DE69721991T2

DE69721991T2 - Effiziente mehrkanalfilterung für cdma-modems

Info

Publication number: DE69721991T2
Application number: DE69721991T
Authority: DE
Inventors: T. Robert REGIS
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 1996-06-27
Filing date: 1997-06-24
Publication date: 2004-05-19
Anticipated expiration: 2017-06-25
Also published as: KR100383266B1; CA2259261C; EP0908008A1; CN1117431C; ES2137908T3; ES2137908T1; US6907024B2; CA2259261A1; JP3550598B2; AU3499697A; KR20000022282A; JPH11513213A; ATE240611T1; US7631027B2; DE69721991D1; US6487190B1; CA2434522A1; WO1997050173A1; DE69736444D1; EP1739832A3

Description

Querverweis auf verwandte Anmeldung
Die vorliegende Anmeldung wird gleichzeitig mit einer Anmeldung mit dem Titel "Code Division Multiple Access (CDMA) Communication System", die als US-A-5 799 010 veröffentlicht wurde, eingereicht.
Hintergrund der Erfindung
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf digitale Filterungsverfahren für die Codemultiplex-Vielfachzugriffs(CDMA)-Telekommunikation. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine Hochgeschwindigkeits-Mehrkanal-Begrenzt-Impulsantwort(FIR}-Filterarchitektur, welche Multiplizierer in der gesamten Filterstruktur verhindert.
Beschreibung des Standes der Technik
Die heutige Kommunikationstechnologie beinhaltet die Verwendung von Spreizspektrumsmodulation oder CDMA (Code Division Multiple Access/Codemultiplex-Vielfachzugriff) für Punkt-zu-Mehrpunkt-Telekommunikationen. Aufgrund der Schwierigkeit bei der Erfassung und Störung der Übertragung wird CDMA schon lange in militärischen Anwendungen eingesetzt. Diese Eigenschaft geht auf eine drahtlose Kommunikationstechnik zurück, die eine Übertragungsbandbreite einsetzt, die viel größer als die Informationsbandbreite eines bestimmten Benutzers ist. Alle Benutzer kommunizieren miteinander oder einem gemeinsamen Empfänger über die gleiche Bandbreite und werden durch einen bestimmten Code identifiziert. Ein Vielfachzugrift wird durch die gemeinsame Nutzung einer großen gemeinsamen Bandbreite vorgesehen, wodurch die Gesamtsystemleistung erhöht wird.
Eine hohe Toleranz gegenüber absichtlicher oder unabsichtlicher Störung und die Fähigkeit zur Kommunikation mit einer großen Population von Benutzern in einem gemeinsamen geographischen Gebiet machen die CDMA-Kommunikationstechniken für kommerzielle Anwendungen attraktiv. Da jeder Benutzer in einem CDMA-Kommunikationssystem Daten oder Kommunikationssignale über die gleiche Frequenzbandbreite sendet und empfängt, werden Schutzbandanforderungen verringert und die Kapazität des Kommunikationssystems erhöht.
Jeder Kommunikationskanal im Kommunikationssystem verwendet typischerweise digitale Signalverarbeitungshardware und -Software (DSP-Hardware und -Software) zum Filtern, Gewichten und Kombinieren eines jeden Signals vor der Übertragung. Die Gewichtung, Filterung und Kombinierung mehrfacher Signalkanäle wird in den Sendeschaltungen einer CDMA-Kommunikationssystemsbasisstation durchgeführt.
Bekannte CDMA-Modems erfordern viele Multiplizierer und binäre Addierer zur Kanal-Gewichtung und -Kombination. Die dabei eingesetzte Filteroperation ist äquivalent zu derjenigen einer FIR-Struktur (Finite Impuls Response oder transversale Struktur). Jedes einzelne verwendete FIR-Filter benötigt auch viele Multiplizierer und Addieren.
Ein in digitaler Form implementierter Multiplizierer ist ineffizient und kostenintensiv. Die Kosten hängen direkt von der Zahl logischer Gatter ab. Binäre Addieren sind weniger kostenintensiv als binäre Multiplizierer, jedoch sollte ihr Einsatz minimiert werden. Zum Implementieren einer Konstruktion unter der Verwendung binärer Multiplikation und Addition in einer ASIC (Application Specific Integrated Circuit) wäre teuer herzustellen und würde zu einem ineffizienteren und langsameren Signaldurchsatz führen.
