spitzenzacke 2 dem jüngsten übertragenen Signal. Jede Signalspitze 2–7 ist über einen unterschiedliche Pfad gereist und stellt deshalb eine unterschiedliche Zeitverzögerung und eine unterschiedliche Amplitudeantwort dar.
Die sechs verschiedenen Signalspitzen, die durch die Spitzen 2–7 dargestellt werden, sind Vertreter bzw. Darstellungen einer schweren Mehrwege-Umgebung. Typische städtische Umgebungen erzeugen weniger nutzbare Pfade. Das Grundrauschen des Systems wird durch die Spitzen und Senken dargestellt, die niedrigere Energiepegel besitzen.
Die Aufgabe des Suchers ist es, die Verzögerung, wie sie durch die horizontale Achse der Signalspitzen 2–7 gemessen wird, für eine potentielle Fingerzuweisung zu identifizieren. Die Aufgabe des Fingers ist es einen, von einem Satz der Mehrwege-Spitzen zu demodulieren, und zwar für eine Kombination in eine einzelne Ausgabe. Es ist auch die Aufgabe eines Fingers sobald er einer Mehrwege-Spitze zugewiesen ist, diese Spitze nachzuverfolgen, während sie sich zeitlich bewegt.
Die horizontale Achse kann auch betrachtet werden, als hätte sie Einheiten von PN Versatz. Zu jeder vorgegebenen Zeit empfängt die Mobilstation eine Vielzahl von Signalen von einer Basisstation von denen jedes über einen anderen Pfad gereist ist, und eine andere Verzögerung als die anderen haben könnte. Das Signal der Basisstation wird durch eine PN Sequenz moduliert. Eine lokale Kopie der PN Sequenz wird auch an der Mobilstation erzeugt. Auch wird an der Mobilstation jedes Mehrwege-Signal individuell mit einem PN Sequenzcode demoduliert, der mit seinem empfangenen Zeitversatz ausgerichtet ist. Die Koordinaten der horizontalen Achse können betrachtet werden als würden sie dem PN Sequenzcodeversatz entsprechen, der zum Demodulieren eines Signals an jener Koordinate verwendet werden würde.
Man beachte, dass jede der Mehrwege-Spitzen in der Amplitude als eine Funktion der Zeit variiert, wie durch den unebenen Kamm jeder Mehrwege- Spitze gezeigt ist. In der gezeigten beschränkten Zeit gibt es keine großen Änderungen bei den Mehrwege-Spitzen. Über einen größeren Zeitbereich verschwinden Mehrwege-Spitzen und neue Pfade werden erzeugt, während die Zeit fortschreitet. Die Spitzen können auch zu früheren oder späteren Versätzen rutschen, wenn sich die Pfaddistanzen ändern, wenn sich die Mobilstation in dem Abdeckungsgebiet der Basisstation herumbewegt. Jeder Finger führt diese kleinen Variationen des ihm zugewiesenen Signals nach.
Bei schmalbandigen Systemen kann die Existenz von Mehrwege-Pfad in dem Funkkanal zu einem ernsten Schwund über das schmale Frequenzband führen, das genutzt wird. Solche Systeme sind kapazitätsbeschränkt, und zwar durch die extra Sendeleistung, die erforderlich ist, um einen tiefen Schwund zu überkommen. Wie oben erwähnt, können CDMA Signalpfade unterschieden werden und in dem Demodulationsprozess diversitäts-kombiniert werden.
Drei Hauptarten von Diversität existieren: Zeitdiversität, Frequenzdiversität und Raum-/Pfaddiversität. Zeitdiversität kann am besten erreicht werden durch die Nutzung von Wiederholung, zeitlichem Interleaving bzw. Verschachtelung und Fehlerkorrektur und Detektionscodierung, die Redundanz einführen. Ein System kann jede dieser Techniken als eine Form von Zeitdiversität einsetzen.
CDMA bietet durch seine inhärente breitbandige Art und Weise eine Form von Frequenzdiversität durch Spreizen der Signalenergie über eine große Bandbreite. Das frequenzselektive Fading, das einen tiefen Schwund über die Frequenzbandbreite eines schmalbandigen Systems verursachen kann, beeinflusst gewöhnlicherweise nur einen Bruchteil des Frequenzbandes, das durch das CDMA Spreizspektrumsignal verwendet wird.
Der Rake-Receiver sieht Pfaddiversität vor, durch seine Fähigkeit mehrpfadverzögerte Signale zu kombinieren; alle Pfade denen ein Finger zugewiesen worden ist, müssen zusammen schwinden bevor das kombinierte Signal degradiert. Zusätzliche Pfaddiversität wird erlangt durch einen Prozess der als "Soft Hand-off" bezeichnet wird, bei dem mehrfache gleichzeitige, redundante Verbindungen von zwei oder mehr Basisstationen mit der Mobilstation hergestellt werden können. Dies unterstützt eine robuste Verbindung in der herausfordernden Umgebung in dem Gebiet der Zellgrenze. Beispiel von Pfaddiversität sind dargestellt in dem U.S. Patent Nr. 5,101,501 mit dem Titel "Soft Hand-Off in a CDMA Cellular Telephone System, erteilt am 21. März 1992 und dem U.S. Patent Nr. 5,109,390 mit dem Titel "Diversity Receiver in a CDMA Cellular Telephone System" erteilt am 28. April 1992, wobei beide an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen worden sind.
Sowohl die Kreuzkorrelation zwischen verschiedenen PN Sequenzen und die Autokorrelation einer PN Sequenz, für alle Zeitverschiebungen, die von Null verschieden sind, besitzen einen Durchschnittswert der nahe Null ist. Dies erlaubt es, dass die verschiedenen Nutzersignale beim Empfang unterschieden werden können. Autokorrelation und Kreuzkorrelation erfordern, dass die logische "0" einen Wert von "1" annimmt und die logische "1" einen Wert von "-1" annimmt oder eine ähnliche Abbildung, damit ein Durchschnittswert von Null erlangt wird.
Jedoch sind solche PN Signale nicht orthogonal. Obwohl die Kreuzkorrelation im Wesentlichen sich auf Null mittelt und zwar über die gesamte Sequenzlänge für ein kurzes Zeitintervall wie zum Beispiel eine Informationsbit-Zeit ist die Kreuzkorrelation eine Zufallsvariable mit einer binomischen Verteilung. Als solche stören sich die Signale gegenseitig auf im Wesentlichen die gleiche Art und Weise als ob sie breitbandiges Gauss-förmiges Rauschen mit der gleichen spektralen Leistungsdichte wären.
Es ist in der Technik wohl bekannt, dass ein Satz von n orthogonalen binären Sequenzen, jeweils mit der Länge n, wobei n irgendeine Zweierpotenz ist, konstruiert werden können (siehe Digital Communications with Space Applications, S.W. Golomb et al., Prentice-Hall, Inc. 1964, Seiten 45-64). Tatsächlich sind orthogonale binäre Sequenzsätze auch für die meisten Längen bekannt, die Vielfache von vier und weniger als zweihundert sind. Eine Klasse solcher Sequenzen, die einfach zu erzeugen ist, wird die Walsh-Funktion genannt; eine Walsh-Funktion der Ordnung n kann rekursiv wie folgt definiert werden:
wobei W' das logische Komplement von W bezeichnet und W(1) = |0| ist.
Eine Walsh-Sequenz oder -Code ist eine der Zeilen einer Walsh-Funktionsmatrix. Eine Walshfunktionsmatrix der Ordnung n enthält n Sequenzen jeweils mit der Länge n Walsh-Chip. Eine Walsh-Funktionsmatrix der Ordnung n (sowie auch andere orthogonale Funktionen der Länge n) besitzt die Eigenschaft, dass über das Intervall von n Bits die Kreuzkorrelation zwischen all den verschiedenen Sequenzen innerhalb des Satzes Null ist. Jede Sequenz in dem Satz unterscheidet sich von jeder anderen Sequenz in genau der Hälfte ihrer Bits. Es sollte auch bemerkt werden, dass es immer eine Sequenz gibt, die alle Nullen enthält und dass all die anderen Sequenzen zur Hälfte Einsen und zur Hälfte Nullen enthalten.
In dem System, das in dem '459 Patent beschrieben ist, beginnt das Anrufsignal als eine 9600 Bit pro Sekunde Informationsquelle, die dann durch einen Vorwärtsfehlerkorrekturcodierer mit Rate ½ konvertiert wird, auf einen Ausgangsstrom mit 19.200 Symbolen pro Sekunde. Jeder Anrufsignal-Broadcast von einer Zelle wird mit einer von vierundsechzig orthogonalen Walsh-Sequenzen abgedeckt bzw. gespreizt, die jeweils vierundsechzig Walsh-Chips oder ein Symbol lang sind. Unabhängig von dem abgedeckten bzw. gespreizten Symbol stellt die Orthogonalität aller Walsh-Sequenzen sicher, dass alle Interferenz bzw. Störung von anderen Nutzersignalen in jener Zelle während der Symbolintegration ausgelöscht werden. Die nicht-orthogonale Interferenz von anderen Zellen beschränkt die Kapazität auf der Vorwärtsverbindung.
Alle von einer Basisstation übertragenen Nutzersignale werden gespreizt mit einer Quadraturphasenumtastung (quadrature phase shift key, QPSK) unter Verwendung der gleichen In-Phase (I) Kanal PN Sequenz und Quadratur (Q) Kanal PN Sequenz. Jede Basisstation in einem CDMA System überträgt in dem gleichen Frequenzband unter Verwendung der gleichen PN Sequenz aber mit einem einmaligen Versatz relativ zu einer unverschobenen PN Sequenz, die mit einer universellen Zeitreferenz ausgerichtet ist. Die PN Spreizrate bzw. -geschwindigkeit ist die gleiche wie die Walsh-Abdeckungsrate bzw. Walsh-Spreizrate und zwar 1,2288 MHz oder 64 PN Chips pro Symbol. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel überträgt jede Basisstation eine Pilotreferenz.
Der Pilotkanal ist ein "Beacon" bzw. Strahl der ein konstantes Null Symbol überträgt und es mit den gleichen I- und Q-PN-Sequenzen spreizt, die durch die verkehrstragenden Signale verwendet werden. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Pilotkanal mit der immer Null Walsh-Sequenz 0 abgedeckt bzw. gespreizt. Während der initialen bzw. Anfangssystemakquisition sucht das Mobile alle möglichen Verschiebungen der PN Sequenz ab und sobald es den Pilot einer Basisstation gefunden hat, kann es sich selbst mit der Systemzeit synchronisieren. Wie unten im Detail angegeben spielt der Pilot eine fundamentale Rolle in der mobilen Demodulator-Rake-Receiver-Architketur und zwar vielmehr als seine Nutzung bei der Anfangssynchronisation.
2 stellt den generischen Rake-Receiver-Demodulator 10 eines Funkgeräts dar, und zwar zum Empfangen und Demodulieren des Vorwärtsverbindungssignals 20 das an der Antenne 18 ankommt. Der analoge Übertrager bzw. Sender und Empfänger 16 enthält eine QPSK Herabkonvertiererkette, die digitalisierte I und Q Kanaltastungen bzw. -proben 32 im Basisband ausgibt. Der Abtasttakt, CHIPX8 40, der zum Digitalisieren der empfangenen Wellenform verwendet wird, wird abgleitet von einem spannungsgesteuerten temperaturkompensierten lokalen Oszillator (TCXO).
Der Demodulator 10 wird durch einen Mikroprozessor 30 über den Datenbus 34 überwacht. Innerhalb des Demodulators sind die I und Q Abtastwerte bzw. Proben 32 für eine Vielzahl von Fingern 12a–c und einen Sucher 14 vorgesehen. Der Sucher 14 sucht aus Fenstern von Versätzen, die wahrscheinlich Mehrwege-Signalspitzen enthalten, die für die Zuweisung von Fingern 12a–c geeignet sind. Für jeden Versatz in dem Suchfenster berichtet der Sucher 14 die Pilotenergie, die bei dem Versatz gefunden worden ist, an dem Mikroprozessor. Die Finger 12a–c werden dann überwacht und die nichtzugewiesenen oder die schwächere Pfade nachführen werden durch den Mikroprozessor 30 Versätzen zugewiesen, die stärkere Pfade enthalten, die durch den Sucher 14 angezeigt worden sind.
Sobald ein Finger 12a–c auf das Mehrwege-Signal bei seinem zugewiesenen Versatz eingerastet ist, führt es den Pfad selbständig nach bis der Pfad hinwegschwindet oder bis er einem neuen zugewiesen worden ist, und zwar unter Nutzung seiner internen Zeitnachführschleife. Diese Fingerzeitnachführschleife misst Energie auf jeder Seite der Spitze an dem Versatz, an dem der Finger aktuell demoduliert. Die Differenz zwischen diesen Energien bildet eine Metrik, die dann gefiltert und integriert wird.
Die Ausgabe des Integrators steuert einen Dezimator der eine der Eingangsabtastungen über ein Chipintervall zur Nutzung bei der Demodulation wählt. Falls sich eine Spitze bewegt, stellt der Finger seine Dezimator-Position ein, um sich mit ihr zu bewegen. Der dezimierte Abtaststrom wird dann mit der PN Sequenz entspreizt und zwar entsprechend mit dem Versatz dem der Finger zugewiesen ist. Die entspreizten I und Q Abtastungen werden dann über ein Symbol summiert um einen Pilotvektor (P_I, P_Q) zu erzeugen. Sie gleichen entspreizten I und Q Tastungen werden dann Walsh-aufgedeckt bzw. Walshentspreizt unter Verwendung der Walsh-Code-Zuweisung, die einmalig für den Mobilnutzer ist und die aufgedeckten, entspreizten I und Q Tastungen werden über ein Symbol summiert um einen Symboldatenvektor (D_I, D_Q) zu erzeugen. Der Skalarproduktoperator ist wie folgt definiert: P(n)·D(n) = PI(n)DI(n) + PQ(n)DQ(n) (2)wobei P_I(n) und P_Q(n) sind entsprechend die I und Q Komponenten des Pilotvektors P für das Symbol n sind und D_I(n) und D_Q(n) entsprechend die I und Q Komponenten des Datenvektors D für das Symbol n sind.
