DE69731459T2

DE69731459T2 - Verfahren und einrichtung zur kompression und übertragung von hochgeschwindigkeitsdaten

Info

Publication number: DE69731459T2
Application number: DE69731459T
Authority: DE
Inventors: David Scott KURTZ
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 1996-11-07
Filing date: 1997-11-04
Publication date: 2005-10-13
Anticipated expiration: 2017-11-05
Also published as: EP1458104A3; CN1422100A; CN1420706A; JP2004236343A; CN1217860A; CN1110982C; EP2276211B1; US6574207B2; PT880868E; DK0880868T3; EP1458104A2; US6111870A; EP0880868A2; US6888815B2; US6526383B1; EP0880868B1; US20130315225A1; US6385189B1; US7126934B2; CN100456779C

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Kommunikationssystem und insbesondere auf Signalverarbeitungsverfahren zur Komprimierung von Hochgeschwindigkeits-Datenkommunikationssignalen zur verbesserten Sendeleistung und zur erhöhten Kommunikationssystemkapazität.
Hintergrund der Erfindung
Auf diesem Gebiet sind Telekommunikationssysteme wohl bekannt, und die heutigen Telefonsysteme verwenden verschiedene Multiplexierungsverfahren zum Übertragen von Telefonsignalen von vielen Benutzern über eine einzige Übertragungsleitung, wie zum Beispiel eine Drahtleitung oder ein faseroptisches Kabel. Insbesondere verwenden diese "verdrahteten" Systeme eine Form einer Zeitteilungsmultiplexierung (Time Division Multiplexing/TDM), bei der eine Vielzahl von Kanälen sequenziell mit Raten übertragen werden, die höher als die Kanalinformationsrate sind.
Eine typische Telefonmultiplexierung erfordert eine Abtastung des Telefonsignals und eine Übertragung der Abtastung mit einer Frequenz, die viel höher als die Frequenz des Telefonsignals ist. Zu diesem Zweck führen die derzeitigen Systeme am Telefonsignal eine digitale Abtastung und Codierung durch, multiplexieren und übertragen das Signal und empfangen, demultiplexieren und decodieren das Signal. Ein solches Abtastungs- und Codierungssystem ist die Pulscodemodulation (PCM), bei der analoge Sprachsignale mit einer Rate von 8 Kilo-Samples pro Sekunde abgetastet werden, wobei jede Abtastung durch 8 Bits repräsentiert wird. In der Folge wird das Sprachbandsignal dann in ein digitales Signal mit einer Rate von 64 Kilobit pro Sekunde (kb/s) konvertiert.
Eine andere Form eines Telekommunikationssystems ist das Funktelefonsystem. Funktelefonsysteme verwenden eine Gruppe ausgewählter Hochfrequenzen (HF) zum Tragen von Telefon-Kommunikationssignalen zwischen zwei oder mehr Standorten und verwenden typischerweise eine Form von Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff (Frequency Division Multiple Access/FDMA). Diese Funksysteme, die auch als drahtlose Kommunikationssysteme bezeichnet werden, werden zum Beispiel in ländlichen Gegenden eingesetzt, um einen lokalen Telefondienst zu liefern, oder in mobilen Einheiten, um mobile Kommunikationsdienste vorzusehen.
Eine Kategorie von HF-Kommunikationssystemen verwendet TDM, um Benutzern einen Zugriff auf eine Vielzahl von Informations-Zeitschlitzen zu ermöglichen, die auf einem HF-Träger moduliert sind. Wenn viele Benutzer um eine kleine Gruppe von Informations-Zeitschlitzen im Wettbewerb stehen, wird das System als Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (Time Division Multiple Access/TDMA) bezeichnet. Um bei den FDMA-HF-Kommunikationskanälen einen TDMA zu ermöglichen, wurde ein als FDMA/TDMA bezeichnetes und im US-Patent Nr. 4,675,863 beschriebenes Verfahren eingesetzt, um die Kapazität von HF-Kommunikationssystemen zu erhöhen. Die Kapazität von HF-Kommunikationssystemen ist jedoch häufig immer noch eingeschränkt, wenn man sie mit verdrahteten oder faseroptischen Kommunikationssystemen vergleicht.
Um die Kapazität noch weiter zu erhöhen, wurden daher Signalkomprimierungsverfahren eingesetzt, um die zur Übertragung eines Telefonsignals über einen HF-Kanal benötigte Bandbreite zu verringern. Typische Verfahren, die für Sprachsignale verwendet werden, sind Subband-Codierung, adaptive differenzielle Pulscodemodulation (ADPCM) und Residual Linear Predictive Coding (RELP). RELP oder ein ähnlicher Sprachkomprimierungsalgorithmus ermöglicht es, ein Sprachsignal, das mit einer Rate von 64 Kilobit pro Sekunde (kb/s) abgetastet und quantisiert wurde, als ein Signal mit verringerter Bitrate (zum Beispiel mit 14,6 kb/s oder weniger) über den HF-Kanal zu übertragen. Der Empfänger rekonstruiert ein 64 kb/s – Sprachsignal aus dem Signal mit verringerter Bitrate, und der Zuhörer merkt wenig oder gar keinen Verlust an Signalqualität.
Das der Sprachkomprimierung zugrunde liegende Verfahren, einschließlich RELP, ist ein Codierungs- und Decodierungsalgorithmus, der sich bekannte Eigenschaften von Sprachsignalen zunutze macht. Ein Typ eines RELP-Verfahrens setzt bestimmte Eigenschaften der Obertöne der menschlichen Stimme voraus. Heutzutage besteht jedoch ein großer Teil der Kommunikationssignale in einem Telefonnetz aus nicht sprachbezogenen Datenkommunikationssignalen, wie zum Beispiel Fax- oder Sprachbandmodemdaten. Unglücklicherweise sind Sprachkomprimierungsalgorithmen mit diesen Datenkommunikationssignalen nicht besonders kompatibel, weil die Datensignale nicht die Eigenschaften von Sprachsignalen aufweisen.