Ein Nachteil von FIR-Filtern ist die für jede Ausgangsabtastung benötigte Rechnerkomplexität. Zum Beispiel müssen für jede Ausgangsabtastung N Multiplikations-Akkumulations-Operationen (MAC-Operationen) durchgeführt werden. Für den Fachmann auf dem Stand der Technik sind im US-Patent Nr. 4,811,262 (White), US-Patent-Nr. 4, 862, 402 (Shaw et al.) und der europäischen Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer 0372350A2 Multiplizieren verhindernde digitale Filterstrukturen offenbart. Die als Referenzen angegebenen Patente offenbaren eine Verringerung oder Eliminierung von Multiplizierern in digitalen FIR-Filtern durch Speichern und Gewichten von Koeffizienten im Speicher. Jedoch wurde keine der als Referenz angegebenen Filterstrukturen oder der Stand der Technik für den Mehrkanalbetrieb optimiert.
Der Nachteil bei bekannten CDMA-Modems ist die Fähigkeit mehrere Einzel-Bit-gewertete Signalkanäle effizient und genau zu gewichten, zu filtern und zu kombinieren. Wenn mehrere Signalverarbeitungskanäle beteiligt sind, wird die Konsistenz zwischen den Kanälen wichtig, und die Kosten der Hardware pro Kanal steigen.
In einem CDMA-Kommunikationssystem ist es notwendig, die minimale Leistungsmenge einzusetzen, um die minimale erforderliche Bitfehlerrate (BER) für eine maximale Benutzerkapazität zu erreichen. Da CDMA-Kommunikationssysteme allen Benutzern die gleiche Übertragungsbandbreite zuteilen, erlangt die Steuerung der an den jeweiligen Benutzer gesendeten Leistung auf das erforderliche Minimum zur Erhaltung eines vorgegebenen Rauschabstandes überragende Wichtigkeit. Da jeder Benutzer für einen begrenzten Zeitraum ein Breitbandsignal verwendet, das die gesamte Frequenzbandbreite einnimmt, trägt jeder Benutzer zum Gesamthintergrundrauschen bei, das sich auf alle Benutzer auswirkt. Das Fehlen einer Leistungssteuerung wird daher die Benutzer-zu-Benutzer-Störung erhöhen.
Auf jeden Kanal müssen entsprechende individuelle Gewichtungen angewendet werden, so dass die gleichen relativen Amplituden übertragen werden. Nach der Gewichtungsoperation wird jeder Datenstrom durch Multibitwerte repräsentiert. Diese werden typischerweise in einer großen digitalen Summierungsschaltung summiert, die aus einem Baum zahlreicher Zwei-Eingangs-Addierer besteht.
Die gewichteten und summierten digitalen Werte werden dann in einem herkömmlichen FIR-Filter gefiltert. Die Multiplizieren im FIR verarbeiten die Multibitdaten und Gewichtungskoeffizienten zur erwünschten Präzision.
Ein Mehrkanalfilter für ein CDMA-Modem, das gemäß der Leere des Standes der Technik konstruiert ist, würde eigene integrierte FIR-Schaltungen anstelle einer totalen Integration auf eine sparsame ASIC benötigen.
Es besteht daher ein Bedarf nach einer Mehrkanal-CDMA-Modem-FIR-Filterarchitektur, die entweder feste oder durch Anpassung variable Gewichtungskoeffizienten verwendet und mit der Genauigkeit und Geschwindigkeit multipliziererloser Filter arbeitet.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung sieht ein Mehrkanal-Digital-Filter gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren zur digitalen Filterung gemäß Anspruch 6 vor.
Das effiziente Mehrkanalfilter für CDMA-Modems der vorliegenden Erfindung ermöglicht es, dass aus seriellen, digitalen Bitströmen bestehende mehrfache Kanäle durch digitale Signalverarbeitungsvertahren gefiltert werden, welche Abtastungsgewichtungs- und Summierungsfunktionen durchführen. Jeder einzelne Kanal kann eigens eingestellte Gewichtungskoeffizienten oder für alle Kanäle gemeinsame Gewichtungskoeffizienten haben. Wenn die Gewichtungskoeffizienten anpassungsfähig sind, kann die gleiche Vorgehensweise verwendet werden.