Da der Pilotsignalvektor viel stärker als der Datensignalvektor ist, kann er als eine genaue Phasenreferenz für eine kohärente Demodulation genutzt werden; das Skalarprodukt berechnet die Größe der Datenvektorkomponente in Phase mit dem Pilotvektor. Wie in dem U.S. Patent Nr. 5,506,865 mit dem Titel „Pilot Carrier Dot Product Circuit" und an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen, beschrieben ist, gewichtet das Skalarprodukt die Fingerbeiträge für effizientes Kombinieren, eigentlich Skalieren jedes Fingersymbolausgangs 42a–c mit der relativen Stärke des Pilots der durch den Finger empfangen worden ist. Somit führt das Skalarprodukt die duale Rolle von sowohl der Phasenprojektion als auch der Fingersymbolgewichtung durch die in einem kohärenten Rake-Receiverdemodulator erforderlich sind.
Jeder Finger besitzt einen Verriegelungsdetektorschaltkreis, der den Symbolausgang zu dem Kombinierer 42 maskiert falls seine Langzeitduchschnittsenergie eine minimale Schwelle nicht übersteigt. Die stellt sicher, dass nur Finger, die einen zuverlässigen Pfad nachführen zu der kombinierten Ausgabe beitragen um somit die Demodulatorperformance zu erhöhen.
Aufgrund der relativen Differenz der Ankunftszeiten der Pfade, denen jeder Finger 12a–c zugewiesen ist, besitzt jeder Finger 12a–c einen Entzerrpuffer bzw. deskew-puffer, der die Fingersymbolströme 42a–c so ausrichtet, dass der Symbolkombinierer 22 sie zusammen summieren kann, um ein „soft decision" demoduliertes Symbol zu erzeugen. Dieses Symbol wird mit dem Vertrauen gewichtet, dass es das originale übertragene Symbol korrekt identifiziert. Die Symbole werden an einen Deinterleaver-/Decodiererschaltkreis 28 gesendet, der zunächst den Rahmen deinterleavt und dann denn Symbolstrom unter Verwendung des maximum likelihood Viterbi Algorithmuses zur Vorwärtsfehlerkorrektur decodiert. Die decodierten Daten werden dann dem Mikroprozessor 30 oder anderen Komponenten wie beispielsweise einem Sprachvocoder zur weiteren Verarbeitung verfügbar gemacht.
Auf der Rückwärtsverbindung zum Maximieren der Systemkapazität, ist es wichtig, dass alle Signale von Mobiltelefonen an der Zelle mit der gleichen Signalstärke empfangen werden. Ein Verfahren zur Leistungsregelung ist offenbart in dem U.S. Patent 5,056,109 mit dem Titel „Method and Apparatus for Controlling Transmission Power in a CDMA Cellular Mobile Telephone System" erteilt am 8. Oktober 1991 und an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen, wird eingesetzt. Das Verfahren zur Leistungsregelung (closed loop, Leistungssteuerung) wird dadurch betrieben, dass die Zelle das Signal misst, das durch das Mobiltelefon empfangen wird, und eine Anweisung an das Mobiltelefon sendet, ihren Leistungspegel zu erhöhen oder zu verringern, und zwar gesendet auf einen punktierten Unter- bzw. Subkanal auf der Vorwärtsverbindung. Ein Leistungssteuersymbolkombinierer 24 extrahiert diese punktierten Symbole auf der Vorwärtsverbindung, summiert die Symbolausgaben von den Fingern 42a–c und trifft eine harte Entscheidung, ob oder ob nicht die Leistung aufwärts oder abwärts eingestellt wird. Diese Entscheidungen werden integriert zum Vorsehen einer Übertragungsverstärkungsreferenzpegelausgabe, TXGAIN 38 an den Übertragungs- bzw. Sendeleistungsverstärker in dem analogen Übertrager und Empfänger 16.
Zum richtigen Demodulieren ist ein Mechanismus erforderlich zum Ausrichten bzw. Einstellen der lokalen Oszillatorfrequenz mit dem Takt der an der Zelle zu modulieren der Daten verwendet wird. Jeder Finger macht eine Schätzung des Frequenzfehlers durch Messen der Rotationsrate des Pilotvektors im QPSK I, Q Raum unter Verwendung des Kreuzproduktvektoroperators: P(n) × P(n–1) = PI(n)PQ(n–1) – PI(n–1)PQ(n) (3)
Die Frequenzfehlerschätzungen von jedem Finger 44a–c werden kombiniert und integriert in dem Frequenzfehlerkombinerer 26. Die Integratorausgabe LO_ADJ 36 wird dann an die Spannungssteuerung des TCXO in dem analogen Übertrager und Empfänger 16 gegeben zum Einstellen der Taktfrequenz des CHIPX8 Taktes bzw. Taktgebers 40 um somit einen Regelmechanismus zum Kompensieren des Frequenzfehlers des lokalen Oszillators vorzusehen.
Bei einer typischen dedizierten Schaltkreisimplementierung des Rake-Receiver-Demodulators des Mobiltelefons werden jeder der Finger, der Sucher und die Kombinierer separat als diskrete Schaltkreise implementier, wobei jede eine direkte Korrespondenz zu einer Schaltkreisfläche auf dem Chip eines integrierten Schaltkreises (integrated circuit, IC) besitzt. Jeder dieser Blöcke ist eigenständig und verantwortlich für seine eigenen Signalverarbeitungsaufgaben und somit besitzen die Blöcke wiederum ihre eigenen getrennten Akkumulatoren, Multiplizierer und Komparatoren. Diese dedizierten Schaltkreise, speziell die zahlreichen Mulitplizier-Akkumulatoren, die für jeden Finger erforderlich sind, benötigen eine große Menge der Chipfläche, um implementiert zu werden.
Bei einer typischen Implementierung mit einem digitalen Signalprozessor (DSP) des Demodulators, jedes der Finger, des Suchers und der Kombinierer werden diese als separat codierte unter Routinen in einer Demodulatoraufgabe implementiert. Es gibt viele einfache Operationen, die in den Fingern und dem Sucher mit der PN-Chip-Rate bzw. -Geschwindigkeit durchgeführt werden müssen. Eine allgemeine DSP Architektur müsste bis zu 75 Millionen Befehle pro Sekunde (million instructions per second, MIPS) ausführen, zum Durchführen der Chipratenverarbeitung für die drei Finger und den Sucher der 2 und zwar in einem System unter Verwendung einer PN Chip-Rate von 1,2288 MHz wie in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel. Ein DSP mit 75 MIPS verbraucht eine beträchtliche Leistungsmenge. Leistung ist kostspielig in der Mobileinheit, die häufig eine tragbare Verbrauchereinrichtung ist. Ein signifikanter Vorteil des DSP Ansatzes ist die Flexibilität beim Implementieren von Demodulations-Algorithmus-Änderungen durch eine Firmware-Änderung im Vergleich zum Durchführen von physikalischen Änderungen der Schaltkreise, wie es bei dem herkömmlichen dedizierten Schaltkreisansatz der Fall ist.
Sowohl der dedizierte Schaltkreis als auch die allgemeinen DSP Implementierungen besitzen ihre entsprechenden Chip-Flächen und Leistungsbedenken, die nicht gelöst werden, selbst nachdem man Vorteile sieht aus dem Merkmal der größten Schrumpfung bei den letzten IC Fabrikationsprozessen. Deshalb gibt es einen entsprechenden Bedarf für einen effizienteren Demodulator.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung gemäß den angehängten Ansprüchen umfasst ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Demodulieren eines Sig nals in einem Spreizspektrumvielfachzugriffskommunikationssystem, das einen Pilot auf der Vorwärtsverbindung einsetzt. Die in dieser Erfindung verkörperte Demodulatorarchitektur führt zu einer kleineren Chipfläche, die weniger Leistung verbraucht und weniger kostet als entweder ein dedizierter Schaltkreis oder eine äquivalente allgemeine DSP Implementierung.
Die dedizierten Symbolratenschaltkreise, eine Vielzahl des Gebiets das notwendig ist, zum Implementieren eines Fingers oder Suchers unter Verwendung des Ansatzes mit dem herkömmlichen dedizierten Schaltkreis, werden von den Fingern und dem Sucher entfernt, ihre Symbolratenfunktionalität ist in die geteilte bzw. gemeinsam genutzte Datenpfadverarbeitung einbezogen worden. Was verbleibt wird als ein Finger-Front-End oder ein Sucher-Front-End bezeichnet, um sich von dem originalen Finger und Sucher zu unterscheiden, sind die dedizierten Schaltkreise zum Durchführen aller Chipratenverarbeitung die mit dem Finger bzw. Sucher assoziiert sind.
Die vorliegende Erfindung trennt die Signalverarbeitungsfunktionen in zwei Gruppen basierend auf der Periode, während der die Verarbeitung stattfindet. Speziell nutzt diese neue Architektur einen einzelnen zeitlich geteilten bzw. gemeinsam genutzten Multiplizier-Akkumulier-(MAC) -Datenweg, der eine Vielzahl von Finger-Front-Ends und ein Sucher-Front-End bedient. Der Datenweg bzw. Datenpfad führt all die Symbolratenverarbeitung durch die mit den Fingern und dem Sucher assoziiert ist.
Dieser gleiche Datenweg kombiniert, mit der Symbolrate, die Ausgaben der Finger. Dies erzeugt einen demodulierten Symbolstrom und einen Leistungssteuersubkanalentscheidungsstrom, die genutzt werden, zum Steuern der Sendeleistung auf der Rückwärtsverbindung und eine Frequenzfehlerschätzung, die genutzt wird zum Einstellen des lokalen Oszillators. Zusammen mit dem Datenweg speichert ein kleines Registerdatei-RAM alle Zustandsinformation für Signalverarbeitungsoperationen die mehr als ein Symbol überspannen.
Einmal pro Symbol für die Finger oder einmal pro Integrationsperiode für den Sucher erzeugen die Front-Ends einen Datenvektor, der das folgende aufweist: die und Q Symbolintegrationsergebnisse für den Pilot, den Verkehrskanalsymboldaten und den Pilot, der um einen halben Chip versetzt von dem aktuellen Fingerversatz für Zeitnachführung demoduliert ist oder in dem Fall des Suchers die I und Q Integration für den Pilot für jeden der Versätze, die gleichzeitig evaluiert werden. Diese Ausgaben werden gepuffert, so dass der Datenpfadzugriff auf den akkumulierten Datenvektor während eines Symbols hat, während die Front-End-Akkumulatoren den Datenvektor für das nächste Symbol summieren. Zusammen mit dem Datenvektor bestätigen die Front-Ends einen Marker, der anzeigt, dass sie Ergebnisse erzeugt haben, die durch den gemeinsam genutzten Datenpfad bedient werden müssen.
Ein Datenpfadsteuerschaltkreis vermittelt die Nutzung des Datenpfads zwischen den Finger-Front-Ends, dem Sucher-Front-End und den Kombinierungsfunktionen und zwar auf einer First-Come-, First-Serve-Basis bzw. wobei der zuerst kommende, zuerst bedient wird. Einmal in die Warteschlange eingestellt führt der Controller den Datenpfad durch eine festgelegte Routine, dabei Komponenten des Datenvektors auswählend der verarbeitet wird, und zwar zusammen mit der in dem Registerdatei-RAM gespeicherten Zustandsinformation. Der Controller konfiguriert dann den Datenpfad zum Durchführen von allen der Akkumulation, Mul tiplikation und Vergleiche, die mit der Signalverarbeitung des Blocks assoziiert sind, der bedient bzw. versorgt wird.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 stellt einen beispielhaften schweren Mehrpfad-Signalzustand dar.
2 ist ein Blockdiagramm eines Mobiltelefondemodulator-Rake-Receivers nach dem Stand der Technik.
3 ist ein Blockdiagramm der Fingerfunktionalität.
4 ist ein Blockdiagramm der Sucherfunktionalität.
5 ist ein Blockdiagramm der Funktionalität der Kombiniererblöcke.
6 ist ein Blockdiagramm des Mobiltelefondemodulators mit gemeinsam genutzter Datenpfadarchitektur gemäß der Erfindung.
7 ist ein Blockdiagramm des Finger-Front-Ends.
8 ist ein Blockdiagramm des Sucher-Front-Ends.
9 ist eine Speicherabbildung der Zustandsinformation die mit der Symbolratensignalverarbeitung des Demodulators assoziiert ist.
10 ist eine zeitliche Darstellung des gemeinsam genutzten Datenpfads während er einen Finger bedient.
11 ist eine zeitliche Darstellung des gemeinsam genutzten Datenpfads während er den Sucher bedient.
12 ist eine zeitliche Darstellung des gemeinsam genutzten Datenpfads während er die Kombinierer bedient.
Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
Wie vorher erörtert ist 2 eine funktionale Übersicht auf oberem Niveau eines Rake-Receiver-Demodulators 10. Das analoge Front-End 16 empfängt das Vorwärtsverbindungssignal 20 über eine Antenne 18, konvertiert es zum Basisband herunter und gibt digitalisierte I und Q Kanaltastungen bzw. -Proben 32 an eine Vielzahl von Fingern 12a–c und einen Sucher 14 aus. Der Sucher 14 sucht aus Fenstern von Versätzen für die es wahrscheinlich ist, dass sie Mehrpfad-Signalspitzen enthalten, die geeignet sind für eine Zuweisung an die Finger 12a–c. Für jeden Versatz in dem Suchfenster berichtet der Sucher 14 die Pilotenergie, die er an jenem Offset gefunden hat, an den Mikroprozessor 30. Die Finger 12a–c werden dann überwacht und die nicht zugewiesenen oder die schwächere Pfade nachverfolgen bzw. nachführen, werden durch den Mikroprozessor 30 an Versätze zugewiesen, die stärkere Pfade enthalten, die durch den Sucher 14 identifiziert worden sind.