Demnach überwachen manche HF-Kommunikationssysteme das Telefonsignal, um die Anwesenheit eines Datenkommunikationssignals zu erfassen. Typischerweise wurden Datensignale, die entweder Fax- oder Sprachband-Modemdatensignale bis zu 2,4 kb/s (Niedergeschwindigkeitsdaten) darstellten, erfasst und mit einem speziellen Komprimierungsalgorithmus behandelt. Der Empfänger rekonstruiert das Datensignal ohne Verringerung der Sendedatenrate. Ein solches System und Verfahren sind zum Beispiel im US-Patent Nr. 4,974,099 offenbart. Die heutigen Telefon-Datensignale haben typischerweise jedoch eher eine Übertragungsrate von 9,6 kb/s (Hochgeschwindigkeitsdaten) oder höher (Ultrahochgeschwindigkeitsdaten, wie zum Beispiel mit Raten von 14,4 kb/s oder 28,8 kb/s oder andere, ob höher oder niedriger), und die vorliegenden Komprimierungsverfahren komprimieren diese höheren Datengeschwindigkeiten nicht in zufriedenstellender Weise. Eine Komprimierung dieser höheren Datenraten, und insbesondere eine mehrfache Codierung dieser höheren Datenraten, verursacht eine Verschlechterung der Modem- oder Fax-Signalqualität, und das Modem oder das Faxgerät reduziert dann oft die Datenübertragungsrate, wenn die Signale durch ein HF-Kommunikationssystem geleitet werden.
Das US-Patent Nr. 5,446,739 beschreibt ein Funkkommunikationssystem, bei dem Audio- und Datenübertragungen durchgeführt werden können. In dem Fall einer Datenübertragung werden zwei Zeitschlitze zugewiesen, entweder nicht beieinanderliegend auf unterschiedlichen Frequenzen oder beieinanderliegend auf der selben Frequenz. Die Zuweisung von Schlitzen wird in Reaktion auf eine Anforderung von der Zellstation für eine bestimmte Anzahl von Schlitzen durchgeführt.
In der WO 96/27975 ist ein mobiles Kommunikationssystem zur Übertragung von Faxsignalen über eine GSM-Schnittstelle beschrieben. Um eine geeignete Kommunikations-Übertragungsrate einzurichten, wird die maximale Datenrate der mobilen Station beschafft und eine entsprechende Anzahl von Kanälen dem Anruf zugewiesen. Die Sendedatenrate wird dann eingestellt, nachdem der Anruf eingerichtet wurde, wenn die resultierende Qualität zu schlecht ist. Diese Veränderung der Datenrate wird durch Verringerung des Faltungscodeverhältnisses erreicht.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung sieht eine Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1 und ein Verfahren zum Empfangen mehrerer Telefonsignale nach Anspruch 10 vor. Weitere bevorzugte Aspekte der Erfindung sind gemäß den abhängigen Ansprüchen vorgesehen.
Ein Telekommunikationssystem empfängt eine Gruppe von Telefonsignalen, einschließlich Datensignalen, die jeweils eine Form einer Codierung aufweisen, und sendet die Telefonsignale auf mindestens einem Hochfrequenzträger (HF-Träger). Jeder HF-Träger hat eine Gruppe von Informationsschlitzen, und jedes Telefonsignal wird mindestens einem Informationsschlitz zugewiesen, so dass das Telefonsignal auf dem HF-Träger moduliert wird. Das System weist ein Verfahren zum Überwachen und Identifizieren der Datensignale und zum Komprimieren des jeweiligen Datensignals zum Verringern der erforderlichen Sendebandbreite des Datensignals auf.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung lässt sich am besten aus der folgenden detaillierten Beschreibung bei der Lektüre zusammen mit den beiliegenden Zeichnungen verstehen. Es zeigt:
1 ein Blockdiagramm eines drahtlosen Kommunikationssystems,
2 ein konzeptuelles Blockdiagramm einer Implementierung des Komprimierungssystems der vorliegenden Erfindung, einschließlich des Merkmals der dynamischen Bandbreitenzuweisung (Dynamic Bandwidth Allocation) und der Hochgeschwindigkeits- und Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodecs,
3A ein konzeptuelles Fließdiagramm, das die Erfassung und Auswahl von Hochgeschwindigkeits-Datencodierungstypen und die Bestimmung und die Zuweisung von Funkkanalschlitzen gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht,
3B ein konzeptuelles Fließdiagramm, das den Vorgang der Kanalzuweisung zeigt, die durch die Kanalbildungsprozessor (Channel Forming Processor) nach einer Anforderung eines Hochgeschwindigkeits-Datenkanals gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird,
4A eine Kurvendarstellung, welche die Eigenschaften des A-Gesetz-Quantisierers zeigt,
4B eine Kurvendarstellung, welche die Signal-zu-Quantisierungsrauschen-Leistung von PCM im Vergleich zu einer gleichmäßigen Quantisierung zeigt,
4C das Komprimierungsverfahren durch Abbilden von Signalabtastungen von einer Quantisierung auf eine andere Quantisierung,
5A ein konzeptuelles Blockdiagramm des Hochgeschwindigkeits-Datencodierers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
5B einen Hochgeschwindigkeits-Datencodierer-Übertragungs-Codiervorgang gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
6A ein konzeptuelles Blockdiagramm des Hochgeschwindigkeits-Decodierers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
6B einen Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer-Übertragungs-Decodiervorgang gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
7A ein konzeptuelles Blockdiagramm des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
7B einen Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer-Übertragungs-Codiervorgang gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
8A ein konzeptuelles Blockdiagramm des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
8B einen Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer-Übertragungs-Decodiervorgang gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und
9 ein konzeptuelles Fließdiagramm, das einen Ultra-Hochgeschwindigkeits-Quantisierungsalgorithmus zeigt, der zum Abbilden der PCM-quantisierten Abtastungen auf komprimierte quantisierte Abtastungen gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Überblick