Das vorliegende Mehrkanal-FIR-Filter wird ohne Multiplizierer und mit einer Verringerung der Anzahl von Addierern in die Praxis umgesetzt. Zum Erhöhen der Betriebsgeschwindigkeit verwendet die Filterstruktur LUTs (Look-up Tables / Verweistabellen), welche die Gewichtungskoeffizienten speichern. Die Erfindung kann entweder als ein FPGA (Field Programmable Gate Array/am Einsatzort zu programmierendes Gatterfeld) oder eine ASIC konstruiert sein. Die Verwendung von LUTs spart beträchtliche Chipressourcen und Herstellungskosten.
Es ist demnach eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine effiziente CDMA-FIR-Filterstruktur für Mehrkanalanwendungen zu schaffen.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Mehrkanal-FIR-Filterstruktur verringerter Komplexität und erhöhter Leistung vorzusehen.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein multipliziererloses Mehrkanal-FIR-Filter vorzusehen.
Weitere Aufgaben und Vorteile des Systems und Verfahrens werden dem Fachmann nach der Lektüre der detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform ersichtlich.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm eines typischen bekannten Einfach-Eingangs-FIR-Filters.
2 ist ein Blockdiagramm einer typischen bekannten Einfach-Eingangs-FIR-Filterstruktur.
3 ist ein Blockdiagramm einer alternativen Implementierung einer bekannten Einfach-Eingangs-FIR-Filterstruktur.
4A ist ein Blockdiagramm eines einzigen Kanals eines Mehrkanal-FIR-Filters.
4B ist ein detailliertes Blockdiagramm eines Mehrkanal-FIR-Filters.
5 ist ein Blockdiagramm, das eine erste Verfeinerung zeigt.
6 ist ein Blockdiagramm, das eine zweite Verfeinerung zeigt.
7 ist ein Blockdiagramm des Mehrkanalverarbeitungselements.
8A ist ein übergreifendes Blockdiagramm einer LUT-Tabelle.
8B ist ein detailliertes Blockdiagramm, das das Mehrkanal-LUT-Eingangssignal der vorliegenden Erfindung zeigt.
9 ist ein detailliertes Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
Ein Mehrkanal-FIR-Filter für CDMA-Modems wird anhand der Zeichnungen beschrieben, in denen gleiche Referenznummern durchweg gleiche Elemente repräsentieren. Solche Modems werden in drahtlosen Mehrkanal-Kommunikationsstationen im Zusammenhang mit dem Senden und Empfangen von Kommunikationssignalen eingesetzt.
Als Hintergrundinformation sei darauf hingewiesen, dass viele Systeme die Eigenschaft haben, dass ihre Ausgangssignale an einem bestimmten Zeitpunkt nicht nur vom Eingangssignal zu diesem Zeitpunkt, sondern von der gesamten oder unmittelbaren Vorgeschichte des Eingangssignals abhängen. Bei solchen Systemen wird davon gesprochen, dass sie einen Speicher haben, der von vergangenen und gegenwärtigen Abtastungen bei ihrer Ankunft an einem Ausgang einen Durchschnitt bildet. Es ist notwendig, Systeme mit Speicher in die Klassen diskreter und kontinuierlicher Systeme aufzuteilen. Ein diskretes System ist ein System, dessen Eingangs- und Ausgangssignale Sequenzen numerischer Werte und nicht kontinuierliche Funktionen der Zeit sind.