Alle von den Fingern 12a–c enthalten die gleiche Funktionalität wie in dem Fingerfunktionsblockdiagramm der 3 abgebildet ist. Bei einer herkömmlichen dedizierten Schaltkreisimplementierung besitzt jedes der Elemente in 3 eine Entsprechung mit einem physikalischen Schaltkreis; bei einer herkömmlichen Implementierung mit einem Mehrzweck-DSP besitzt jedes dieser Elemente entsprechende Schritte in dem Signalverarbeitungscode. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird eine deutliche Abgrenzung zwischen der Verarbeitung, die bei der Chip-Rate bzw. -Geschwindigkeit stattfindet und jener bei der Symbolrate getroffen und zwar wie durch die Chipsymbolverarbeitungsgrenze 98 angezeigt ist. Alle Elemente, die auf dem Chipniveau betrieben werden, sind links von der Grenze 98 gezeigt und alle Elemente, die mit der Symbolrate betrieben werden, sind rechts von der Grenze 98 gezeigt.
Die I- und Q-Tastungen bzw. -Abtastwerte 32 werden in einen Dezimator 102 eingegeben, der basierend auf dem zugewiesenen Versatz des Fingers einen von den acht Abtastwerten pro Chip auswählt zur Verwendung für on-time bzw. pünktlicher Verarbeitung und einen anderen Abtastwert, der um einen halben Chip verzögert ist, auswählt, zur Verwendung bei der Zeitnachführung. Diese Abtastung sowie auch all die die anderen Chipratenverarbeitung in dem Finger, wird an die Chipeinschaltabtastung (chip enable strobe) 156 von einem Fingerzeitsteuerungsgenerator 122 sklavisch gegeben. Der Fingerzeitsteuergenerator 122 führt den Zeitversatz der Mehrpfad-Spitze nach, die demoduliert wird.
Jedes erzeugte Fortschreiten und jede erzeugte Verzögerung, entweder aufgrund einer Einstellung einer Zeitnachführschleife oder einer Änderungsanweisung durch den Mikroprozessor, um sich zu einem neuen Versatz zu bewegen, besitzt den Effekt des Verlangsamens oder Beschleunigens der Rate bzw. Geschwindigkeit mit der die Chipaktivierungsabtastung 156 erzeugt wird, und der entsprechenden Symbolaktivierungsabtastung 158, die in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel mit jeder vierundsechzigsten Chipaktivierungsabtastung 156 vorgebracht wird. Der Fingerzeitsteuerungsgenerator reflektiert jedwelche Versatzänderungen durch Inkrementieren oder Dekrementieren eines internen Fingerpositionsregisters, das durch den Mikroprozessor gelesen wird. Der Fingerzeitsteuerungsgenerator 122 enthält auch ein internes Positionszuweisungsregister, das durch den Mikroprozessor beschrieben wird zum Ändern des Fingers auf einen neuen Versatz während der erneuten Fingerzuweisung. Wenn der Mikroprozessor einen Finger erneut zuweist fährt ein interner Mechanismus in dem Fingerzeitsteuerungsgenerator 122 fort die Zeitsteuerung fortschreiten zu lassen oder zu verzögern bis sie bestimmt, dass der Finger seinen zugewiesenen Versatz erreicht hat.
Die dezimierten pünktlichen bzw. on-time und verspäteten bzw. late I- und Q-Chip-Tastungen werden an QPSK Entspreizer 104a bzw. 104b geliefert. Die Entspreizer 104 empfangen auch von dem I-Q-PN-Sequenz-Generator 106 die PN-Sequenzen, die identisch sind mit denen die zum Spreizen der Daten an der Basisstation verwendet worden sind. Der I-Q-PN-Sequenz-Generator 106 wird an den Chipaktivierungsausgang 156 von dem Fingerzeitsteuerungsgenerator 122 sklavisch gegeben und erzeugt somit die PN-Sequenzen, die mit dem zugewiesenen Versatz des Fingers übereinstimmen. Eine andere Art dies zu beschreiben ist, dass die von dem PN-Generator 106 ausgegebenen Sequenzen von ihren entsprechenden Sequenzen in der Basisstation um die Mehrpfad-Ausbreitungsverzögerung von der Basisstation zu der Mobileinheit verzögert sind. Deshalb kann der Entspreizprozess in dem Demodulator den Spreizprozess in dem Modulator mit der richtigen Zeitausrichtung rückgängig machen.
Um die orignal übertragenen Daten wiederzugewinnen bzw. wiederaufzudecken werden die entspreizten I- und Q-Chips entsprechend von dem On-Time-Entspreizer 104a an exklusiv-oder (XOR bzw. XODER) Gates bzw. Gatter 108 ausgegeben. Der Walsh-Sequenz-Generator 100 sieht für die XOR Gates 108 die Walsh-Chip-Sequenz vor, die dem Walsh-Code entspricht, der an die Mobileinheit bzw. Mobiltelefoneinheit zugewiesen ist zum Umkehren bzw. Rückgängigmachen der an der Basisstation angewendeten orthogonalen Abdeckung bzw. Spreizung.
Der Walsh-Code wird an dem Finger über den Mikroprozessordatenbus 34 geliefert. Die entspreizten und aufgedeckten I- und Q-Chips werden durch I- und Q-Symbol-Akkumulatoren 110 und 112 über ein Symbolintervall summiert, um einmal pro Symbol ein Symboldatenpaar aus D_I(n) und D_Q(n) für ein Symbol n zu erzeugen. Da der Pilotkanal mit dem Walsh-Code 0 mit nur Nullen abgedeckt bzw. gespreizt ist, ist kein separater Walsh-Sequenz-Generator zum Aufdecken bzw. Wiedergewinnen des Pilots notwendig. Die Ausgabe des on-time bzw. pünktlichen Entspreizers wird direkt mit on-time I- und Q-Akkumulatoren 114 und 116 summiert, um ein Pilotpaar P_I(n) und P_Q(n) für das Symbol n zu erzeugen.
Die Zeitnachführschleife wird durch die Differenz der Pilotstärken, die um einen halben Chip von dem aktuellen Fingerversatz versetzt sind, getrieben. Deshalb summiert ein separater Satz von I- und Q-Akkumulatoren 118 und 120 den entspreizten Pilot der vorgesehen ist durch den late bzw. verspäteten Entspreizer 104b unter Verwendung von Abtastwerten, die um einen halben Chip von jenen verzögert sind, die durch den on-time Pilot und Symbolakkumulatoren verwendet werden. Zum Erzeugen eines Pilotpaares das um einen halben Chip von dem on-time Pilot-Paar P_IL(n) und P_QL(n) für das Symbol n verzögert ist, nutzt der late Entspreizer 104b die gleiche PN-Sequenz, die von dem on-time Entspreizer 104a genutzt wird. Zum Erzeugen eines Pilotpaares, dass um einen halben Chip von dem on-time Pilot-Paar beschleunigt bzw. fortgeschritten ist P_IE(n) und P_QE(n) für das Symbol n nutzt der late Entspreizer 104b eine PN-Sequenz, die um einen Chip gegenüber der verzögert ist, die durch den Entspreizer 104a verwendet wird. Die Zeitnachführschleife nutzt die um einen halben Chip beschleunigten und verzögerten Pilotpaare auf alternierenden Symbolen. Mit jeder Symbolaktivierungsabtastung 158 werden die Akkumulatoren 110, 112, 114, 116, 118, 120 gelöscht und beginnen über das nächste Symbolintervall zu Summieren. Die oben beschriebenen Elemente führen alles von der Chipratenverarbeitung, die in dem Finger stattfindet durch, die in 3 links von der Grenze 98 gezeichnet ist. Das Nettoergebnis dieser Chipratenverarbeitung ist ein Datenvektor, der einmal pro Symbol erzeugt wird: {DI(n), DQ(n), PI(n), PQ(n), PQ(n), PIE/L(n),PQE/L(n)}der dann mit der Symbolrate durch Elemente verarbeitet wird, die rechts von der Grenze 98 in 3 gezeichnet sind.
Die Symbolratenverarbeitung beginnt typischerweise durch Filtern der on-time I- und Q-Pilotdaten P_I(n) und P_Q(n) wie durch die I- und Q-Pilotfilter 132 und 134 in 3 gezeigt ist. Diese Filterung glättet die Symbol-zu-Symbol-Variationen in der Pilotreferenz zum Vorsehen einer gleichmäßigeren Referenz für die Phasenprojektion und Skalierungsoperationen des Skalarprodukts.
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden I- und Q-Pilotfilter 132 und 134 als einfache Filter mit unendlicher Impulsantwort (infinite Impulse response, IIR) erster Ordnung konfiguriert. Für jedes Symbol wird ein Bruchteil des aktuellen Filterwerts abgezogen und eine neue Eingabe, die Pilotdaten P_I(n) und P_Q(n) wird hereinsummiert, um eine neue Filterausgabe Pf_I(n), Pf_Q(n) zu erzeugen.
Einmal pro Symbol übt ein Skalarproduktschaltkreis 130, die in Gleichung (2) definierte Skalarproduktoperation durch, und zwar durch Nehmens des D_I(n), D_Q(n) Symbolvektors und ihn mit dem gefilterten Pilotvektor Pf_I(n), Pf_Q(n) Skalar zu multiplizieren. Dies resultiert in einen Skalarwert, der die Größe des Datensymbols in Phase mit dem Pilot skaliert mit der Stärke des empfangenen Pilots, anzeigt.
Nach Abschneiden und Beschränken (nicht gezeigt) das verwendet wird zum Wiedernormalisieren des Skalarproduktergebnisses auf die interessierenden Bits wird diese Symbolausgabe in einen Symbolentzerrpuffer 144 geschrieben. Der Entzerrpuffer ist ein First-In, First-Out (FIFO) Puffer, der mit dem fingereigenen speziellen Symbolausrichtung beschrieben wird und zwar wie vorgesehen durch die Symbolaktivierungsabtastung 158. Die Entzerrpuffer in allen Fingern werden unter Verwendung dergleichen Kombinierersymbolaktivierungsabtastung gelesen (nicht gezeigt). Dies kompensiert die unterschiedlichen Versätze der Finger, die zugewiesen sind, und erlaubt es dem Symbolkombinierer 22 die Symbolströme von den verschiedenen Fingern zusammen zu addieren.
Die Symbolausgabe des Entzerrpuffers wird durch ein AND bzw. UND-Gatter 152 maskiert wenn sich der Finger in einem uneingerasteten Zustand befindet. Der eingerastete Zustand 148 ist eine Anzeige dafür, dass der Finger einen zuverlässigen und einigermaßen starken Pfad nachführt und maskiert die Fingersymbolausgabe, wenn der Finger ausgerastet ist, zum Erzeugen eines kombinierten Symbolstroms höherer Qualität, der von dem Kombinierer 22 ausgegeben wird.
Die Signalverabeitung zum Bestimmen des Verriegelungszustands beginnt mit dem Energieschaltkreis 140 unter Verwendung der I- und Q-Pilotfilterausgaben zum Bestimmen von [Pf_I(n)² + Pf_Q(n)²] entsprechend der Energie in dem Pilot für die nachzuführende Spitze. Diese Energie wird dann durch das Rastdetektionsfilter 142 gefiltert zum Erzeugen eines Langzeitdurchschnittsfingerenergiepegels. Während der erneuten Fingerzuweisung kann der Mikroprozessor 30 diese Fingerenergie zurücklesen und sie mit den letzten durch den Sucher 14 gefundenen Mehrpfad-Spitzen vergleichen, den Finger auf stärkere Pfade erneut zu zuweisen, die durch den Sucher gefunden worden sind, während sich die Mehrpfad-Umgebung ändert und Spitzen kommen und gehen.
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das Rastdetektionsfilter 142 als ein einfaches IIR Filter erster Ordnung konfiguriert. Für jedes Symbol wird ein Bruchteil der Fingerenergie die in dem Filter beibehalten wird abgezogen und das von dem Energieschaltkreis 140 ausgegebene Energieergebnis wird hereinsummiert zum Erzeugen einer neuen gefilterten Fingerenergieausgabe.
Der Schwellenvergleichsblock 150 vergleicht die von dem Rastdetektionsfilter 142 ausgegebene Filterenergie mit einer eingerasteten Schwelle und mit einer ausgerasteten Schwelle, die in dem Block durch den Mikroprozessor 30 geschrieben werden. Falls die Fingerenergie oberhalb der eingerasteten Schwelle bzw. Einrastschwelle ist, wird der Rastzustand 148 in den eingerasteten Zustand gezwungen. Falls die Energie unterhalb der ausgerasteten Schwelle bzw. Ausrastschwelle ist, wird der Rastzustand 148 in den Ausrastzustand gezwungen. Andernfalls verbleibt der Rastzustand 148 unverändert. Dies erzeugt einen Hysterese-Effekt auf dem Rastzustand 148 und zwar derart, dass sobald einmal der Finger aus der Rastung fällt, seine Energie oberhalb der Einrastschwelle ansteigen muss, um zurück in die Rastung zu gehen, und sobald der Finger verrastet ist, muss die Energie unterhalb der Ausrastschwelle fallen, um aus der Rastung herauszugehen.
Einmal pro Symbol führt der Kreuzproduktschaltkreis 146 die in Gleichung 3 definierte Kreuzproduktoperation durch und zwar in gefilterten Pilot Pf_I(n), Pf_Q(n) Vektor mit dem gefilterten Pilotvektor für das vorhergehende Symbol Pf_I(n–1), Pf_Q(n–1) kreuzend. Dies führt zu einem Skalarwert, der die Rotations- bzw. Drehrate des Pilots im QPSK in dem I-, Q-Raum anzeigt, ein Maß vorsieht für den Frequenzfehler zwischen dem lokalen Oszillatortakt bzw. -taktgeber und dem der zum Senden des Signals an der Basisstation verwendeten. Nach Abschneiden und Beschränken (nicht gezeigt) das genutzt wird zum erneuten Normalisieren des Kreuzproduktergebnisses auf die interessierenden Bits wird dieser Frequenzfehler durch ein UND-Gatter 154 maskiert, wenn sich der Finger in einem ausgerasteten Zustand befindet, so dass der Finger nur zum LO_ADJ Signal 36 beiträgt, wenn er einen zuverlässigen und einigermaßen starken Pfad nachführt.