Eine Telekommunikationsvorrichtung und ein entsprechendes Verfahren empfangen Telefonsignale und modulieren die jeweiligen Telefonsignale auf einen entsprechenden Sende-Hochfrequenz(HF)-Träger. Jeder Sende-HF-Träger hat eine vorbestimmte Anzahl von Informationsschlitzen, und jedes Telefonsignal wird mindestens einem Informationsschlitz zugewiesen, so dass das Telefonsignal auf den HF-Träger moduliert wird. Die Telekommunikationsvorrichtung und das entsprechende Verfahren beinhalten einen Detektor zum Empfangen und Überwachen der jeweiligen Telefonsignale zum Erfassen eines in den Telefonsignalen enthaltenen Datensignals; und einen Codierer zum Codieren des Datensignals in ein komprimiertes, codiertes Signal. Die Vorrichtung und das Verfahren beinhalten auch einen Controller, der den Zuweisungsstatus des jeweiligen Informationsschlitzes prüft, wenn das Datensignal erfasst wird, und eine vorbestimmte Anzahl nicht zugewiesener aufeinanderfolgender (jedoch nicht notwendigerweise beieinanderliegender) Informationsschlitze für eine vorbestimmte Bandbreite lokalisiert, die zum Übertragen des komprimierten, codierten Signals nötig sind. Der Zuweisungsstatus gibt an, ob der jeweilige Informationsschlitz anderen Telefonsignalen nicht zugewiesen oder zugewiesen ist. Die Vorrichtung und das Verfahren enthalten auch einen Vorgang zum Bilden eines Telekommunikationskanals aus den lokalisierten, nicht zugewiesenen aufeinander folgenden Informationsschlitzen sowie einen Vorgang zum Modulieren des codierten Signals auf dem Telekommunikationskanal.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung überträgt ein Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungs-Übertragungssystem ein Hochgeschwindigkeits-Datensignal über einen Telekommunikationskanal als ein komprimiertes codiertes Signal. Das Hochgeschwindigkeits-Datensignal wird als mindestens ein Datensignalblock von Abtastungen empfangen, und das System enthält einen Hochgeschwindigkeits-Datencodierer und einen Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer. Der Hochgeschwindigkeits- Datencodierer beinhaltet 1) einen Empfänger für die Datensignalblöcke, die jeweils mindestens eine Datensignalabtastung enthalten, die eine Spitzenamplitude repräsentiert; 2) einen Rechner zum Berechnen eines Datensignal-Blockverstärkungswerts, der zum Spitzenamplitudenwert proportional ist; und 3) einen Quantisiererselektor, der entsprechend dem Verstärkungswert einen Quantisierer auswählt.
Der Quantisierer hat mehrere Quantisierungspegelwerte, die einen vorbestimmten (z.B. gleichmäßigen) Abstand haben, der aus einem Verstärkungswert bestimmt wird, und der ausgewählte Quantisierer quantisiert die jeweilige Datenabtastung des Datensignalblocks in eine komprimierte Datenabtastung. Der Verstärkungswert und die mehreren komprimierten Datenabtastungen ergeben das komprimierte codierte Signal. Das Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungs-Übertragungssystem enthält einen Sender zum Senden des komprimierten codierten Signals durch den Telekommunikationskanal und einen Empfänger zum Empfangen des Signals vom Telekommunikationskanal.
Der Hochgeschwindigkeits-Datencodierer des Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungs-Übertragungssystems enthält 1) einen Empfänger für die komprimierten Datenabtastungen und den entsprechenden Verstärkungswert; und 2) einen Invers-Quantisierer-Selektor zum Auswählen auf der Grundlage des Verstärkungswertes eines gleichmäßigen inversen Quantisierers, der mehrere gleichmäßig beabstandete Ausgabewerte ausweist, die aus dem Verstärkungswert bestimmt werden. Der inverse Quantisierer verarbeitet die jeweiligen komprimierten Datenabtastungen auf der Grundlage des Verstärkungswerts zum Liefern eines Blocks wiederhergestellter Datensignalabtastungen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung überträgt ein Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungs-Übertragungssystem ein Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datensignal über einen Telekommunikationskanal. Das Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datensignal wird als mindestens ein Datensignalblock von Abtastungen mit einer ersten Quantisierung empfangen, und das System enthält einen Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer und einen Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer. Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer beinhaltet 1) einen Empfänger für den Datensignalblock, der mindestens eine Datensignalabtastung mit einer Spitzenamplitude enthält; 2) einen Rechner zum Berechnen eines Datensignalblock-Verstärkungswerts, der zur Spitzenamplitude proportional ist; und 3) einen Quantisierer-Selektor zum Auswählen einer neuen Menge von Quantisiererpegeln, die dem Verstärkungswert des Blocks von Abtastungen entsprechen, und Jeweilige der neuen Menge von Quantisierungspegeln sind ausgewählte Pegel der ersten Quantisierung; und 4) einen Quantisiererpegel-Abbildungsprozessor, der auf der Grundlage eines Verhältnisses zwischen der Menge von Pegeln der ersten Quantisierung und der neuen Menge von Quantisiererpegeln den Signalabtastungswert auf einen komprimierten Pegelwert für jeden Signalabtastungswert abbildet.
Der Verstärkungswert und die komprimierten Datenabtastungen ergeben ein codiertes Signal. Das System beinhaltet auch einen Sender zum Senden des codierten Signals über den Telekommunikationskanal und einen Empfänger zum Empfangen des codierten Signals aus dem Telekommunikationskanal. Die beispielhafte Ausführungsform ist unten unter Bezugnahme auf einen Telekommunikationskanal eines drahtlosen Kommunikationssystems beschrieben. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf drahtlose oder andere Typen einer HF-Träger-Kommunikation eingeschränkt. Die vorliegende Erfindung kann vielmehr auch mit Telekommunikationskanälen verdrahteter Telekommunikationssysteme zur Erhöhung der Kapazität eingesetzt werden.
Ein Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Kompressions-Übertragungssystems enthält 1) einen Empfänger für die komprimierten Datenabtastungen und den entsprechenden Verstärkungswert; 2) einen inversen Quantisierer-Selektor zum Auswählen eines inversen Quantisierers auf der Grundlage des entsprechenden Verstärkungswerts, dessen Ausgabewerte aus dem Verstärkungswert und der entsprechenden neuen Menge von Quantisiererpegeln bestimmt werden. Der inverse Quantisierer verarbeitet jede der komprimierten Datenabtastungen aufgrund des Verstärkungswerts zum Liefern eines Blocks rekonstruierter Datensignalabtastungen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung bildet ein Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datenquantisierungsverfahren eine erste Vielzahl quantisierter Signalabtastungen, wobei jede Signalabtastung einen entsprechenden quantisierten Amplitudenwert hat und mindestens eine Signalabtastung einen quantisierten Spitzenamplitudenwert hat, auf eine zweite Vielzahl quantisierter komprimierter Abtastungen und einen Verstärkungswert ab. Das Verfahren beinhaltet 1) Untersuchen jeder Amplitude zum Bestimmen eines Spitzenamplitudenwerts und Setzen der Verstärkungswerts entsprechend dem Spitzenamplitudenwert; und Definieren einer vorbestimmten Anzahl aufeinanderfolgender Segmente für eine erste Vielzahl quantisierter Signalabtastungen, wobei jedes Segment eine Anzahl quantisierter Pegelwerte aufweist. Die quantisierten Pegelwerte für jedes aufeinanderfolgende Segment sind auf den Verstärkungswert bezogen, und ein erstes Segment der vorbestimmten Anzahl aufeinanderfolgender Segmente entspricht dem Spitzenwert der mehreren Signalabtastungen.