Eine Sequenz diskreter Werte kann als x_k repräsentiert werden, wobei der Wert x eine Größe wie zum Beispiel Spannung ist. Der Index k repräsentiert die Sequenzzahl. x_k repräsentiert in der digitalen Signalverarbeitung oft eine abgetastete Wellenform oder ein abgetastetes Signal, bei dem der Index den Zeitpunkt angibt, zu dem die Abtastung vorgenommen wurde. Der Index kann jedoch auch eine alternative Bedeutung haben, wie zum Beispiel einen Abstand in einer räumlich abgetasteten Anwendung. Damit ein System physisch realisierbar wird, muss das Ausgangssignal nur von der gegenwärtigen und vergangenen Vorgeschichte des Eingangssignals abhängen. Kein reales System kann ein Ausgangssignal haben, das von der Zukunft des Eingangssignals abhängt. Die Abhängigkeit des Ausgangssignals eines physisch realisierbaren Systems von dem Eingangssignal ist durch folgende Formel angegeben yk = f(xk, xk–1, xk–2, ..., xk–n ), (1) wobei die Eingangsvariablen x_k sind, die Ausgangsvariable y_k ist, und f(*) eine beliebige Funktion von n + 1 Variablen ist. Auch wenn diese Funktion zu weit definiert ist, als dass sie allgemein analysiert werden könnte, wird die Teilmenge linearer Operationen sehr nützlich für mehrere Signalverarbeitungsanwendungen. Diese Funktionen stellen sich in der Analyse auch als sehr viel handhabbarer heraus.
Wenn das Ausgangssignal von den vorhergehenden n Abtastungen des Eingangssignals (wobei das System einen begrenzten Speicher hat) in linearer Weise abhängt, kann die Gleichung (1) wie folgt geschrieben werden.
Ein solches lineares System ist durch die N + 1 Gewichtungsvariablen a_j und durch die Vorspannung b charakterisiert. Ein unvorgespanntes diskretes lineares System ist durch die Gewichtungsvariablen (a₀, a₁, ..., a_n) charakterisiert. Wenn das Eingangssignal x_k eine Deltafunktion (der Wert Eins für eine Abtastung und Null für alle anderen) ist, ist ersichtlich, dass das Ausgangssignal aus Gleichung (2) die Sequenz von Gewichtungsvariablen a₀, a₁, ..., a_n ist. Daher charakterisiert die Antwort auf das Eingangssignal ein nicht vorbespanntes lineares System vollständig.
Es gibt bestimmte Typen linearer Systeme mit Speicher, die unter der Verwendung linearer Verfahren analysiert werden können. Auch wenn die digitale Signalverarbeitung in ihrem Wesen diskret ist, ist es, wenn das Eingangssignal aus Abtastungen eines kontinuierlichen Eingangssignals besteht und ausreichend schnell abgetastet wird, möglich, ein kontinuierliches System unter der Verwendung der Abtastungen als der Eingangsvariablen zu simulieren. Das Ausgangssignal erscheint dann als ein lineares System mit einem langen Speicher. Ein solches System ist ein FIR-Filter 20. Ein FIR-Filter mit festem Koeffizienten ist durch folgende Eingangs/Ausgangs-Gleichung charakterisiert:
wie in 1 gezeigt oder ausgeschrieben als yk = c0xk + c1xk–1 + ... + ck–1 xk–(N–1), (4)wobei das FIR-Filter eine Impulsantwort c₀, c₁, ..., hat, xk die diskreten Eingangssignalabtastungen zur Zeit k repräsentiert, c; die Filterkoeffizientengewichtungen sind, N die Anzahl von Taps ist, und yk das Ausgangssignal zur Zeit k repräsentiert. Wie in 1 gezeigt, bildet das Blockdiagramm eine angezapfte Verzögerungslinie mit als Tap-Gewichten bezeichneten Koeffizienten.
Digitale Filter sind derzeit eine übliche Voraussetzung für digitale Signalverarbeitungssysteme. Auf dem Gebiet diskreter Systeme ist der populärste Typ digitaler Filter, welche Faltung verwenden, das FIR. FIR-Filter haben zwei Vorteile. Der erste besteht darin, dass FIR-Filter inhärent stabil sind. Die finite Länge der Impulsantwort garantiert, dass das Ausgangssignal innerhalb N Abtastungen auf Null geht. Der zweite Vorteil besteht darin, dass FIR-Filter konstruiert und implementiert werden können. Das FIR-Filter 20 kann durch die Verwendung digitaler Schieberegister 22, Multiplizieren 24 und Summierer 26 physisch realisiert werden, wie in 2 gezeigt. Die diskreten Signale 28 werden durch einen Abtastungstaktpuls 30 in Register 22 verschoben. Die Register 22 enthalten vergangene Werte 32 des abgetasteten Signals 28 sowie gegenwärtige Werte 34, die zur mathematischen Faltung erforderlich sind. Die vergangenen 32 und gegenwärtigen 34 Werte werden durch Filtergewichtungskoeffizienten 36 multipliziert 24, summiert 26 und dann ausgegeben 38.