Wie vorher beschrieben hält eine Zeitnachführschleife den Finger auf seine zugewiesene Mehrpfad-Spitze zentriert, wenn sich die Spitze herumbewegt, während das Mobiltelefon seine Position relativ zu Objekten in seiner Umgebung ändert, somit reflektiven Mehrpfad verursachend. Mit aufeinander folgenden Symbolen werden Pilotsymbolintegrationspaare P_IL(n), P_QL(n) und P_IE(n), P_QE(n), die um einen halben Chip versetzt sind, alternierend durch verspätetet bzw. late Symbolakkumulatoren 118 und 120 ausgegeben. Einmal pro Symbol berechnet der Energieschaltkreis 136 entweder [P_IL(n)² + P_QL(n)²] oder [P_IE(n)² + P_QE(n)²] entsprechend der Energie in dem Pilot um einen halben Chip früher oder später versetzt als die Spitze, die nachgeführt wird. Das Zeitnachführfilter 138 berechnet die Differenz zwischen diesen zwei Energien [PIL(n)2 + PQL(n)2] – [PIE(n–1)2 + PQE(n–1)2] (4)
Diese Differenz bildet eine Metrik, die genutzt wird zum Treiben eines Tiefpassfilters zweiter Ordnung. Die Verstärkung bzw. der Gewinn von den Beträgen sowohl erster als auch zweiter Ordnung werden durch den Mikroprozessor 30 spezifiziert. Dies erlaubt eine größere Filterbandbrei te während der Anfangsakquisition, später wechselnd auf eine schmalere Bandbreite die Spuren von out-of-band bzw. außerbandigen Rauschen besser zurückweisen kann, sobald der Finger eingerastet ist. Das Zeitnachführfilter gibt ein Vorwärtsschreiten bzw. Beschleunigen oder Verzögern aus, wenn die finale Phasenakkumulationsstufe überläuft oder unterläuft. Dies wird an den Fingerzeitsteuerungsgenerator 122 zurückgekoppelt, der entsprechend eine Chipperiode mit einem einzelnen CHIPX8 Takt bzw. Taktgeber komprimiert oder erweitert. Dies stellt den Fingerversatz um ein Achtel eines Chips in die Richtung ein um ihn wieder auf die Spitze des Pfads zu zentrieren der nachgeführt wird.
Nachdem der Mikroprozessor 30 einen Suchfensterstartversatz (zu dem Suchzeitsteuergenerator 200 geschrieben) spezifiziert und eine Suchfensterlänge (an einen Suchsteuerblock 206 geschrieben) spezifiziert schreitet der Sucher 14 durch das Suchfenster, und zwar jeden Versatz in dem Suchfenster der Reihe nach evaluierend. Für jeden Versatz integriert der Sucher den Pilot über eine spezifizierte Anzahl von Chips (an den Sucherzeitsteuerungsblock 200 geschrieben), berechnet die resultierende Pilotenergie und summiert optional mehrere Pilotenergien über eine spezifizierte Anzahl von Intervallen (an den Suchersteuerblock 206 geschrieben). Die Ausgabe des Suchers ist eine Spur der Mehrpfad-Umgebung in dem Suchfenster, das sehr ähnlich wie 1 aussieht. Die Mehrpfad-Spur kann an den Mikroprozessor direkt zurückgegeben werden oder zum Reduzieren der Datenmenge, die der Mikroprozessor handhaben muss, kann der Sucher das Ergebnis filtern, so dass nur eine sortierte Liste der größten Spitzen, die in dem Suchfenster gefunden worden sind, zu berichten ist.
Genau wie die Fingerverarbeitung in eine Chipraten- und eine Symbolratenverarbeitung aufgeteilt worden war, wird in dem bevorzugten Aus führungsbeispiel der Sucher in zwei funktionale Gruppen aufgeteilt, wie in dem funktionalen Blockdiagramm für den Sucher der 4 abgebildet ist. In einer herkömmlichen dedizierten Schaltkreisimplementierung hat jedes der Elemente in 4 eine Entsprechung in einem physikalischen Schaltkreis; bei einer herkömmlichen DSP Implementierung hat jedes dieser Elemente entsprechende Schritte in dem Signalverarbeitungscode. Alle Elemente, die auf dem Chipniveau betrieben werden, sind links von einer Grenze 198 gezeigt, und alle Elemente, die einmal pro Integrationsintervall betrieben werden sind rechts von der Grenze 198 gezeigt.
Der Sucher 14 ist versehen mit I- und Q-Tastungen 32, die in einem Dezimator 102 eingegeben werden. Anders als der Finger 12a–c, der eine von acht Dezimationen der Eingangsdaten auswählen kann, lastet der Sucher-Dezimator 102 immer mit besten Versätzen um einen halben Chip während einer Suche ab. Der Dezimator 102 kann fixiert bzw. fest sein, weil der Sucher nur das Suchfenster in Inkrementen um einen halben Chip evaluiert, eine grobe Suche, die noch detailliert genug ist, um sicherzustellen, dass keine wahrscheinlichen Kandidatenpfade ausgelassen werden. Sobald einem Finger an einen durch einen Sucher gefundenen Pfad zugewiesen ist, wird er sich selbst schnell auf den Pfad zentrieren, selbst wenn die Spitze zwischen zwei um einen halben Chip getrennte Suchergebnisse fällt. Die Abtastung, sowie auch all die andere Chip-Ratenverarbeitung in dem Sucher wird sklavisch an die Chipaktivierungsabtastung bzw. -tastung 214 von dem Sucherzeitsteuerungsgenerator 200 gegeben.
Jede erzeugte Beschleunigung oder Verzögerung, entweder aufgrund einer Sucherverzögerung die durch den Suchsteuerblock 218 erzeugt wird, während er sequentiell den Sucher durch das Suchfenster schrei ten lässt, oder von einer Änderung durch den Mikroprozessor 30 zum Beginnen einer neuen Suche mit einem anderen Startversatz, hat den Effekt des Verlangsamens oder Beschleunigens der Rate mit der die Chipaktivierungsabtastung 214 erzeugt wird. Der Sucherzeitsteuerungsgenerator 200 gibt auch eine sum_done Tastung bzw. Strobe 216 aus, die anzeigt, dass ein Sum-Integrationsintervall vollendet worden ist.
Der Sucherzeitsteuerungsgenerator 200 speichert den Netto-Effekt von allen Versatzänderungen in einem internen Sucherpositionsregister, das durch den Mikroprozessor 30 gelesen werden kann. Der Sucherzeitsteuerungsgenerator 200 enthält auch ein internes Positionszuweisungsregister in das durch den Mikroprozessor geschrieben wird, zum Ändern des Suchers auf einen neuen Versatz. Wenn der Mikroprozessor 30 den Sucher 14 ändert, fährt ein interner Mechanismus in dem Sucherzeitsteuergenerator 200 fort, die Sucherzeitsteuerung zu beschleunigen oder zu verzögern bis er bestimmt, dass der Sucher 14 seinen zugewiesenen Versatz erreicht hat. Sobald er seinen zugewiesenen Versatz erreicht hat, beginnt der Sucher 14 mit der spezifizierten Suche in dem er mit dem ersten Versatz in dem Suchfenster startet.
Wie bei den Fingern 12a–c werden in dem Sucher 14 die dezimierten ontime und late I- und Q-Chip-Abtastwerte an QPSK Entspreizer 104a bzw. 104b geliefert. Die Entspreizer 104 empfangen auch von dem I-Q-PN-Sequenz-Generator 106 die PN-Sequenzen, die identisch zu jenen sind, die zum Spreizen der Daten an der Basisstation verwendet worden sind. Die I-Q-PN-Sequenz-Generator 106 wird an den Chipaktivierungsausgang 214 von dem Sucherzeitsteuerungsgenerator 200 sklavisch gegeben, und erzeugt somit die PN-Sequenzen, die mit dem aktuellen Versatz konsistent sind, der durch den Sucher evaluiert wird. Der Sucher ist nur interessiert am Messen der Pilotstärke an jedem Versatz und hat deshalb keinen Bedarf für den Walsh-Sequenz-Generator der in dem Finger zu finden ist.
Die Ausgabe des on-time Entspreizers 104a wird direkt durch on-time I- und Q-Akkumulatoren 162 und 164 summiert und die Ausgabe des late Entspreizers 104b wird direkt durch late I- und Q-Akkumulatoren 166 und 168 summiert, um somit ein Pilotpaar P_I(n) und P_Q(n) für ein Symbol zu erzeugen, und zwar einen Datenvektor einmal pro Integrationsintervall erzeugend: {PI(n), PQ(n), PIL(n), PQL(n)}der dann mit der Integrationsintervallrate verarbeitet wird, und zwar durch Elemente, die rechts von der Grenze 198 in 4 gezeichnet sind.
Es sollte bemerkt werden, dass in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel zwei Versätze ein on-time und late Paar gleichzeitig durch den Sucher evaluiert werden. Dieser Parallelismus ist erforderlich, um sicherzustellen, dass der Sucher die Mehrpfad-Spur für typische Suchfenster mit einer Rate bzw. Geschwindigkeit erzeugt, die schneller ist als die Änderung der Mehrpfad-Umgebung. Die Signalverarbeitung die für das bevorzugte Ausführungsbeispiel erörtert wird, kann auch ohne einen Verlust an Allgemeinheit auf zusätzliche Entspreizer-Akkumulator-Paare angewendet werden, die genutzt werden können zum Erzielen zusätzlicher Sucherperformance falls dies erforderlich ist.
Nach jedem Integrationsintervall berechnet der Energieschaltkreis 202 [P_I(n)² + P_Q(n)²] entsprechend der on-time Pilotenergie und der Energieschaltkreis 204 berechnet [P_IL(n)² + P_QL(n)²] entsprechend der late Pilot energie für den Versatz der aktuell für den Sucher evaluiert wird. Die ontime Pilot-Energie wird optional über mehrere Integrationsintervalle durch einen nicht-kohärenten Akkumulator 208 summiert und in ähnlicher Weise wird die late Pilot-Energie durch einen nicht-kohärenten Akkumulator 210 summiert.
Nachdem die spezifizierte Anzahl von Integrationsintervallen ausgelaufen sind, werden die Ergebnisse in den nicht-kohärenten Akkumulatoren 208, 210 an einen Sucherergebnisprozessor 212 weitergeleitet. Der Suchersteuerblock 206 verringert seine interne Versatzzählung und gibt ein Verzögerung an den Sucherzeitsteuergenerator 200 aus. Dies verursacht, dass der Sucher zu dem nächsten Versatz zu dem Suchfenster schreitet.
Entspreizen beginnt mit einer PN-Sequenz, die konsistent ist mit dem neuen Versatz, der evaluiert wird, die on-time und late Akkumulatoren 162, 164, 166, 168 gelöscht werden und begonnen wird, entspreizte Pilotchips für den neuen Versatz zu summieren. Sobald der Suchsteuerblock den Sucher durch die spezifizierte Anzahl von Chips in dem Suchfenster ablaufen lassen hat, wird er den Sucher zurück in einen Warte- bzw. Leerlaufzustand führen, bis der Sucher wiederum angewiesen wird, ein anderes Fenster abzusuchen.
In dem oben erwähnten U.S. Patent Nr. 5,490,165 mit dem Titel „Demodulation Element Assignment in a System Capable of Receiving Multiple Signals", weist das bevorzugte Ausführungsbeispiel die Finger basierend auf den besten Ergebnissen zu die in einem Suchfenster gefunden worden sind. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden die vier besten Ergebnisse in dem Suchergebnisprozessor 212 nachgeführt (eine kleinere oder größere Anzahl von Ergebnissen könnte in anderen Ausführungsbeispielen gespeichert werden). Ein Ergebnisregister, das intern in dem Ergebnisprozessor 212 ist, speichert eine sortierte Liste der größten gefundenen Spitzen und ihren entsprechenden Versätzen. Falls die letzten Suchergebnisse die durch die nicht-kohärenten Akkumulatoren 208 und 210 vorgesehen sind, jene übersteigen, die in der besten Ergebnisliste gespeichert sind, verwirft die Steuerlogik in dem Ergebnisprozessor 212 das viertbeste Ergebnis und fügt die neue Energie und den entsprechenden Versatz an seine entsprechende Position in der Liste ein. Es gibt eine große Anzahl von Verfahren, die in der Technik wohl bekannt sind, zum Vorsehen solch einer Sortierfunktion. Irgendeines von diesen könnte innerhalb des Umfangs dieser Erfindung genutzt werden.
Der Suchergebnisprozessor 212 besitzt auch eine lokale Maxima-Filterfunktion, die aktuelle Energie mit Energie vergleicht, die an den benachbarten Versatz erlangt wird. Das lokale Maxima-Filter, falls aktiviert, verhindert, dass die beste Ergebnisliste aktualisiert wird, sogar obwohl ein Ergebnis andernfalls für einen Einschluss sich qualifizieren würde, außer, dass Ergebnis repräsentiert eine lokale Mehrpfad-Spitze. Auf diese Art und Weise verhindert das lokale Maxima-Filter das starker, breit „verschmierter" Mehrpfad mehrere Einträge in der besten Ergebnisliste füllt, somit keinen Raum für schwächere aber unterschiedlichen Mehrpfad lässt, der bessere Kandidaten für die Demodulation ergeben kann.
Die Implementierung des lokalen Maxima-Filters ist überschaubar. Das aktuelle Suchergebnis wird mit dem Ergebnis des vorhergehenden Versatzes verglichen, dass Vergleichergebnis zeigt das Gefälle der nachgeführten Spitze an. Ein Neigungsübergang von positiv nach negativ zeigt ein lokales Maxima an und ermöglicht es, dass die beste Ergebnisliste aktualisiert wird. Der Neigungssignalspeicher (latch) kann entsprechend initialisiert werden, und nachgefolgt werden, so dass Grenzkantenversätze auch für einen Einschluss berücksichtigt werden können.