Das Quantisierungsverfahren beinhaltet weiter das Abbilden eines jeden der quantisierten Signalabtastungen auf quantisierte komprimierte Abtastungen durch 1) Behalten für jeden der quantisierten Signalwerte von Ausgewählten der Anzahl quantisierter Pegelwerte für jedes Segment, bis ein mit null bewerteter Pegel gefunden ist, und 2) Setzen eines Vorzeichenwerts auf einen negativen Wert, um eine negativ bewertete Amplitude anzuzeigen.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Das Datenkomprimierungssystem
1 ist ein Diagramm eines drahtlosen Telekommunikationssystems, bei dem die Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungseigenschaften der vorliegenden Erfindung implementiert werden können. Wie gezeigt, beinhaltet das Funktelekommunikationssystem eine Basisstation 11 und eine Gruppe von Teilnehmereinheiten 10. Die Basisstation 11 kommuniziert gleichzeitig mit den Teilnehmereinheiten 10 durch das Rundsenden und den Empfang von Kommunikationskanälen, die über eine Reichweite der vorgewählten Funkfrequenzen definiert sind. Die Basisstation 11 kann auch an das lokale Telefonsystem in der zentralen Telekommunikationsvermittlungsstelle 12 angeschlossen sein.
Ein typisches Funktelekommunikationssystem (wie zum Beispiel das von InterDigital Communications Corporation, King of Prussia, Pennsylvania, hergestellte SLS-104) verwendet 24 vorbestimmte Vorwärtskanäle (von der Basisstation zur Teilnehmereinheit) und 24 vorbestimmte Rückwärtskanäle (von der Teilnehmereinheit zur Basisstation) innerhalb des Spektralbereichs zwischen 300 und 500 Megaherz (MHz). Die Kommunikation von der Basisstation zur Teilnehmereinheit wird durch Paare von Kommunikationskanälen (vorwärts und rückwärts) bereitgestellt, die auf Frequenzen innerhalb dieses Spektrumbereichs moduliert sind. In einem typischen System kommuniziert die Basisstation 11 gleichzeitig über diese 24 Kanalpaare. Die 24 Kanäle können zum Beispiel Frequenzbänder von 2 MHz besetzen. Das Frequenzband von 2 MHz kann mehrere Kanäle, zum Beispiel 80 Kanäle, unterstützen, indem ein Kanalabstand von 25 kHz eingesetzt wird. In einer Ausführungsform des Systems kann die Basisstation 11 auf der niedrigeren Frequenz eines Paars an den Teilnehmer senden, und die Teilnehmereinheit 10 kann auf der höheren Frequenz des Paars an die Basisstation senden. Ein solches System ist im US-Patent Nr. 4,675,863, am 23. Juli 1987 erteilt, mit dem Titel "SUBSCRIBER RF TELEPHONE SYSTEM FOR PROVIDING MULTIPLE SPEECH AND/OR DATA SIGNALS SIMULTANEOUSLY OVER EITHER A SINGLE OR A PLURALITY OF RF CHANNELS" ("Teilnehmer-HF-Telefonsystem zum gleichzeitigen Vorsehen mehrerer Sprach- und/oder Datensignale über entweder einen einzelnen oder mehrere HF-Kanäle") (Paneth et al.) beschrieben.
Zum Erhöhen der Kommunikationskapazität werden auf jeder Trägerfrequenz Zeitmultiplex-Vielfachzugriffsverfahren verwendet. Bei einem beispielhaften System wird jede Frequenz des Kanalpaares in vier Zeitschlitze aufgeteilt, so dass die Basisstation 11 gleichzeitig mit bis zu vier Teilnehmereinheiten 10 auf einer Trägerfrequenz kommuniziert. Folglich kann es die Basisstation unter der Verwendung von 24 Kanalpaaren ermöglichen, dass Telefonsignale auf 95 Kanälen moduliert werden, und es kann ein Kanal zur Steuerung oder für andere Zusatzfunktionen verwendet werden.
Ein Aspekt der Kapazitätserhöhung auf diese Weise besteht darin, dass die über den HF-Kommunikationskanal (oder den verdrahteten Kanal) zu übertragenden Telekommunikationskanäle komprimiert werden. Für die Sprache können, wie zuvor beschrieben, Sprachcodierungsverfahren, wie zum Beispiel RELP, eingesetzt werden. Außerdem können auch Niedergeschwindigkeits-Daten- und Niedergeschwindigkeits-Fax-Daten-Komprimierungsverfahren verwendet werden, wie sie im US-Patent Nr. 4,974,099 mit dem Titel "COMMUNICATION SIGNAL COMPRESSION SYSTEM AND METHOD" ("Kommunikationssignal-Komprimierungssystem und -verfahren") (Lin et al.) beschrieben sind.
Bei dem zuvor beschriebenen System komprimieren drei Sprachbandcodierer, RELP, Niedergeschwindigkeits-Daten und Niedergeschwindigkeits-Fax-PCM-Signale mit einer Rate von 64 kb/s auf ein Signal mit der Rate von 14,5 kb/s. Bei 14,5 kb/s können diese Codierer mit einem einzigen 16-Phasen-HF-Schlitz oder einem doppelt breiten Vierphasen-HF-Schlitz betrieben werden. Der RELP-Codierer wird zur Sprache verwendet, der Niedergeschwindigkeitsdatencodierer wird zum Weiterleiten einer Anzahl von Sprachbandmodem-Übertragungen bei Raten von bis zu 2400 bps verwendet, und der Niedergeschwindigkeits-Fax-Codierer wird zum Weiterleiten von Übertragungen des Gruppe-3-Faxes bei 2400 bps verwendet. Jeder Sendecodierer hat einen entsprechenden Decodierer in einem Empfänger, der zum Beispiel über den Systemsteuerkanal zugewiesen werden kann.