Eine andere Art der Darstellung einer FIR-Filterstruktur 20 ist in 3 gezeigt. Der beschriebene Betrieb kann als mit dem in 2 Gezeigten als äquivalent bewiesen werden, da A = c3xk–1, (5) B = c3xk–1 + C2xk, (6) C = c3xk–2 + c2xk–1, (7)was zu Folgendem führt
Wie aus den 2 und 3 zu sehen ist, arbeitet die Gewichtung 36 der diskreten Eingangsabtastungen 28 mit vielen Multiplizierern 24.
Ein einzelner Kanal eines Mehrkanal-FIR-Filters 40 für CDMA-Modems ist in vereinfachter Form in 4A gezeigt. Das Mehrkanal-FIR-Filter 40 ist als ein einzelnes Element gezeigt, wobei eine Mehrkanal-Eingangs-Sequenz x_(i)k in das Filter 40 hinein und das gefilterte Ergebnis y_(i)k aus dem Filter 40 herausgeht. Der Index "i" identifiziert, welcher Kanal aus mehreren Kanälen gefiltert wird.
Die mehrfachen Einfach-Bit-Daten/Signal-Ströme repräsentieren serielle, Datenströme, die mit einer Pseudorauschen(PN)-Codesequenz moduliert wurden. Jeder Kanal könnte Benutzerverkehrskanäle mit verschiedenen Datenraten repräsentieren. Verschiedene Typen von Signaldaten könnten andere Kanäle umfassen.
Ein typisches Beispiel eines ISDN(Integrated Service Digital Network)-CDMA-Modems würde fünf Kanäle benötigen. Zwei Kanäle wären 64-kbps-Verkehrskanäle (B1 und B2), ein 16-kbps-Zusatzsignalisierungs- und Paketkanal (D), ein Servicetelefonkanal (Order Wire/OW), und ein automatischer Rückwärts-Leistungssteuerungskanal (Automatic Power Control/APC).
Zur Erreichung einer maximalen Benutzerkapazität in einem CDMA-System ist es notwendig, die minimale Leistungsmenge zur Erzielung der erforderlichen BER einzusetzen. Auf jeden Kanal muss das passende individuelle Gewicht angewendet werden, so dass die korrekten relativen Amplituden übertragen werden. Nach der Gewichtungsoperation werden die einzelnen Datenströme Multibitwerte. Die Datenströme werden in einer großen digitalen Summierungsschaltung summiert, die aus einem Baum zahlreicher Zwei-Eingangs-Addieren besteht.
Die gewichteten und summierten digitalen Werte werden dann in einem herkömmlichen FIR-Filter gefiltert. Das FIR-Filter ist zur Pulsformung der Eingabewellenformen nötig, während außerhalb des Bandes liegende Emissionen unterdrückt werden. Die Multiplizierer im FIR müssen die Multibit-Daten und Koeffizienten zur erwünschten Präzision handhaben.
In 4B werden vier Signalkanäle einzeln in separate FIR-Filter 20 eingegeben (aus Gründen der Klarheit wurde das Taktsignal weggelassen). Die einzeln gefilterten Signale werden dann unter der Verwendung von Multiplizierern 24 mit kanalspezifischen Gewichtungskoeffizienten 37 w_(i) zur Leistungssteuerung gewichtet (wobei die Leistung oder Verstärkung zwischen einzelnen Kanälen entzerrt wird), bevor sie in einen Mehrkanalsummierer 46 eingegeben werden. Da in Spreizspektrumskommunikationssystemen alle Benutzer das gleiche Frequenzspektrum und die gleiche Zeitzuweisung belegen, ist es wünschenswert, dass jeder Benutzer mit dem gleichen Leistungspegel empfangen wird. Das Ergebnis, y_(i)k 44, ist eine gewichtete Summe der einzelnen FIR-gefilterten mehrfachen Signalkanäle.