An dem Ende einer Suche ist die beste Ergebnisliste für den Mikroprozessor vorgesehen. Dadurch dass der Sucher die Ergebnisse so filtert, dass der Mikroprozessor 30 nur die größten Spitzen betrachten muss, wird die Verarbeitungsmenge signifikant reduziert, die der Mikroprozessor 30 für seine Sucheraufgaben benötigt.
5 ist eine funktionelle Übersicht der Verarbeitung für den Symbolkombinierer 22, den Leistungskombinierer 24 und den Frequenzfehlerkombinierer 26 in dem Mobiltelefondemodulator der 2. Einmal pro Symbol nimmt der Symbolkombinierer die entzerrten (deskewed) Symbolströme 42a–c von den drei Fingern, summiert sie mittels eines Addierers 262 und nach Abschneiden und Beschränken (nicht gezeigt) entwürfelt das kombinierte Soft Decision Symbol über ein XOR bzw. XODER-Gatter 270 der 6 unter Verwendung eines nutzerspezifischen langen Codes 280, der zeitlich mit einem Gegenpart in der Zelle ausgerichtet ist. Der lange Nutzercode 280 ist einmalig für jeden Nutzer und mit Parametern konfiguriert, die während dem Rufaufbau nicht über die Luft gesendet worden sind, somit ein gewisses Maß an Privatsphäre vorsehend. Der PN-Generator des Nutzers ist eingebettet und zeitlich ausgerichtet mit einem Kombinierer-Zeitsteuer-Generator 264. Der Kombinierer-Zeitsteuer-Generator 264 gibt eine Kombinierer-Symbol-Abtastung (strobe) 282 aus, und zwar unabhängig von den Fingersymbolabtastungen 158a–c, die vorher erwähnt worden sind in ihrer Rolle zum Ermöglichen von simultanem Lesen von den Symbolentzerrpuffern 144 in den Fingern 12a–c.
Der Kombinierer-Zeitsteuer-Generator 264 besitzt ein TX_PCG Eingangssignal 278 das von dem Modulatorabschnitt des Modems (nicht gezeigt) kommt, anzeigend, dass die Mobiltelefoneinheit auf der Rückwärtsverbindung während der vorhergehenden Leistungssteuergruppe übertragen hat. In dem be vorzugten Ausführungsbeispiel ist die Leistungssteuergruppe ein 1,25 msec Intervall über das die Mobiltelefoneinheit bzw. Mobileinheit ihre Übertragung auf der Rückwärtsverbindung schalten bzw. abschalten kann. Falls das Mobiltelefon übertragen hat, weist TX_PCG 278 den Kombinierer an, nach einer Leistungssteuerentscheidung auf dem Leistungsregelungsentscheidungsunterkanal (closed loop) der Vorwärtsverbindung zu horchen.
Bits, die von der Nutzer-PN-Sequenz 280 abgetastet worden sind, bestimmen welche der Vorwärtsverbindungsverkehrssymbole innerhalb einer Leistungssteuergruppe punktiert werden, um die Leistungssteuerentscheidungsbits vorzusehen. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel kann abhängig von der Anwendung die Leistungssteuerentscheidung ein oder zwei Symbole punktieren. Während des punktierten Symbols erklärt der Kombinierer-Zeitsteuer-Generator 264, dass PUNCT Signal 284. Dieses maskiert die Symboldaten, so dass eine Löschung in dem Symboldatenstrom 46 platziert wird, der für den Deinterleaver und Decodierer vorgesehen ist. Mit den leistungsfähigen Vorwärtsfehlerkorrekturcodes, die in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet werden, kann der Decodierer 28 die punktierten Symbole rekonstruieren.
Der Leistungskombinierer 24 nutzt die gleichen drei entzerrten Fingersymbolströme, die durch den Symbolkombinierer 22 verwendet werden. Der Leistungskombinierer 24 besteht tatsächlich aus drei separaten Addierer-Akkumulator-Paaren, die es dem Mobiltelefon erlauben Leistungsentscheidungen von drei verschiedenen Zellen zu überwachen. Normalerweise ist nur eines dieser Addierer-Akkumulator-Paare aktiv, aber bei einem Zwei-Wege- oder Drei-Wege-Soft-Handoff kann das Mobiltelefon Leistungsentscheidungen von zwei oder drei Zellen gleichzeitig verwenden.
Zelle 0 nutzt einen Addierer 246 und einen Akkumulator 252; Zelle 1 nutzt einen Addierer 248 und einen Akkumulator 254; Zelle 2 nutzt einen Addierer 250 und einen Akkumulator 256. Einmal pro Symbol summieren die Addierer 246, 248 und 250 die Symbolströme 42a–c von den drei Fingern 12a–c. Die Akkumulatoren 252, 254 und 256 summieren die sich ergebenden kombinierten Symbole über zwei aufeinander folgende Symbole falls die zwei Symbolpunktierung verwendet wird. Während des Soft-Handoffs können die Finger 12a–c frei zwischen den Zellen erneut zugewiesen werden, je nachdem wie sich die Mehrpfad-Umgebung für jede Zelle ändert.
Zum Vorsehen maximaler Flexibilität sehen UND-Gatter 240a–c, 242a–c, und 244a–c für den Mikroprozessor 30 ein Mittel vor zum Schalten von Fingern von einer Zelle zu einer anderen. Zum Beispiel wenn man nicht im Soft-Handoff ist, wird nur das Addierer-Akkumulator-Paar der Zelle 0 246 252 verwendet. Alle drei UND-Gatter 240a–c sind aktiv während die UND-Gatter 242a–c und 244a–c für Zelle 1 bzw. 2 deaktiviert sind, um die Fingerbeiträge zu den Addierer-Akkumulator-Paaren 248, 254 und 250, 256 zu maskieren, sie effektiv abzuschalten.
Bei einem Drei-Wege-Soft-Handoff wird ein Finger jeder Zelle zugewiesen und jeweils eines der UND-Gatter 240a–c, 242a–c und 244a–c werden mit den anderen zwei UND-Gattern von jeder Gruppierung abgeschaltet, so dass alle drei Addierer-Akkumulator-Paare aktiv sind. Das Vorzeichen-Bit in den Akkumulatoren 252, 254, 256 bildet eine harte „hinauf = 0" oder „hinab = 1" Entscheidung.
Bei einem Soft-Handoff, falls irgendeine Zelle das Mobiltelefon anfragt, seine Sendeleistung zu vermindern, zeigt dies an, dass das Mobiltelefon laut und klar an der Zelle ankommt und die Entscheidungen der anderen Zellen ignoriert werden sollten. Diese Logik ist widergespiegelt in dem „oder-der-hinab" bzw. „or-of-the-downs" ODER-Gatter 258, dass die Leistungsentscheidungen von den aktiven Zellen kombiniert. Die Ausgabe des ODER-Gatters 258, die die endgültige kombinierte Entscheidung repräsentiert, wird in dem TXGAIN Akkumulator 268 summiert.
Der TXGAIN Akkumulator wird durch das PUNCT Signal 284 aktiviert, um sicherzustellen, dass seine Sendeverstärkungsausgabe nur ansprechend auf die Leistungsentscheidungssymbole eingestellt wird. Der TXGAIN Wert wird in einen analogen Spannungspegel konvertiert und zwar durch externes R-C Filtern der TXGAIN-Ausgabe des Impuls-Dichte-Modulators (pulse density modulator, PDM) 276, welcher eine Impulsfolge ausgibt, deren Dichte über ein eingestelltes Zeitintervall proportional zu dem Eingangswert ist, der durch den TXGAIN ACCUM 268 vorgesehen ist.
Einmal pro Symbol nimmt der Frequenz-Fehler-Kombinierer 26, die Frequenzfehlerströme 44a–c von den drei Fingern, summiert sie mittels des Addierers 260 und nach dem Abschneiden und Begrenzen (nicht gezeigt) summiert er den kombinierten Frequenzfehler in den LO_ADJ Akkumulator 266 zum Vorsehen einer lokalen Oszillator-Einstellungsreferenz. Der LO_ADJ Wert wird in einen analogen Spannungspegel durch externe R-C Filterung des LO_ADJ Ausgangs 36 des PDM 274 konvertiert. Der PDM 274 gibt einen Impulsstrom aus, dessen Dichte über ein eingestelltes Zeitintervall proportional zu dem durch LO_ADJ ACCUM 266 vorgesehenen Eingangswert ist.
Bei einer herkömmlichen dedizierten Schaltkreisimplementierung wird jeder Multiplizierer, Akkumulator oder Komperator, der in den 3, 4 und 5 beschrieben ist, separat als ein diskreter Schaltkreis implementiert, wobei jedes Element eine direkte Entsprechung zu einer Schaltkreisfläche auf dem Chip bzw. „die" eines integrierten Schaltkreises (integrated circuit, IC) besitzt. Von spezieller Bedeutung sind die vier Multiplizier-Akkumulatoren, die zum Durchführen von on-time Pilotfilter-Energie early bzw. früher oder late bzw. später Pilotfilterenergie, der Kreuzproduktoperationen und der Skalarproduktoperation genutzt werden, und zwar repliziert für jeden Finger.
Diese Strukturen nehmen eine beträchtliche Fläche des Chips zum Implementieren ein, und die Erfinder erkannten, dass mit einem vollen Symbol zum Vervollständigen der Verarbeitung die Funktionalität effizienter implementiert werden könnte, unter Verwendung eines gemeinsam genutzten Datenpfades. Die sich ergebende hybride Architektur, die Elemente von sowohl den dedizierten Schaltkreisen, als auch den allgemeinen DSP Ansätzen enthält, ist in
6 gezeigt. Alle der Fingerchipratenschaltkreise, die links von der Linie 98 in 3 gezeigt sind, und die Sucherchipratenschaltkreise, die links von der Linie 198 in 4 gezeigt sind, werden in restlichen dedizierten Schaltkreisen bewahrt, die in 6 als Finger-Front-Ends 312 bzw. Sucher-Front-End 314 abgebildet sind. All die Fingersymbolratenverarbeitung rechts von der Linie 98 in 3 all der Sucher-pro-Integration-Intervall-Verarbeitung rechts von der Linie 198 in 4 und die Kombinierer-Funktionen der 5 sind in einen gemeinsam genutzten bzw. geteilten Multiplizier-Akkumulator-Datenpfad 300 integriert worden.
Einmal pro Symbol erzeugen die Finger-Front-Ends 312 einen Datenvektor, der aus der I- und Q-Symbol-Integration für die Verkehrskanalsymboldaten dem on-time Pilot und dem early oder late Pilot besteht. Einmal pro Integrationsintervall erzeugt das Sucher-Front-End 314 einen Datenvektor, der aus den I- und Q-Symbol-Integrationsergebnissen für den on-time und late Pilot besteht. Auf Komponenten der Datenvektoren wird durch den gemeinsam genutzten Datenweg bzw. Datenpfad über einen Drei-Zustands-Bus 174 zugegriffen der gemeinsam genutzt wird, durch die Finger-Front-Ends und das Sucher-Front-End.
Einmal pro Symbol gibt der Kombinierer-Zeitsteuer-Generator 264 eine Kombinierer-Symbol-Freigabe 282 aus, Finger-Front-Ends geben ihre individuellen Symbolfreigaben 158a–c aus und einmal pro Sucherintegrationsintervall gibt der Sucher sum_done Signal 216 aus. Der Datenpfadsteuerschaltkreis 308 nutzt diese Strobes bzw. Abtastungen zum Verhandlen der Nutzung des Datenpfads 300 zwischen den Finger-Front-Ends 312, dem Sucher-Front-End 314 und den Kombinier-Funktionen auf einer First-Come-, First-Serve-Basis. Einmal in die Warteschlange eingereiht, geht der Controller 308 der Reihe nach durch den Datenpfad 300 mittels eines Abschnitts von microcodierten Befehlen, die in dem Mikrocode ROM 306 gespeichert sind. Der Mikrocode konfiguriert die internen Elemente des Datenpfads 300 um ihm zu erlauben, all die Akkumulationen, Multiplikation und Vergleiche durchzuführen, die für die Signalverarbeitung des Blocks, der bedient wird, notwendig sind. Der Controller liest und schreibt von einem Speicher mit wahlfreiem Zugriff (random access memory, RAM) 304 welches als eine Registerdatei agiert, die all die Demodulatorzustandsinformation speichert und über Symbolgrenzen hinweg bewahrt. Dies umfasst solche Elemente bzw. Datenworte wie den Entzerrspeicher und verschiedene Filterwerte für jeden Finger 12a–c und die sortierte Liste der größten gefundenen Spitzen für den Sucher 14.
7 ist ein Blockdiagramm eines Finger-Front-Ends 312. Es führt die identische Funktion der Chipratenverarbeitung durch, die vorher für den Finger der 3 bis zu den Chipakkumulatoren 110, 112, 114,116, 118, 120 detailliert beschrieben worden ist. Auf der Fingersymbolaktivierungsabtastung 158 wird die Datenvektorausgabe dieser Akkumulatoren durch Halbdatensignalspeicher (latch) 350a–f gespeichert bzw. gesichert, den Datenvektor puffernd, so dass die Fingerchipakkumulatoren beginnen können den Datenvektor für das nächste Symbol zu summieren während die gespeicherten Werte in den Halbsignalspeichern 350a–f warten bis sie an der Reihe sind um durch den gemeinsam genutzten Datenpfad 300 verarbeitet zu werden. Die Halbdatenspeicher bzw. -signalspeicher 350a–f sind Drei-Zustands-gepuffert 352a–f um es ihnen zu erlauben auf einen gemeinsamen Bus ausgegeben zu werden, der zwischen allen Finger-Front-Ends und dem Sucher-Front-End gemeinsam genutzt wird. Der Drei-Zustands-Bus 174 ist ein verteilter Multiplexer; eine Datenpfadsteuerung 308 wählt einen der Drei-Zustands-Treiber 352a–f in einem Finger-Front-End oder dem Sucher-Front-End aus, um hinaus auf den Bus zu treiben. Der Drei-Zustands-Bus 174 sieht den Datenpfad-Zugriff auf alle verschiedenen Datenvektorkomponenten mit minimalen Leitungsüberhang bzw. -overhead vor. Der Finger-Front-End-Zeitsteuerungsgenerator 122 akzeptiert ein externes Fortschreiten oder Verzögern 160, das durch die Datenpfadsteuerung 308 erzeugt wird, wenn sie die Werte von dem Zeitsteuerungsfilter jenes Fingers aktualisiert.