Um es dem Telekommunikationssystem zu ermöglichen, auch mit Hochgeschwindigkeits-Sprachbandmodems und Fax-Geräten zu arbeiten, werden die beiden Sprachband-Komprimierungsverfahren der vorliegenden Erfindung verwendet. Die Codierer und Decodierer (CODECs), die als der Hochgeschwindigkeits-Codec und der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec bezeichnet werden, erzielen eine bessere Sendeleistung für komprimierte Daten als die Codierer für Niedergeschwindigkeits-Daten und Fax durch die Verwendung von weniger Kompression und daher die Bereitstellung von mehr Bandbreite für das Datensignal.
Der Hochgeschwindigkeits-Codec ermöglicht es dem Kommunikationssystem, Sprachband-Modem- und Fax-Übertragungen bei bis zu 9,6 kb/s weiterzuleiten. Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec unterstützt Sprachband-Modem- und Fax-Übertragungen mit einer Rate von bis zu 14,4 kb/s und höher. Der Hochgeschwindigkeits-Codec wird unter der Verwendung von drei 16-Phasen-HF-Schlitzen oder vier 8-Phasen-HF-Schlitzen betrieben. Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec wird unter der Verwendung von vier 16-Phasen-HF-Schlitzen betrieben. Vorzugsweise leiten der Hochgeschwindigkeits-Daten- und der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungsalgorithmus eine Darstellung einer analogen Sprachband-Wellenform über einen digitalen Kanal mit eingeschränkten Datenraten weiter, während die schädliche Verzerrung minimiert wird.
Da diese Codecs mehrere HF-Schlitze nutzen, wird eine dynamische Neuzuweisung dieser Schlitze innerhalb der HF-Kommunikationskanäle nötig. Das Merkmal der dynamischen Zeitschlitz-Bandbreitenzuweisung der vorliegenden Erfindung erfasst und überwacht die Datenübertragung und bildet einen Datenkanal aus der notwendigen Anzahl von Schlitzen, wenn jedoch die Anzahl benötigter Schlitze nicht zur Verfügung steht, wird dem Anruf der Niedergeschwindigkeits-Daten- oder der Niedergeschwindigkeits-Fax-Codierer zugewiesen. Solche Zuweisungsverfahren sind zum Beispiel im US-Patent Nr. 4,785,450, erteilt am 15. November 1988, mit dem Titel APPARATUS AND MEHTOD FOR OBTAINING FREQUENCY AGILITY IN DIGITAL COMMUNICATION SYSTEMS (Vorrichtung und Verfahren zur Erreichung einer Frequenzagilität bei digitalen Kommunikationssystemen) (D.R. Bolgiano et al.) beschrieben.
2 ist ein konzeptuelles Blockdiagramm der Anwendung des Komprimierungssystems der vorliegenden Erfindung, einschließlich des Merkmals der dynamischen Zeitschlitz-/Bandbreitenzuweisung, und der Hochgeschwindigkeits- und Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodecs zur Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierung der beispielhaften Ausführungsform des drahtlosen Kommunikationssystems. Das System beinhaltet: einen Kompressionsselektorprozessor (CSP) 200, der eine Steuereinheit 201 und einen Überwachungsabschnitt 202 aufweist; einen Kanalbildungsprozessor 260; und die Kompressions-Codierer/Decodierer (CODECs) RELP 210, Niedergeschwindigkeits-Daten 220, Niedergeschwindigkeits-Fax 230, Hochgeschwindigkeits-Daten 240 und Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten 250.
Der CSP 200 empfängt die Telefonsignale von der lokalen Telefonvermittlungsstelle 270 und ist ein digitaler Prozessor, der zum Durchführen einer Überwachung des Telefonsignals konstruiert ist, um spezifische Typen von Datensignalen durch ihre entsprechenden Modem-Antworttöne zu identifizieren und die Einrichtung des Kommunikationskanals einzuleiten. In einer anderen beispielhaften Ausführungsform unter der Verwendung von Teilnehmer-zu-Teilnehmer-Kommunikationen kann der CSP 200 das Signal von anderen lokalen Quellen empfangen. Der CSP-200-Monitorabschnitt 202 informiert die Steuereinheit 201 über das Vorhandensein des Datensignals. Die Steuereinheit 201 ist für die externe Bildung eines HF-Kommunikationskanals verantwortlich sowie für das Zuweisen eines Typs eines Komprimierungs-CODEC 210, 220, 230, 240 und 250.
Der Kanalbildungsprozessor 260 empfängt eine Sendekanalanforderung vom CSP 200 und weist einem Telefonsignal einem verfügbaren HF-Kommunikationsschlitz zu. Der Kanalbildungsprozessor 260 behält die aktuelle Systemkanal-Zuweisungsinformation in einem (hier nicht gezeigten) Speicher, um festzustellen, welche Zeitschlitze derzeit nicht für andere Telefonsignale verwendet werden. Wie in TDMA-Systemen bekannt, wird jeder Kanalzeitschlitz mit einer Schutzzeit gebildet, die aus einer kurzen Periode des Signals besteht, die zum Initialisieren eines Empfängers verwendet wird, bevor die Daten gesendet werden. Beim Anliegen von Datensignalen, die mehr als einen HF-Zeitschlitz benötigen, bildet der Kanalbildungsprozessor 260 den Kanal aus einer vorbestimmten Anzahl von Zeitschlitzen, und wenn die vorbestimmte Anzahl von Zeitschlitzen aneinanderliegend ist, wird nur eine Schutzzeit verwendet.
Der Kanalbildungsprozessor 260 der beispielhaften Ausführungsform der Erfindung kann eine Funkprozessoreinheit (Radio Processor Unit/RPU) einer Netzwerkbasisstation sein. Die RPU kann zum Speichern von Kanalzeitschlitzzuweisungen und zum Zuweisen von Kanalzeitschlitzen für das gesamte System von 1 verantwortlich sein.
Der RELP-Codec 210 implementiert die Komprimierungs-Codierungs-(und Decodierungs)Algorithmen für Sprachsignale. Der Niedergeschwindigkeits-Daten-Codec 220 und der Niedergeschwindigkeits-Fax-Codec 230, der Hochgeschwindigkeits-Daten-Codec 240 und der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Codec 250 implementieren die entsprechenden Datenkomprimierungsalgorithmen für Sprachbanddaten des identifizierten Typs.