Ein CDMA-Sender kombiniert viele Kanäle verschiedener Typen von digitalen Signalen (serielle digitale Sprache, Leistungssteuerung, ISDN-Daten). Typischerweise wird jeder Kanal mit einem anderen Spreizcode moduliert. Der Spreizcode erlaubt es einem CDMA-Empfänger, die kombinierten Signale durch die Verwendung des richtigen Codes während der Demodulation wiederherzusteilen. Alternativ dazu könnte ein beliebiger Satz orthogonaler Funktionen mit der bevorzugten Ausführungsform kombiniert und später durch Korrelation herausgetrennt werden. Das Ausgangssignal 44 aus dem Mehrkanal- FIR-Filter 40 ist ein gewichteter und gefilterter Durchschnitt. Auch wenn jeder Kanal als ein Einzel-Bit-gewerteter serieller Datenstrom beschrieben wurde, könnten mit der identischen Mehrkanal-Filterstruktur auch Mehrfach-Bit-Werte oder -Pegel verarbeitet werden.
In 5 ist das Mehrkanal-FIR-Filter 40 gezeigt, das vier Tap-FIR-Filter 48 verwendet. Die Gewichtung der diskreten Abtastungen wird durch herkömmliche Multiplizierer 24 durchgeführt. Jede FIR-Struktur besteht aus Schieberegistern 22 und Summierern 26 für vergangene 32 und gegenwärtige 34 abgetastete Signale. Jeder Tap-Gewichtungskoeffizient 36 wird durch den entsprechenden Kanalleistungssteuerungs-Gewichtungsfaktor 37 multipliziert. Das Ergebnis ist das gleiche wie das in 4B Gezeigte, wobei jedoch die externen Multiplizierer innerhalb der FIR-Strukturen 48 sind.
Eine Hardwarereduzierung wird durch eine gemeinsame Nutzung von FIR-Registern und -Addierern bewerkstelligt, wie in 6 gezeigt. Jedes Mehrkanal-Verarbeitungselement 52 führt einen Teil der Kanalgewichtung 37, der Multiplizierung 24 der FIR-Tap-Koeffizienten 36 und der Summierung 26 der mehreren Kanäle für diesen Tap durch. Die Partitionierung der diskreten Funktionen kennzeichnet die bevorzugte Ausführungsform.
7 zeigt das Mehrkanal-Verarbeitungselement 52 als einen Verarbeitungsblock mit "N" Einzelbit-Eingangssignalen x_(o)k, x(1)_k, ..., x_(N–1)k. Das berechnete Ausgangssignal z_k 54 enthält "W" Bits Auflösung. Die diskreten Eingangssignale 28 bilden einen Vektor. Diesem Vektor kann ein Gesamtwert zugewiesen werden, indem jedes Bit mit einer ansteigenden Zweierpotenz gewichtet wird. Alternativ dazu werden die Mehrkanal-Signalbits als ein aus binären Werten bestehendes Wort behandelt. Das Ausgangssignal des Verarbeitungsblocks ist eine "W" Bits breite Funktion des binären N-Bit-Eingabearguments. Der Block führt die äquivalente logische Funktion eines Speichergeräts durch, bei der die Eingangssignalbits eine Adresse bilden und die berechneten Werte der Inhalt des ausgewählten Speicherwortes sind. Eine Speicher-LUT 56 kann eine beliebige Funktion schnell und effizient durchführen, wie in 8A gezeigt.
Eine mathematische Funktion f eines Arguments x mit einem Ergebnis y ist als y = f(x) ausgedrückt. Die Funktion führt eine Abbildung aller Werte von x in einen anderen Raum von y-Werten durch. Eine LUT führt in der bevorzugten Ausführungsform diese Abbildung für die interessierenden Werte durch. Das LUT-Speichergerät bekommt eine Adresse eines Ortes innerhalb der Speicherschaltung. Der zuvor an diesem Ort gespeicherte Wert wird an den Speicherausgabe-Datenbus geliefert. Die interessierenden Werte von x, die diskret sind, werden in eine binäre Zahl abgebildet. Da Mehrkanalsignale durch logische Pegel von Null oder Eins repräsentiert werden, werden sie als Bits zum Bilden einer binären Zahl verwendet. Jeder möglichen Kombination von Kanalwerten wird daher eine Statuszahl zugewiesen. Diese Operation wird wie folgt dargestellt:
Jeder Status ist eine binäre Zahl, die eine Adresse in der LUT referenziert. Der Ausgangswert aus der LUT ist der vorberechnete Wert der Funktionsresultierenden, die unter Voraussetzung des der Adresse entsprechenden Arguments auftreten würde. Dies ist in einer Tabellendarstellung des LUT-Inhalts veranschaulicht. Die durchzuführende Funktion ist die gewichtete Summe der mehreren Kanäle für einen vorgegebenen einzelnen Tap der FIR-Struktur.