8 ist ein Blockdiagramm des Sucher-Front-Ends 314. Es führt die identische Funktion der Chipratenverarbeitung durch die vorher für den Sucher der 4 bis zu den Chipakkumulatoren 162, 164, 166, 168 detailliert beschrie ben worden ist. Auf der Sucher sum done Grenze 216 wird die Datenvektorausgabe dieser Akkumulatoren durch Halbsignalspeicher (half latches) 360a–d gespeichert, und zwar den Datenvektor puffernd, so dass die Sucherchip-Akkumulatoren beginnen können den Datenvektor für das nächste Symbol zu summieren, während die in den Halbsignalspeichern 360a–d gespeicherten Werte darauf warten bis sie an der Reihe sind, um durch den gemeinsam genutzten Datenpfad 300 verarbeitet zu werden. Die Halbsignalspeicher 360a–d sind Drei-Zustands-gepuffert 362a–d, um es ihnen zu erlauben auf einen gemeinsamen Bus 174 ausgegeben zu werden, der mit den Finger-Front-Ends gemeinsam genutzt wird. Die Datenpfadsteuerung 308 wählt einen der drei Zustandstreiber 362a–d aus, um den Bus zu treiben, während der Datenpfad den Sucher bedient. Der Sucher-Front-End-Zeitsteuerungsgenerator 200 akzeptiert eine externe Sucherverzögerung, die durch die Datenpfadsteuerung 308 erzeugt wird, wenn diese die Verarbeitung eines Versatzes beendet und weiterschreitet um den nächsten Versatz in dem Suchfenster zu betrachten.
Zurückkehrend zu 6 umfasst der Datenpfad 300 zwei Operanden-Eingangs-Signalspeicher 322, 326. Diese Operanden-Signalspeicher können Werte entweder von dem Drei-Zustands-Daten-Vektor-Bus 174 oder von der Registerdatei (register file) RAM 304 enthalten, die unabhängig über Multiplexer (MUX) 320 und MUX 324 ausgewählt werden. Zum Beispiel wenn P_IL(n) für die um einen halben Chip verzögerte (late) Pilotenergieberechnung quadriert wird, die zum Zeitnachführen genutzt wird; in diesem Fall wählen die MUXs 320 und 324 beide die Eingabe von dem Datenvektoreingangsbus. Wenn das Kreuzprodukt ausgeführt wird, wird der gefilterte Pilot Pf_I(n) von der Registerdatei RAM gelesen, das durch den MUX 324 ausgewählt wird und durch den Signalspeicher (latch) 326 erfasst wird, während D_I(n) für den Finger bedient wird auf den Datenvektoreingangsbus angelegt wird, der durch den MUX 320 ausgewählt und durch den Signalspeicher 322 erfasst wird. Die zwei Operanden- Signalspeicher werden durch einen Multiplizierer 328 multipliziert.
Der Multiplizierer 328 ist ein vollständig paralleler kombinatorischer Multiplizierer, der das Produkt der zwei Operanden innerhalb eines einzelnen Taktzykluses liefert. Entweder der Multipliziererausgang oder der in dem Signalspeicher 326 gespeicherte Operand wird mittels des MUX 330 ausgewählt um durch eine Addierer 334 mit einem Akkumulator-Rückkopplungssignalspeicher 342 summiert zu werden.
Alle arithmetischen Operationen in dem Datenpfad werden durchgeführt unter Verwendung der Zweier-Komplimentärdarstellung von Werten und zwar durch Durchführen einer Einser-Komplimentär-Konvertierung unter Verwendung eines XODER- bzw. XOR-Gatters 332 und Fixieren des Übertrageingangs zu dem LSB des Addierers auf 1, kann die Ausgabe des MUX 330 bedingungsweise subtrahiert anstelle von addiert werden. Ein UND-Gatter 336 kann bedingt die Rückkopplung eines Akkumulatorsignalspeichers 342 die zu dem Addierer 334 summiert wird, maskieren, so dass die Ausgabe des MUX 330 in den Akkumulator-Signalspeicher 342 geladen werden kann, statt mit seinem vorherigen Inhalt summiert zu werden.
Die Ausgabe des Addierers versorgt eine programmierbare Begrenzungsstufe (limit stage) 338, die zusammen mit einer programmierbaren Normalisierungsstufe 340 nur die Addiererausgabe-Bits auswählt, die für die Operation, die durchgeführt wird, interessant sind. Durch erneutes Normalisieren der Ergebnisse nach jeder Operation, Abschneiden der LSBs, die weit unterhalb des Systemgrundrauschens sind, und Sättigen irgendwelcher MSB, die kaum jemals gesetzt werden, können alle Werte mit denen operiert wird, in maximal einem Wort mit doppelter Genauigkeit gehalten werden, ohne das jemals ein Bit-Überlauf beobachtet wird.
Der auf den Drei-Zustands-Bus 174 vorgesehene Datenvektor ist ein Wort mit einfacher Genauigkeit (precision) in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel 10 Bits breit. Typischerweise sind das Fingersymbol und der in dem Registerdatei-RAM 304 gespeicherte Frequenzfehler Wörter mit einfacher Genauigkeit während Filterwerte als Wörter mit doppelter Genauigkeit gespeichert werden, in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel 20 Bit breit. Das Registerdatei-RAM 304 besteht aus 2 Bänken, auf die unabhängig voneinander zugegriffen werden kann, um auf ein Wort mit einfacher Genauigkeit zuzugreifen oder auf die zusammen zugegriffen wird, um auf ein Wort mit doppelter Genauigkeit zuzugreifen.
Eine Speicherabbildung der Registerdatei 304, die in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel, aus zwei RAM-Bänken mit 64 10-Bit-Worten besteht ist in 9 gezeigt. Der Speicher in der Registerdatei ist unterteilt in Fingerseiten, eine Sucherseite und eine Kombiniererseite. Die Organisation der Felder innerhalb einer Fingerseite ist die gleiche für jeden Finger, so dass der Index des Finger-Front-Ends das versorgt wird bzw. bedient wird die Seitenauswahl bildet und die Fingerzustandwerte auf die von der Registerdatei 304 zugegriffen wird, sind als ein Versatz in die ausgewählte Seite spezifiziert. Für jeden Finger 12a–c werden der Symbolentzerrpufferspeicher, die I- und Q-Pilotfilterwerte und ihre verzögerte Version für das Kreuzprodukt, die Zeitnachsteuerungsfilterwerte und die Verriegelungsenergiefilterwerte alle in der Registerdatei gespeichert.
Die Registerdatei enthält Mikroprozessorschreibregister und zwar die verriegelten bzw. synchronisierten (in-lock) und die entriegelten bzw. unsynchronisierten (out-of-lock) Schwellen, die initiale Fingerenergie und den Frequenzakkumulatorausdruck der in der Zeitnachführschleife zweiter Ordnung genutzt wird, und zwar nach dem der Finger eine Änderung (slew) vollendet. Die Registerdatei enthält auch Mikroprozessorleseregister und zwar den Fingerenergie- und Frequenzakkumulatorausdruck der in der Zeitnachführschleife zweiter Ordnung genutzt wird. Diese Werte werden effizienter im RAM gespeichert als in diskret realisierten Lese- und Schreibsignalspeichern (latches); eine Lese-/Schreibanzapfung des Mikroprozessors 344 sieht einen Anschluss vor über den der Mikroprozessor diese Werte lesen oder schreiben kann, den Ablauf des Datenpfades temporär anhaltend, während ein Zugriff gemacht wird. Der Mikroprozessor greift auf diese Werte selten genug zu, so dass irgendeine ergebende Verzögerung beim Ablauf des Datenpfades nicht signifikant ist.
Für den Sucher 14 speichert die Registerdatei die Zwischenwerte der on-time bzw. pünktlichen und late bzw. verzögerten nicht-kohärenten Akkumulatoren, sowie auch den vorher bei der lokalen maximalen Detektion verwendeten Energiewert und die sortierte Liste mit den vier stärksten Spitzen, die durch den Sucher gefunden worden sind und ihre entsprechenden Versätze. Für den Kombinierer speichert die Registerdatei den Zustand der Zellakkumulatoren 252, 254 und 256 wenn zwei aufeinander folgende punktierte Symbole summiert werden, sowie auch die Zustände des TXGAIN Akkumulators 268 und des LO_ADJ Akkumulators 266. Der Anfangswert von den TXGAIN und LO_ADJ Akkumulatoren 268, 266 kann durch den Mikroprozessor 30 spezifiziert werden und ihr aktueller Wert wird durch den Mikroprozessor 30 unter Verwendung der Lese-/Schreibanzapfung 344 zurückgelesen.
Zurückkehrend zu der 6 wird die beschränkte, normalisierte Addiererausgabe durch den Akkumulatorsignalspeicher 342 erfasst. Der Akkumulatorsignalspeicher 342 gibt eine Rückkopplung an den Addierer 336 aus zum weiteren Summieren und seine Inhalte können zurück in die Registerdatei-RAM 304 geschrieben werden. Die Ausgabe des Signalspeichers 342 wird durch TXGAIN PDM 274 und LO_ADJ PDM 276 zu der geeigneten Zeit erfasst, wenn aktualisierte TXGAIN oder LO_ADJ Akkumulatorwerte entsprechend zurück in die Registerdatei RAM 304 geschrieben werden. Während die Kombiniererfunktionen bedient werden, erzeugt der Datenpfad an einen Punkt das kombinierte Symbol an den Ausgang des Akkumulatorsignalspeichers 342. Das kombinierte Symbol wird dann durch ein XODER-Gatter 370 verwürfelt und durch ein UND-Gatter 272 gelöscht durch die Nutzer-PN-Sequenz 280 bzw. das PUNCT Signal 284 das von dem Kombiniererzeitsteuerungsgenerator 264 ausgegeben wird, wie vorher für diese gleichen in 5 gezeigten Schaltkreise beschrieben worden ist.
Aufgrund der Leichtigkeit der Implementierung, in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden bestimmte Zustände die den Ablauf des Datenpfades beeinflussen wie zum Beispiel die Finderverriegelungszustände der Neigungssignalspeicher für das lokale Maxima-Filter, die Lese- und Schreibzeiger bzw. -Pointer für den Fingerentzerrpuffer, die nicht-kohärente Akkumulation und die aktuelle Suchversatzzählung mit diskreten Signalspeichern und begleitender Steuerlogik realisiert die intern in dem Datenpfadsteuerschaltkreis 308 sind, anstelle durch den Datenpfadablauf und zusätzliche Speicherzuordnungen in der Registerdatei 304. Durch Nachführen der Lese- und Schreibentzerrpufferzeiger ist das größte Zeitintervall, das durch den Kombiniererzeitsteuergenerator 264 oder den Fingerzeitsteuergenerator 122 gehandhabt werden kann, ihre entsprechende Symbolintervallabtastungen 282 und 158.
Die Datenpfadsteuerung 308 nutzt die Vorzeichen-Bit-Ausgabe 346 von dem Addierer 334 als einen Marker zum Steuern des Datenpfadablaufs für die eingerastete (in-lock) Schwelle, die ausgerastete (out-of-lock) Schwelle, das lokale Maxima-Filter und während der Sortierung der beste Sucherergebnisliste. Falls das Vorzeichen-Bit 346 überläuft, während die neue Zeitnachführungsfilterausgabe berechnet wird, zeigt dies für den Finger an, um ein CHIPX8 fortzuschreiten oder verzögert zu werden.
Wenn dies passiert, wird der Weiterschreiten- (advance) oder Verzögerung-(retard) -Befehl 160a–c von der Datenpfadsteuerung 308 an das Finger-Front-End 312 zurückgekoppelt, dass durch den Datenpfad versorgt wird. Über den Mikroprozessordatenbus 34 spezifiziert der Mikroprozessor 30 für den Datenpfadcontroller 308 die Anzahl von Integrationen, die für jeden Versatz durchzuführen sind und die Anzahl von Versätzen in dem Suchfenster. Der Mikroprozessor spezifiziert auch für die Datenpfadsteuerung die pro Zelle zu aktivierenden Finger zur Leistungskombinierung, die Fingerzeitsteuerungsschleifengewinne und kann auch direkt den Verriegelungszustand des Fingers beschreiben, somit den Wert der durch den Verriegelungsschwellenvergleich bestimmt wurde, überschreiben.
Wie vorher erwähnt, werden die Finger-Front-Ends, die Kombinierer-Funktionen oder das Sucher-Front-End auf einer First-Come-, First-Serve-Grundlage bedient, wenn ihre entsprechenden Symbolaktivierungsabtastungen bzw. strobes 158a–c, 282 oder der sum_done strobe 216 angesprochen werden. Die Datenpfadsteuerung 308 platziert die anfragenden Elemente in eine Warteschlange, die abgearbeitet wird, sobald der Datenpfad 300 sein Bedienen von früher anfragenden Elementen beendet hat. Falls zwei oder mehr Elemente die Bedienung bzw. Versorgung zu genau der gleichen Zeit anfragen, weist die Datenpfadsteuerung 308 zufällig eines der entsprechenden Elemente als erstes in die Warteschlange ein und reiht das andere dahinter ein. Da die Ausgaben des Finger-Front-Ends und des Sucher-Front-Ends gepuffert werden, hat der Datenpfad ein volles Symbol um sie zu bedienen bis das Ergebnis des nächsten Symbols den Datenvektor in den Puffer überschreibt. Solange der Datenpfad extra Taktzyklen pro Symbolperiode verfügbar hat, kann er immer sicherstellen, dass jeder Finger 12a–c bedient werden kann, bevor die Grenze des nächsten Symbols bei irgendeinem Warteschlangenszenario des schlimmsten Falls stattfindet.