Allgemein können der CSP 200 und die CODECs 210, 220, 230, 240 und 250 in einen digitalen Signalprozessor integriert sein, um die Datensignalüberwachung, die Signalverarbeitung und die Signalkomprimierungscodierungs- und Decodierungsvorgänge zu implementieren. Ein solcher Prozessor wird zum Beispiel aus den digitalen Signalprozessoren der Familie TMS 320C5X von Texas Instruments ausgewählt.
Es folgt eine Beschreibung des Betriebs des Komprimierungssystems der vorliegenden Erfindung. Immer noch mit Bezug auf 2 wird, wenn der Sprachanruf zuerst eingerichtet wird, der Sprach-RELP-Codec 210 dem Telefonsignal anfänglich zugewiesen. Der CSP 200 überwacht das Telefonsignal über den Überwachungsabschnitt 202, und die Steuereinheit 201 bestimmt den Typ des Sprachbandsignals auf der Grundlage der Erfassung des Modem-Antwortsignals. Jeder Typ von Sprachbanddaten hat ein bestimmtes identifizierbares Modem-Antwortsignal. Die Tabelle 1 fasst manche der typischen verschiedenen Modem-Ursprungs- und -Antwort-Charakteristiken zusammen, die auf diesem Gebiet wohl bekannt sind. Tabelle 1 dient jedoch der Veranschaulichung und soll keinesfalls alle möglichen Modemcharakteristiken beschreiben.
Tabelle 1
Sprachband-Modem-Charakteristiken
Wieder mit Bezug auf 2 leitet, nachdem der Typ der Sprachbanddaten bestimmt wurde, wenn die Hochgeschwindigkeits-Daten- oder die Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierung benötigt wird, der CSP 200 die Sprachkanal-Neuzuweisung ein, und das verwendete Verfahren der dynamischen Zeitschlitzzuweisung ist im Folgenden beschrieben. Die Steuereinheit 201 signalisiert dem Kanalbildungsprozessor 260, damit dieser einen HF-Kommunikationskanal mit einer vorbestimmten Anzahl von Zeitschlitzen bildet. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird dem Anruf automatisch ein Zeitschlitz zugewiesen, jedoch ist dies nicht notwendig. Der Kanalbildungsprozessor 260 untersucht den Speicher, um die Anzahl und den HF-Trägerort verfügbarer HF-Zeitschlitze zu bestimmen. Wenn der Kanalbildungsprozessor die Anzahl vorbestimmter Zeitschlitze findet, wird der HF-Kommunikationskanal aus der vorbestimmten Anzahl von HF-Zeitschlitzen gebildet und dies der Steuereinheit 201 mitgeteilt. Die Steuereinheit 201 weist dann dem Datensignal einen entsprechenden Hochgeschwindigkeits-Daten-Codec oder Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Codec zu, und das komprimierte Datensignal wird dem mehrere Schlitze aufweisenden HF-Kommunikationskanal zugewiesen und auf diesen moduliert.
Wenn nicht genug Zeitschlitze zur Verfügung stehen, wird die Steuereinheit 201 informiert und ein HF-Kommunikationskanal aus einem einzigen HF-Zeitschlitz gebildet, worauf die Steuereinheit 201 dann dem Datensignal den Niedergeschwindigkeits-Daten-Codec oder den Niedergeschwindigkeits-Fax-Codec zuweist. Wie zuvor angegeben, weist eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung automatisch einen Zeitschlitz zu, wenn das Telefonsignal empfangen wird, bevor ein mehrere Zeitschlitze aufweisender Kommunikationskanal gebildet wird, weshalb dem Telefonsignal zu diesem Zeitpunkt schon ein Schlitz zugewiesen wurde.
Dynamische Zeitschlitz/Bandbreiten-Zuweisung
Tabelle 2 fasst die Zeitschlitzanforderungen für die unterschiedlichen Typen der Signalkomprimierung zusammen:
Tabelle 2
Da der Hochgeschwindigkeits-Codierer Daten sowohl auf einem 16-Phasen-Kanal mit drei Schlitzen als auch auf einem 8-Phasen-Kanal mit vier Schlitzen moduliert, passen seine komprimierten Daten wünschenswerterweise in einen der beiden Kanäle, der die geringere Bandbreite aufweist. Die Bitverfügbarkeit für die verschiedenen Kanaltypen der Ausführungsform für das beschriebene Funktelekommunikationssystem von 1 ist in Tabelle 3 gezeigt.
Tabelle 3
In Tabelle 3 bezeichnet die Angabe "Nullen", dass keine Modulation vorhanden ist, die Präambel ist ein Bitsynchronisationsmuster und "CW" steht für Codewort, das die Anrufsteuerungs-, die Anrufverarbeitungs- und die Signalisierungsinformation enthält. Der Block A und der Block B sind ein erster bzw. ein zweiter Block komprimierter Sprachband-Datenabtastungen einer Länge von 22,5 ms.
Wie in Tabelle 3 zu sehen ist, trägt der 8-Phasen-Kanal mit vier Schlitzen weniger Bits als der 16-Phasen-Kanal mit drei Schlitzen. Der Ausgabeblock des Hochgeschwindigkeits-Codierers einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann daher 1041 Bits oder weniger besetzen. Die Tabelle 4A zeigt die Zuweisung der Bits des komprimierten Ausgabeblocks des Hochgeschwindigkeits-Datencodierers.
Tabelle 4A
In der Tabelle 4A bedeutet die Angabe "Geschützt", dass auf den Bitstrom eine Vorwärtsfehlerkorrektur (Forward Error Correction/FEC) angewendet wird. Der Bitstrom des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codierers moduliert einen 16-Phasen-Kanal mit vier Schlitzen, von denen in jedem Zeitraum von 22,5 ms 1408 für die Daten des Codierers zur Verfügung stehen.
Tabelle 4B zeigt die Zuweisung von Bits im komprimierten Ausgabeblock des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierers.