In einer vier Kanäle verwendenden Anwendung (M = 4) würde beispielsweise der LUT-Inhalt, der beim zweiten Tap des Mehrkanal-FIR (j = 2) angeordnet wäre, in Tabelle 1 gezeigt.
Tabelle 1
Die LUT-56-Speicherwörter enthalten vorberechnete Werte, die dem aktuellen Eingabeadresswert entsprechen, wie in 8B gezeigt. Der Speicher kann je nach der Anwendung in entweder einem ROM oder einem RAM implementiert sein.
In der bevorzugten Ausführungsform wird ein ROM (Read Only Memory / Festwertspeicher) zum Speichern permanenter LUT-Werte verwendet. Dies wird effizient als eine integrierte Schaltung implementiert. Ein ROM ist für zeitinvariante Systeme passend, bei denen die erforderlichen Kanalgewichte und Filterkoeffizienten im Voraus bekannt sind. Ein RAM (Random Access Memory / Speicher mit wahlfreiem Zugriff) erlaubt es, dass neue Werte über alte geschrieben werden. LUT-Werte können berechnet und geladen werden, um eine Adaptivität zu erzielen. Ein RAM ist nicht so raumeffizient wie ein ROM, er ist jedoch unter Berücksichtigung der erhöhten Flexibilität immer noch effizient.
Die bevorzugte Ausführungsform des Mehrkanal-FIR-Filters 40 für CDMA-Modems gemäß der vorliegenden Erfindung ist in 9 gezeigt. Die Filterstruktur verwendet LUTs 56 anstelle der ineffizienten Mehrkanal-Verarbeitungselemente 52, welche mehrere Multiplizieren 24 und Summierer 26 erfordern.
Die Signalbits bilden das an die LUT 56 angelegte Adresswort. Es gibt eine LUT 56 für jeden erforderlichen Filtertap. Der Inhalt einer jeden LUT 56 wird wie folgt berechnet
Wie gezeigt, wird bei jeder Kombination von Signalwerten die gewichtete Summe vorberechnet. Die Multiplikation eines jeden Tapkoeffizienten der FIR-Funktion wird in die vorberechnete Tabelle aufgenommen.
Die gewichtete und gefilterte Einkanaloperation von 4A mit einem N-Tap-FIR kann wie folgt ausgedrückt werden
Eine M-Kanal-Mehrkanalversion hiervon ist in 4B gezeigt und kann wie folgt ausgedrückt werden
Dies ist die erwünschte gewichtete Summe von Faltungen von FIR-Filteroperationen. Die Faltung wird in FIR-Filtern 20 durchgeführt, die Gewichtung in Multiplizierern 24 und die Summierung in Addierern 46. Die erzielte Faltung ist identisch zu der ursprünglich in Gleichung 3 Ausgedrückten. Die Summierungen und Gewichtungen sind ein Ergebnis der Erweiterung eines Mehrkanal-Vorgangs.
Die bevorzugte Ausführungsform zeigt ein verbessertes Filter für Mehrkanal-CDMA-FIR-Filterungsmodemanwendungen. Es wurde gezeigt, dass die Signalverarbeitungsoperation über mehrere Kanäle, wie sie in 4 gezeigt sind, ohne den Einsatz von Multiplizierern und mit einer verringerten Anzahl von Addierern implementiert werden kann.
Es wurden zwar spezifische Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben, doch können viele Modifikationen und Variationen vom Fachmann vorgenommen werden.