Während einem Weiter- bzw. Fortschreiten schneidet die Fingerzeit-Nachführschleife einen inkonsequenten einzelnen Takt aus dem Intervall zwischen aufeinander folgenden Symboltastungen bzw. strobes 158 heraus. Mehr Betrachtung verdient der Fall bei dem mehrere Finger 12a–c in eine Vorwärtsrichtung verschoben werden. In diesem Szenarium schreiten die Finger 12a–c weiter auf einer chip-weisen Grundlage, so dass das Intervall zwischen aufeinander folgenden Symboltastungen 158 halbiert wird. Eher als das die Datenpfadabfolge so entworfen wird, dass sie genügend Spielraum besitzt, um ein Warteschlangenmuster des schlimmsten Falls unter Verwendung eines 256 Taktintervalls handzuhaben unterdrücken die Fingerzeit-Steuergeneratoren 122 einfach ihre Symbolaktivierungstastungsausgabe 158a–c während einem Fortschreiten, diese erneut aktivierend sobald die Finger eine Verschiebung vollendet haben und an ihrem zugewiesenen Versatz angekommen sind.
Einmal in die Warteschlange eingereiht, lässt der Controller den Datenpfad durch eine feste Verarbeitungssequenz laufen, konfiguriert ihn zum Durchführen aller der Akkumulationen, Multiplikationen und Vergleiche, die mit der Signalverarbeitung des bedienten Blocks assoziiert sind. Die Art des Elements das bedient wird, bildet eine Seitenauswahl in dem Mikrocode-ROM 306 und die Taktzählung in dem Ablauf wird als ein Versatz in die ausgewählte Seite genutzt, um die Mikrocode-ROM-Adresse zu bilden. Die Mikrocode-ROM-Ausgabe spezifiziert die Komponente, die auf den Datenvektor-Drei-Zustandsbus 174 getrieben wird, jedwelche Zugriffe auf oder von dem Registerdatei-RAM 304 und ein Steuerwort, bezeichnet mit c[16:0], die interne Elemente des gemeinsam genutzten Datenpfads 300 konfigurierend. Signale c[0], c[2], c[4] bilden entsprechend eine mux Auswahleingabe für die MUX's 324, 320, 330; Signale c[1], c[3], c[16] sind entsprechend Aktivierungen bzw. Freigaben für die Signalspeicher bzw. latches 326, 322, 342; Signale c[5], c[6], c[7] steuern die bedingten Substraktions- und Ladefunktionen für den Addierer 334 und Felder c[11:8] und c[15:12] spezifizieren vollständig die Begrenzungs- und Normalisierungs-Bit-Positionen für die Ausgabe des Addierers 334.
Die Sequenz von Operationen, die durch den Datenpfad bei sukzessiven Taktzyklen durchgeführt wird, während ein Finger-Front-End 312 bedient wird, ist in 10 gezeigt. Es folgt eng der Symbolratenverarbeitung für den Finger der in Bezug auf 3 erörtert worden ist. Für jeden Zyklus führt die Tabelle in 10 die Komponente, falls es eine gibt, die auf den Drei-Zustandsdatenvektorbus 174 getrieben wird, die Zugriffe, falls es welche gibt, auf oder von dem Registerdatei-RAM 304, dass c[16:0] Datenpfadsteuerwort und einen kurzen Kommentar der nützlich ist, beim Verweisen zurück auf die Beschreibung der Symbolratensignalverarbeitung für den Finger in 3.
Zuerst werden die Pilotfilter aktualisiert durch Abziehens eines Bruchteils ihres aktuellen Pegels und durch Summieren der on-time I- und Q-Pilotakkumulator-Ausgaben von den ausgewählten Finger-Front-Ends während der Taktzyklen 0–6. Während der Taktzyklen 7–9 wird das Skalarprodukt berechnet unter Verwendung der gefilterten Piloten und der Symbolakkumultationsausgaben des ausgewählten Finger-Front-Ends. Während der Taktzyklen 10–13 wird das Kreuzprodukt berechnet unter Verwendung der gefilterten Piloten und der gefilterten Pilotwerte des vorhergehenden Symbols, die in der Registerdatei 304 gespeichert sind. Während der Takte 14–16 wird die Pilotenergie berechnet. Diese Energie wird in eine temporäre Löschstelle (scratch location) in der Registerdatei 304 geschrieben, während das Verriegelungsdetektionsfilter zuerst aktualisiert wird durch Abziehen eines Bruchteils seines aktuellen Pegels während der Taktzyklen 17–18.
Die Pilotenergie für das aktuelle Symbol wird dann zurück herausgelesen und summiert, um einen neuen Verriegelungsdetektionsfilterwert zu ergeben, der zurück in die Registerdatei 304 während der Taktzyklen 19–21 geschrieben wird. Ein neuer Verriegelungszustand wird auch bestimmt durch Vergleich mit dem in-lock und out-of-lock Schwellen während der Taktzyklen 20–21. Während der Takte 22–24 wird die late bzw. verspätete Pilotenergie berechnet, die frühere Pilotenergie abgezogen, die von dem vorhergehenden Symbol erlangt wurde und herausgelesen von dem Registerdatei-RAM zum Erzeugen einer late-early bzw. spät-früh Energie-Delta-Metrik zum Treiben der Zeitnachführschleife zweiter Ordnung.
Die Zeitnachführmetrik wird in die Registerdatei 304 geschrieben und sofort wieder herausgelesen um sie als eine Eingabe für den Datenpfad zu positionieren. Sie wird skaliert mit einer durch den Mikroprozessor spezifizierten Verstärkungskonstante K1, während sie in den Akkumulatorausgabesignalspeicher 342 während dem Taktzyklus 27 geladen wird. Dieser skalierte Wert wird dann zu der Zeitnachführfrequenzakkumulatorkomponente des Filters zweiter Ordnung addiert. Der aktualisierte Zeitnachführfrequenzakkumulator wird zurück in die Registerdatei 304 geschrieben und sofort wieder zurückgelesen, um ihn als eine Eingabe an den Datenpfad zu positionieren, wo er zu der Zeitnachführmetrik summiert wird, die durch eine durch den Mikroprozessor spezifizierte Verstärkungskonstante K2 während dem Taktzyklus 32 skaliert worden ist. Dieser Wert wird mit der Zeitnachführphasenakkumulator komponente des Filters zweiter Ordnung summiert und der neue Phasenakkumulatorwert wird zurück an die Registerdatei 304 bei dem Taktzyklus 34 geschrieben. Somit erfordert der Datenpfad insgesamt 35 Taktzyklen um einen Finger für jedes Symbol zu verarbeiten.
Die Sequenz an Operationen, die durch den Datenpfad bei aufeinander folgenden Taktzyklen durchgeführt wird, während das Sucher-Front-End 314 bedient wird, ist in 11 gezeigt. Es folgt im Wesentlichen der Verarbeitung pro Integrations-Intervall für den Sucher die mit Bezug zu 4 erörtert worden ist. Während der Taktzyklen 0–2 wird die Pilotenergie für die späte Pilotintegration berechnet. Diese Energie wird mit einem nicht-kohärenten Zwischenakkumulatorwert beim Taktzyklus 3 summiert und die neue Summe über die Anzahl von abgelaufenen Integrationsintervallen wird zurück in die Registerdatei 304 bei dem Taktzyklus 4 geschrieben. Diese gleichen Operationen für die on-time bzw. pünktliche Pilotintegration findet während der Taktzyklen 4–8 statt. Falls der Sucher 14 noch weitere Integrationen bei dem gleichen Versatz durchzuführen hat, ist der Datenpfad dann mit dem Bedienen des Suchers fertig, die durch die durchgezogene Linie angezeigt ist, die nach dem Taktzyklus 8 in 11 gezeichnet ist.
Falls, stattdessen, dies dass finale Integrationsintervall für den aktuellen Versatz ist, geht die Verarbeitung weiter. Die lokale Maxima-Filterverarbeitung findet während der Taktzyklen 9–12 statt. Der Datenpfad 300 bestimmt die Steigung der Mehrpfad-Spur zwischen den on-time und late Versatzergebnissen und zwischen den late Versatzergebnis und dem on-time Ergebnis des vorhergehenden Versatzes, das in der Registerdatei 304 gespeichert worden ist. Falls der Steigungssignalspeicher einen Übergang von „1" auf „0" aufweist, ist ein lokales Maxima detektiert worden. Der Datenpfad 300 kann dann die Spitze für einen Einschluss in die sortierte Liste der größten Spitzen, die in der Suche bis dahin gefunden worden sind, berücksichtigen.
Beginnend mit der Spitze 0, der stärksten Spitze, bei dem Taktzyklus 13 und fortfahrend bis zu der Spitze 3 bei dem Taktzyklus 23 wird die Energie für den aktuellen Versatz der verarbeitet wird, mit den gespeicherten Spitzen verglichen. Falls die Eingangsenergie größer ist als die gespeicherte Energie mit der sie verglichen wird, überschreibt die Eingangsenergie die gespeicherte Energie, die dann gleichzeitig die Eingangsenergie in dem Akkumulatorsignalspeicher 342 ersetzt. Durch schrittweises Weitergehen von größeren zu kleineren Spitzen, sobald die Eingangsenergie eine gespeicherte Spitze übersteigt werden alle der kleineren Spitzen natürlich automatisch um eine Position „degradiert" während der Spitzenvergleich weiterschreitet. Dies ist nur eine von einer Anzahl von Verfahren die in der Technik wohl bekannt sind zum Vorsehen solch einer Sortierungsfunktion. Irgendeine von ihnen könnte innerhalb des Umfangs dieser Erfindung genutzt werden. Das minimale Sucherintegrationsintervall in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel beträgt 32 Chips und mit einem einzelnen Integrationsintervall pro Versatz im schlimmsten Fall erfordert der Datenpfad 300 insgesamt 24 Taktzyklen für jedes 32 Chipintegrationsintervall um den Sucher zu unterstützen.
Die Sequenz von Operationen, die durch den Datenpfad bei aufeinander folgenden Taktzyklen durchgeführt wird, während die Kombiniererfunktionen bedient werden, ist in 12 gezeigt. Es folgt eng der Symbolratenverarbeitung für die Kombiniererfunktionen, die mit Bezug auf 5 erörtert worden sind. Ein entzerrtes bzw. deskewed Fingersymbol pro Taktzyklus wird von der Registerdatei 304 gelesen, was zu einem finalen kombinierten, beschränkten und abgeschnittenen Soft decision Symbol bei dem Taktzyklus 3 führt. Während der Taktzyklen 4–8, 9–13, 14–17 finden ähnlich Summationen pro Finger auf den punktierten Symbolen für die Leistungssteuerentscheidungen für die Zelle 0, Zelle 1 bzw. die Zelle 2 statt. Falls eine Punktierung mit zwei Symbolen genutzt wird, kann das kombinierte punktierte Symbol mit dem vorher kombinierten Symbol für die Zelle die verarbeitet wird summiert werden, und zwar gespeichert in der Registerdatei 304. Das „or-of-the-downs" ODER-Gatter 258 ist ein diskretes Gatter in der Datenpfadsteuerung 308, unter Verwendung der Addierervorzeichen-Bit-Ausgabe 346 als eine harte Hinauf-/-Hinab-Entscheidung für jede Zelle während sie sequentiell durchlaufen werden. Während der Taktzyklen 19–20 wird basierend auf der kombinierten Leis tungsentscheidung eine +1 oder -1 zu dem TXGAIN Wert addiert, der von der Registerdatei 304 gelesen wird. Der neue TXGAIN Wert wird durch den PDM 276 erfasst, wenn er zurück in die Registerdatei 304 geschrieben wird. Während der Taktzyklen 22–24 wird ein Fingerfrequenzfehler pro Taktzyklus von der Registerdatei 304 gelesen und summiert zum Erzeugen einer neuen Frequenzfehlereinstellung, die zu dem LO_ADJ Wert addiert wird, der von der Registerdatei 304 gelesen wird. Der neue LO_ADJ Wert wird durch den PDN 274 erfasst wenn er zurück in die Registerdatei 304 geschrieben wird. Somit erfordert der Datenpfad insgesamt 28 Taktzyklen zum Verarbeiten eines Fingers für jedes Symbol.
Die Architektur der vorliegenden Erfindung hat mehrere Vorteile. Zum Beispiel, weil der komplexe Verarbeitungsblock über einen Satz von Finger-Front-End-Blöcken gemeinsam genutzt bzw. geteilt wird, kann die Fähigkeit zum Demodulieren eines zusätzlichen Signalpfads durch einfaches Addieren eines neuen Finger-Front-End-Blocks hinzugefügt werden. Der Finger-Front-End-Block erfordert nicht eine wesentliche Chipfläche und deshalb sind die Kosten des Erweiterns der Demodulationsfähigkeit auf diese Art relativ niedrig. Mit 512 CHIPX8 Takten pro Symbol besitzt der Datenpfad viel „Spielraum" oder Leerlauf- bzw. Ruhezyklen zusätzlich zu dem was er benötigt zum Durchführen seiner zugewiesenen Signalverarbeitungsaufgaben.
Die in der Präsentation der 10, 11 und 12 während einem 512 CHIPX8 Symbolintervall berechnet, nutzt das bevorzugte Ausführungsbeispiel drei Finger-Front-Ends und ein minimales Sucher-Intergrations-Intervall von 32 Chips, wobei der Datenpfad die Finger für 105 Taktzyklen, den Sucher für 48 Taktzyklen und den Kombinierer für 28 Taktzyklen verarbeiten wird, insgesamt 181 der 512 verfügbaren Taktzyklen nutzend, was einem Nutzungsfaktor von 35 % entspricht. Ein anderer Weg diese Aussage zu treffen ist, dass der Datenpfad mit 3,5 MIPS läuft. Dies demonstriert die Signifikanz des Abladens der einfachen Chipratenfunktionen auf die dedizierten Finger-Front-Ends was die Signalverarbeitungsanforderung von 75 MIPS auf 3,5 MIPS fallen lässt. Dies lässt sich direkt in Leistungseinsparung übersetzen und die Leistung, die durch die dedizierten Front-Ends verbraucht wird, fügt nur einen Bruchteil dieser Menge wieder hinzu. Für signifikante Erweiterungen der Anzahl oder Art von Finger- und Sucherverarbeitung oder zum Unterstützen von Diensten mit höherer Datenrate mit ihren entsprechenden kürzeren Symbolperioden kann dieser Spielraum vergrößert werden in dem einfach die Frequenz erhöht wird, mit der der gemeinsam genutzte Datenpfad getaktet wird.