Tabelle 4B
Die unten beschriebenen Hochgeschwindigkeits-Daten- und Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungsverfahren sind Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, bei denen es sein kann, dass sie mehrere Zeitschlitze für einen Kommunikationskanal benötigen, doch können auch andere Komprimierungsverfahren des selben Geistes, wie sie hier beschrieben wurden, für andere spezifische Typen von Datensignalen entwickelt werden, die nicht notwendigerweise den zuvor beschriebenen Sprachband-Modem-Charakteristiken folgen. Diese anderen Ausführungsformen können auch das in der vorliegenden Erfindung eingesetzte dynamische Zeitschlitz-Bandbreiten-Zuweisungsverfahren einsetzen.
Es folgt nun eine Beschreibung des allgemeinen dynamischen Zeitschlitz/Bandbreiten-Zuweisungsverfahrens. 3A veranschaulicht den Vorgang einer dynamischen Zeitschlitz/Bandbreiten-Zuweisung, wie sie zum Beispiel im CSP 200 von 2 implementiert ist. Gemäß 3A überwacht, wenn der Sprachanruf zuerst eingerichtet wird, der Sprachüberwachungsschritt 301 das Telefon zum Erfassen eines Datensignals. Bei Schritt 301 wird der RELP-Codec 210 anfänglich dem Telefonsignal zugewiesen. Wenn jedoch ein Datensignal vorhanden ist, bestimmt der Entscheidungsschritt 302 den Typ des Sprachbandsignals aufgrund der Erfassung des Modem-Antwortsignals.
Wenn die Daten Niedergeschwindigkeitsdaten oder Niedergeschwindigkeits-Fax sind, weist Schritt 303 den Niedergeschwindigkeits-Zuweisungsvorgang zu, dem zum Beispiel ein einziger HF-Trägerschlitz zugewiesen wurde. Dann bestimmt Schritt 304, ob das Datensignal aus Fax- oder Niedergeschwindigkeitsdaten besteht und weist die entsprechenden Algorithmusschritte 305 und 306 des Niedergeschwindigkeits-Fax-Codec 230 oder des Niedergeschwindigkeits-Datencodec 220 zu.
Wenn das Signal bei Schritt 302 ein Signal des Hochgeschwindigkeits-Datentyps ist, dann fordert der nächste Schritt 307 von dem Kanalbildungsprozessor 260 einen Hochgeschwindigkeits-Datenkanal an. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erfordert dann der Kanalbildungsprozessor 260 eine Benutzer/Teilnehmer-Vertragsinformation zur Anforderung des Kanaltyps. Eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann außerdem aus den Modemsignalen bestimmen, ob das Datensignal das Hochgeschwindigkeits-Daten- oder das Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-Komprimierungsverfahren benötigt, um den korrekten Kanaltyp anzufordern.
3B zeigt den Vorgang der Kanalzuweisung, der vom Kanalbildungsprozessor 260 nach Anforderung eines Hochgeschwindigkeits-Datenkanals durchgeführt wurde, aus Schritt 307 von 3A. Der Kanalbildungsprozessor kann eine Funkverarbeitungseinheit (Radio Processing Unit/RPU) einer Basisstation des zuvor beschriebenen beispielhaften bekannten Systems sein, und die RPU kann HF-Trägerzeitschlitze den Teilnehmerkommunikationen durch einen Kommunikationskanal zuweisen.
Bei Schritt 320 von 3B beginnend weist der Prozessor einem Telefonanruf normalerweise einen Sprachkanal zu. Es kann jedoch eine beliebige anfängliche Prozesszuweisung gewählt werden, wie sie zum Beispiel im US-Patent Nr. 4,675,863 beschrieben ist. Als Nächstes überprüft der Schritt 321, ob eine Anforderung nach einem Hochgeschwindigkeits-Datenkanal aus Schritt 307 von 3A vorliegt. Wenn keine Anforderung vorhanden ist, verbleibt die Zuweisung im Standardmodus, der für diese beispielhafte Ausführungsform Sprache ist. Wenn eine Anforderung vorhanden ist, überprüft Schritt 322 eine Teilnehmervertragsinformation, um festzustellen, ob der Teilnehmervertrag die Annahme eines Hochgeschwindigkeits-Datenkanals zulässt. Wenn der Teilnehmervertrag die Annahme eines Hochgeschwindigkeits-Datenkanals nicht zulässt, wird bei Schritt 323 ein Niedergeschwindigkeits-Daten/Fax-Kanal unter der Verwendung einer vorbestimmten Anzahl von Schlitzen zugewiesen.
Wenn der Teilnehmervertrag einen Hochgeschwindigkeits-Datenkanal zulässt, bestimmt Schritt 324, ob der Teilnehmervertrag die Annahme eines Hochgeschwindigkeits-Datenkanals des Ultra-Hochgeschwindigkeitstyps ("UHSD-Kanal") zulässt (oder ob dieser angefordert wurde). Wenn das so ist, prüft Schritt 325, ob eine vorbestimmte Anzahl von HF-Trägerschlitzen verfügbar ist, und wenn das so ist, erzeugt Schritt 326 den UHSD-Kanal. Schritt 325 kann durch einen Prozessor ausgeführt werden, der einen Speicher überprüft, der die aktuellen Systemkanalzuweisungen enthält, um festzustellen, ob eine benötigte Anzahl von 16-Phasen-HF-Zeitschlitzen (für die beispielhafte Ausführungsform: 4) verfügbar ist. Wenn die erforderliche Anzahl von Schlitzen nicht verfügbar ist, dann prüft der Vorgang, ob der Kanal nicht etwa als ein Hochgeschwindigkeits-Datenkanal ("HSD-Kanal") erzeugt werden kann, wie in der Folge in Schritt 328 beschrieben.
Wenn die Teilnehmervertragsinformation (oder die Anforderung) anzeigt, dass der Hochgeschwindigkeits-Datenkanal in Schritt 324 als ein Ultra-Hochgeschwindigkeits-Typ (UHSD-Kanal) zu erzeugen ist, prüft Schritt 327, ob die Anforderung oder die Teilnehmervertragsinformation anzeigt, dass der Hochgeschwindigkeits-Datenkanal als ein Hochgeschwindigkeits-Typ (HSD-Kanal) zu bilden ist. Wenn das nicht so ist, wird bei Schritt 323 der Niedergeschwindigkeits-Datenkanal erzeugt, wie zuvor beschrieben, wenn jedoch der HSD-Kanal angefordert oder zugelassen ist, prüft Schritt 328, ob die vorbestimmte Anzahl von HF-Träger-Zeitschlitzen für den HSD-Kanal verfügbar ist.