Claims

Digitales Mehrkanalfilter (40) zum Filtern mehrerer Kanäle in CDMA-Telekommunikations-Anwendungen, mit Schieberegistern, Summierern und Speichern, die Filter-Gewichtungskoeffzienten speichern, gekennzeichnet durch: – mehrere Filtereingänge (28); – wobei jeder Eingang (28) zum Empfangen eines Signals auf einem anderen der mehreren zu filternden Kanäle ausgelegt ist; – einen Filterausgang (44); – eine Adressierungseinrichtung, die auf die mehreren Filtereingänge (28) zum Erzeugen mehrerer Speicheradressen anspricht; – mehrere Speicher (56), die mit der Adressierungseinrichtung gekoppelt sind, mit mehreren Speicherplätzen, wobei jeder Speicherplatz einer Speicheradresse entspricht, zum Speichern eines im Voraus berechneten Gewichtungskoeffizienten, der partialproduktgewichteten Summen von Faltungen des digitalen Filters (40) entspricht; wobei jeder Speicher (56) einem einzelnen Tap des digitalen Filters (40) entspricht, zum Ausgeben einer gewichteten Summe der mehreren Kanäle; – ein erstes Speicherregister (22), das mit einem ersten Speicher (56) gekoppelt ist, der einem ersten Filter-Tap entspricht; – einen ersten Summieren (26), der mit dem ersten Speicherregister (22) und einem zweiten Speicher (56) gekoppelt ist und einen Ausgang aufweist; – ein zweites Speicherregister (22), das mit dem ersten Summierer (26) gekoppelt ist, der einem zweiten Tap des Filters (40) entspricht; – einen zweiten Summieren (26), der mit dem zweiten Speicherregister (22) und einem dritten Speicher (56) gekoppelt ist und einen Ausgang aufweist; – ein drittes Speicherregister (22), das mit dem zweiten Summieren (26) gekoppelt ist, der einem dritten Tap des Filters (40) entspricht; und – einen dritten Summieren (26), der mit dem dritten Speicherregister (22) und einem vierten Speicher (56) gekoppelt ist, um den Filterausgang (44) vorzusehen.
Digitales Mehrkanalfilter (40) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass: – jeder der Filtereingänge (28) einen seriellen digitalen Bitstrom liefert und die mehreren Filtereingänge (28) zum Liefern eines Vektors synchronisiert sind; – die Adressiereinrichtung im Ansprechen auf den Vektor eine Adresse im Speicher (56) erzeugt; – jeder der Speicher (56) eine im Voraus berechnete gewichtete Summe ausgibt, die an dem adressierten Speicherplatz des Speichers (56) gespeichert wird; und – die mehreren Speicherregister (22) und die mehreren Summieren (26) die Ausgangssignale des Speichers (56) in einer Summe von Produkten kombinieren, die für eine gewichtete Summe der Filtereingänge (28) repräsentativ sind, um das Filterausgangssignal (44) zu liefern.
Digitales Mehrkanalfilter (40) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Speicher (56) ein Festwertspeicher ist.
Digitales Mehrkanalfilter (40) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Speicher (56) ein Speicher mit wahlfreiem Zugriff ist.
Digitales Mehrkanalfilter (40) nach Anspruch 4, weiter gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum selektiven Überschreiben des Inhalts der Speicherplätze (56).
Verfahren zum digitalen Filtern mehrerer unabhängiger Signalkanäle für eine Codemulitplex-Vielfachzugriffs-Telekommunikationssystem-Anwendung mit mehreren Filtereingängen (28) zum Empfangen verschiedener Signalkanäle und einem Filterausgang (44), gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: – im Voraus Berechnen von Zwischenpunktprodukten für das digitale Filter (40), die Filter-Tap-Gewichts-Koeffizienten und einzelne Kanalgewichte beinhalten; – Speichern der im Voraus berechneten Zwischenprodukte in mehreren Speicherplätzen (56), die Filter-Taps im digitalen Filter (40) entsprechen; – Abrufen der Zwischenprodukte in selektiver, sequentieller Weise zum Vorsehen mehrerer Ausgangssignale aus dem Speicher (56); – Speichern der Ausgangssignale des Speichers (56) in mehreren Speicherregistern (22); – Addieren (26) des Inhalts der Speicherregister (22) zum Vorsehen einer Summierung; – Ausgeben der Summierung als das Filter-Ausgangssignal (44).
Verfahren nach Anspruch 6, weiter gekennzeichnet durch Überschreiben der im Voraus berechneten Zwischenprodukte mit neuen Zwischenprodukten, die unter der Verwendung eines adaptiven Algorithmus hergeleitet wurden.