Die in dieser Erfindung verkörperte Demodulator-Architektur ist ein Hyprid aus Ansätzen mit herkömmlichen dedizierten Schaltkreisen und Mehrzweck-DSPs. Im Vergleich mit dem herkömmlichen dedizierten Schaltkreisansatz verbraucht der gemeinsam genutzte Datenpfad weniger Leistung und ist beträchtlich kleiner als die in den 3, 4 und 5 dargestellten diskreten Symbolratenschaltkreise. Der gemeinsam genutzte Datenpfad ist kompakt und auf die gemäßigten Anforderungen der aktuellen Verarbeitungsaufgaben zugeschnitten und zwar unter Verwendung einer Arithmetik mit einfacher Genauigkeit mit 10 Bits und doppelter Genauigkeit mit 20 Bits. Der hybride Ansatz behält die Flexibilität von Codierungsalgorithmen in Firmware bei und zwar anstelle von dedizierten Schaltkreisen. Der zeitliche Ablauf der 10, 11 und 12 bildet eine Grundlage für einen kleinen Mikrocodekern; nimmt man die Finger-, Sucher- und Kombiniererfunktionen zusammen sind diese in weniger als 100 Mikrocodezeilen implementierbar.
Die vorhergehende Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels ist vorgesehen, um es irgendeinem Fachmann zu ermöglichen die vorliegende Erfindung nachzuvollziehen oder anzuwenden.

Claims

Eine Spreizspektrum-Demodulationsvorrichtung zur Verwendung in einem Mehrfachszugriffskommunikationssystem, wobei die Vorrichtung Folgendes aufweist: eine Vielzahl von Finger-Front-Ends (312), wobei jedes Front-End Spreizsignale empfängt und eine Chipratensignalverarbeitung, die der Spreizspektrum-Demodulationsvorrichtung zugeordnet ist, ausführt; wobei jeder Finger-Front-End (312) Puffer (350a–f) enthält zum Puffern von pro Symbol akkumulierten Datenvektoren; ein Speichergerät (304) zum Führen bzw. Unterhalten von Zustandsinformation, die der Symbolratensignalverarbeitung der Spreizspektru-Demodulationsvorrichtung zugeordnet ist; ein Multiplizier-Akkumulator-Datenweg (300), der an das Speichergerät und den Puffer gekoppelt ist zum Ausführen von Symbolratenmultiplizierungs- und -akkumulierungsfunktionen, die mit der Signalverarbeitung der Spreizspektrum-Demodulationsvorrichtung zugeordnet ist, wobei der Multiplizier-Akkumulatordatenweg eine Symbolausgabe besitzt; und eine Datenpfadsteuerschaltung (308), die an den Multiplizier-Akkumulatordatenweg (300) gekoppelt ist, zum Vermitteln der Verwendung des Multiplizier-Akkumulatordatenwegs zwischen der Vielzahl von Finger-Front-Ends (312).
Spreizspektrum-Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Multiplizierr-Akkumulator-Datenweg (300) Folgendes aufweist: einen ersten Multiplexer (320) mit einem ersten Eingang gekoppelt an die Vielzahl von Finger-Front-Ends und einem zweiten Eingang gekoppelt an das Speichergerät, wobei der erste Mulitplexer ein erstes Signal von einem Finger-Front-End der Vielzahl von Finger-Front-Ends oder dem Speichergerät auswählt, wobei der erste Mulitplexer das erste ausgewählte Signal als eine Ausgabe vorsieht; ein zweiter Multiplexer (324) mit einem ersten Eingang gekoppelt an die Vielzahl von Finger-Front-Ends und einen zweiten Eingang gekoppelt an das Speichergerät, wobei der zweite Multiplexer ein zweites Signal von einem Finger-Front-End der Vielzahl von Finger-Front-Ends oder dem Speichergerät auswählt, wobei der zweite Multiplexer das zweite ausgewählte Signal an einem Ausgang vorsieht; ein Multiplizierer (328) mit einem ersten Eingang gekoppelt an den ersten Multiplexer und einen zweiten Eingang gekoppelt an den zweiten Multiplexer, wobei der Multiplizierer ein Produktsignal an einem Ausgang vorsieht; ein dritter Multiplexer (330) mit einem ersten Eingang gekoppelt an den Multipliziererausgang und einen zweiten Eingang gekoppelt an den zweiten Multiplexerausgang, wobei der dritte Multiplexer entweder das zweite ausgewählte Signal oder das Produktsignal an einem Ausgang vorsieht; einen Addierer/Subtrahierer (334) mit einem ersten Eingang gekoppelt an den dritten Multiplexerausgang und einen zweiten Eingang gekoppelt an ein arithmetisches Datenpfadausgangssignal, wobei der Addierer/Subtrahierer ein Summensignal an einem Ausgang vorsieht; eine Begrenzer/Normalisierer-Schaltung (338)(340) gekoppelt an den Addierer/Subtrahierer-Ausgang zum selektiven Begrenzen des Summensignals auf einen vorbestimmten Bereich, wobei die Begrenzer/Normalisierer-Schaltung ein normalisiertes Summensignal vorsieht; und ein Latch- bzw. Verriegelungselement (342) gekoppelt an die Begrenzer/Normalisiererschaltung zum Speichern des normalisierten Summensignals, wodurch das arithmetische Datenpfadausgangssignal vorgesehen wird.
Spreizspektrums-Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, die weiterhin Folgendes aufweist: ein Sucher-Front-End (314) gekoppelt zwischen der Vielzahl von empfangenen Spreizsignalen und dem Multiplizierer-Akkumulatordatenweg (300) zum Berechnen von Signalenergie von der Vielzahl von empfangenden Spreizsignalen; und ein Symbolkombinierer (264) gekoppelt an den Multiplizierer-Akkumulatordatenweg (300) des Symbolausgangs in einem demodulierten Symbolstrom.
Spreizspektrum-Demodulationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Datenpfadsteuerschaltung (308) weiterhin die Verwendung des Arithmetikdatenpfads zwischen den Finger-Front-Ends, dem Sucher-Front-End und dem Symbolkombinierer vermittelt.
Spreizspektrums-Demodulationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Sucher-Front-End (314) Folgendes aufweist: einen Pseudorauschsequenzgenerator (106) zum Generieren einer I-Sequenz und einer Q-Sequenz; einen Dezimierer (102) gekoppelt an die empfangenen Spreizsignale zum Generieren eines I-on-time- bzw. --Zeitgenau-Signal, ein Q-Zeitgenausignal, ein I-Spätsignal und ein Q-Spätsignal durch selektives Abtasten der empfangenen Spreizsignale; einen ersten Entspreizer (104a) gekoppelt an die I- und Q-Sequenzen von dem Pseudorauschsequenzgenerator und den I- und Q-Zeitgenau-Signalen, wobei der erste Entspreizer ein erstes Entspreiz-I-Signal und ein erstes Entspreiz-Q-Signal generiert; einen zweiten Entspreizer (104b) gekoppelt an die I- und Q-Sequenzen von dem Pseudorauschsignalgenerator und den I- und Q-Spätsignalen, wobei der zweite Entspreizer ein zweites Entspreiz-I-Signal und ein zweites Entspreiz-Q-Signal generiert; eine Vielzahl von Akkumulatoren (162, 164, 166, 168), wobei ein erster Akkumulator (162) an das erste Entspreiz-I-Signal gekoppelt ist, ein zweiter Akkumulator (164) an das erste Entspreiz-Q-Signal gekoppelt ist, ein dritter Akkumulator (166) an das zweite Entspreiz-I-Signal gekoppelt ist, und ein vierter Akkumulator (168) an das zweite Entspreiz- Q-Signal gekoppelt ist, wobei die Vielzahl von Akkumulatoren bzw. Akkumulierungselementen ihre jeweiligen I-Signale summieren; eine Vielzahl von Verriegelungselementen (360a–360d), wobei jedes Verriegelungselement an einen Akkumulator der Vielzahl von Akkumulatoren gekoppelt ist; und ein Timinggenerator (200) zum Steuern der ersten und zweiten Entspreizer des Pseudorauschsequenzgenerators und der Vielzahl von Akkumulatoren.
Spreizspektrum-Demodulationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei jeder Finger-Front-End der Vielzahl von Finger-Front-Ends Folgendes aufweist: einen Pseudorauschsequenzgenerator (106) zum Generieren einer I-Sequenz und einer Q-Sequenz; einen Dezimierer (102) gekoppelt an die empfangenen Spreizsignale zum Generieren eines I-Zeitgenau-Signals, eines Q-Zeitgenau-Signals und eines I-Spätsignals und eines Q-Spätsignals durch selektives Abtasten der empfangenen Spreizsignale; einen ersten Entspreizer (104a) gekoppelt an die I- und Q-Sequenzen von dem Pseudorauschsequenzgenerator und den I- und Q-Zeitgenau-Signalen, wobei der erste Entspreizer, ein erstes Entspreiz-I-Signal und ein erstes Entspreiz-Q-Signal generiert; ein zweiter Entspreizer (104b) gekoppelt an die I- und Q-Sequenzen von dem Pseudorauschsignalgenerator und den I- und Q-Spätsignalen, wobei der zweite Entspreizer ein zweites Entspreiz-I-Signal und ein zweites Entspreiz-Q-Signal generiert; ein Walsh-Sequenz-Generator (100) zum Generieren einer Walsh-Chip-Sequenz; eine Freilegeschaltung (108), die an den Walsh-Chip-Sequenz-Generator gekoppelt ist zum Umkehren der orthogonalen Abdeckung (covering) der ersten Entspreiz-I-Q-Signale ansprechend auf die Walsh-Chip-Sequenz; eine Vielzahl von Akkumulatoren (110, 112, 114, 116, 118, 120), wobei ein erster Akkumulator (114) an das erste Entspreiz-I-Signal gekoppelt ist, ein zweiter Akkumulator (116) an das erste Entspeiz-Q-Signal gekoppelt ist, ein dritter Akkumulator (118) an das zweite Entspreiz-I-Signal gekoppelt ist, ein vierter Akkumulator (120) an das zweite Entspeiz-Q-Signal gekoppelt ist, und fünfte und sechste Akkumulatoren (110, 112) an die Freilege- bzw. Uncoverschaltung gekoppelt sind, wobei die Vielzahl von Akkumulatoren ihre jeweiligen I- oder Q-Signale summiert; eine Vielzahl von Verriegelungselementen (350a–350f), wobei jedes Verriegelungselement an einen Akkumulator der Vielzahl von Akkumulatoren gekoppelt ist; und einen Timing-Generator (122) zum Steuern der ersten und zweiten Entspreizer, des Pseudorauschsequenzgenerators und der Vielzahl von Akkumulatoren.
Ein Verfahren zum Spreizspektrumdemodulieren in einem Mehrfachzugriffskommunikationssystem, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Empfangen von Spreizsignalen durch eine Vielzahl von Finger-Front-Ends; Ausführen von Chipratensignalverarbeitung, die einem Spreizspektrumdemodulator zugeordnet ist, und zwar auf den empfangenen Spreizsignalen; Puffern von pro Symbol akkumulierten Datenvektoren der empfangenen Spreizsignale; Abspeichern von Zustandsinformationen in einem Speichergerät, wobei die Information der Symbolratensignalverarbeitung des Spreizspektrum-Demodulators zugeordnet ist; Ausführen von Symbolratenmultiplizierungs- und -akkumulierungsfunktionen, die der Signalverarbeitung der Finger-Front-Ends zugeordnet ist; und Vermitteln und Sequenzierung der Symbolratenmultiplizierung und -akkumulierung zwischen der Vielzahl von Finger-Front-Ends.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt des Vermitteln und der Sequenzierung weiterhin Folgendes aufweist: Vermitteln zwischen der Vielzahl von Finger-Front-Ends, einem Kombinierer, und einem Sucher-Front-End; Ausführen von Funktionen hinsichtlich einer Sucherintegrierintervallmultiplizierung und -akkumulierung, was der Signalverarbeitung des Sucher-Front-Ends zugeordnet ist; und Ausführen der Symbolratenakkumulierungsfunktionen, die der Signalverarbeitung des Kombinierers zugeordnet sind.
Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, wobei der Schritt des Ausführens von Symbolratenmultiplizierung und -akkumulierung folgende Schritte aufweist: Multiplizieren eines ersten Signals von einem Finger-Front-End der Vielzahl von Finger-Front-Ends oder des Speichergeräts mit einem zweiten Signal von einem Finger-Front-End der Vielzahl von Finger-Front-Ends oder des Speichergeräts, um ein Produktsignal zu erzeugen; Addieren des Produktsignals oder des zweiten Signals zu einem Feedback-Signal bzw. Rückkopplungssignal, um ein Summensignal zu erzeugen; und Begrenzen des Summensignals auf einen vorbestimmten Bereich, um ein begrenztes Summensignal zu erzeugen; Normalisieren des begrenzten Summensignals, um ein normalisiertes Signal zu erzeugen; und Verriegeln des normalisierten Signals um das Feedback-Signal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 9, das weiterhin den Schritt des Verriegelns des ersten Signals und des zweiten Signals aufweist.
Ein Funkgerät zum Kommunizieren in einem Mehrfach-Zugriffskommunikationssystem, wobei das Funkgerät eine Demodulationsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6 aufweist.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Spreizspektrumdemodulation in einem Mehrfachszugriffs-Kommunikationsystem (multiple access communication system) weiterhin folgenden Schritt aufweist: Kombinieren der Symbolausgabe, um ein demoduliertes Signal zu generieren.