Der Schritt 328 kann von einem Prozessor durchgeführt werden, der einen Speicher überprüft, der die aktuellen Systemkanalzuweisungen enthält, um festzustellen, ob eine erste erforderliche Anzahl von Zeitschlitzen (16-Phasen-HF-Zeitschlitzen) verfügbar ist (für die beispielhafte Ausführungsform drei), wenn das nicht der Fall ist, wenn eine zweite erforderliche Anzahl von Zeitschlitzen (8-Phasen-HF-Schlitzen) verfügbar ist (für die beispielhafte Ausführungsform vier). Wenn die erforderliche Anzahl von Schlitzen verfügbar ist, werden die Zeitschlitze zugewiesen und in Schritt 329 der HSD-Kanal gebildet. Wenn der Hochgeschwindigkeits-Kanalverfügbarkeits-Schritt die erforderliche Anzahl von Kanälen nicht finden kann, weist der Schritt 323 einfach den Niedergeschwindigkeitskanal zu.
Wieder mit Bezug auf 3A prüft bei Schritt 308 der Vorgang die Antwort auf die Hochgeschwindigkeits-Datenkanalanforderung. Wenn bei Schritt 308 die Anforderung verweigert wird und kein Hochgeschwindigkeits-Datenkanal gebildet wurde, dann werden die Schritte 303 und die Sequenz durchgeführt, um den Niedergeschwindigkeitsalgorithmus zuzuweisen. Wenn die Hochgeschwindigkeits-Datenkanalanforderung angenommen wird, bestimmt der Hochgeschwindigkeits-Kanalverfügbarkeitsschritt 309, welcher Typ von Kanal zugewiesen wurde. Wenn der Hochgeschwindigkeits-Datenkanal den Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten entspricht, werden bei Schritt 310 die Codierungsalgorithmen des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Daten-CODEC 250 durchgeführt, und wenn der Hochgeschwindigkeits-Datenkanal den Hochgeschwindigkeits-Daten entspricht, werden bei Schritt 311 die Codierungsalgorithmen des Hochgeschwindigkeits-Daten-CODEC 240 durchgeführt.
Die Hochgeschwindigkeits- und Ultra-Hochgeschwindigkeits-CODECs
Der Hochgeschwindigkeits-Codec 240 und der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec 250 liefern eine Komprimierung eines bidirektionalen Datenkanals der vorliegenden Erfindung mit abgetasteten Telefonsignalen (Pulscodemodulation(PCM)-Telefonsignale in der beispielhaften Ausführungsform) als das Eingabesignal und das Ausgabesignal. Die an den Abtastungskomprimierungsvorgang gelieferten Telefonsignale sind typischerweise A-Gesetz oder μ-Gesetz-PCM mit 64 kb/s, jedoch 16-Bit-Integer-Abtastungen mit 128 kb/s, oder es können auch andere Typen durch die Verwendung eines Konvertierungsvorgangs verwendet werden. Der Komprimierungsvorgang komprimiert den Abtastungsbitstrom mit 64 kb/s (oder 128 kb/s) auf eine niedrigere Datenrate. Die niedrigere Datenrate wird über den HF-Kanal zum Expansionsvorgang geschickt, der die niedrigere Datenrate wieder auf den rekonstruierten Abtastungsbitstrom mit 64 kb/s (oder 128 kb/s) ausdehnt. Die Zielsetzung des Codierers besteht darin, dass die synthetisierten oder rekonstruierten Abtastungen dem ursprünglich abgetasteten Signal so weit wie möglich entsprechen.
In PCM-Systemen werden analoge Sprachbandsignale in eine Abfolge von digitalen Abtastungen mit einer Abtastungsrate von 8 Kilo-Samples/Sekunde umgewandelt. Die Abtastungen sind 8 Bit breit, was zu 256 möglichen Quantisierungspegeln führt. Wenn analoge Signale abgetastet werden, ist eine wichtige Gütezahl das Signal-zu-Quantisierungsrauschen-Verhältnis (Signal to Quantization Noise Ratio/SQNR). Für einen gleichmäßig beabstandeten Quantisierer ist das SQNR 6B – 1,24 dB, wobei B die Anzahl von Bits pro quantisierter Abtastung ist.
Ein gleichmäßiger 8-Bit-Quantisierer hat daher eine SQNR von 46,76 dB, was für Sprachsignale hervorragend ist. Dieses SQNR wird nur dann erzielt, wenn das ursprüngliche analoge Signal eine Amplitude aufweist, die den gesamten dynamischen Bereich des Quantisierers besetzt. Wenn der dynamische Bereich des ursprünglichen Signals denjenigen des Quantisierers übersteigt, geschieht ein Abschneiden (Clipping). Dies ist eine sehr unerwünschte Art der Verzerrung sowohl für Sprache als auch für Sprachband-Modemsignale. Wenn das ursprüngliche Signal einen kleineren dynamischen Bereich als denjenigen des Quantisierers hat, ist das resultierende SQNR kleiner als die optimalen 46,76 dB. Für jedes dB, das der dynamische Bereich des Signals kleiner als der dynamische Bereich des Quantisierers ist, entsteht beim SQNR ein Verlust von 1 dB.
Da in der Telephonie verwendete Sprachbandsignale einen großen dynamischen Bereich haben, kann es sein, dass ein gleichmäßiger Quantisierer nicht die optimale Wahl ist. Daher werden nicht gleichmäßige Quantisierer verwendet. Es gibt zwei Normen für nicht gleichmäßige Quantisierer von PCM: μ-Gesetz und A-Gesetz, und diese Normen sind auf diesem Gebiet wohl bekannt und in Kapitel 8 in Communication Systems von Simon Haykin beschrieben. Beide Verfahren verwenden logarithmisch beabstandete Quantisiererpegel zum Erhöhen des dynamischen Bereichs der Quantisierer. 4A zeigt die Charakteristiken eines A-Gesetz-Quantisierers.
Der Abstand zwischen den Quantisiererpegeln bei hohen Signalpegeln ist größer als der Abstand bei niedrigeren Pegeln. Das Ergebnis ist ein gleichmäßigeres SQNR beim Vergleich von Abtastung mit Abtastung. Weil das beste SQNR für diese Quantisierer kleiner als dasjenige für den gleichmäßigen 8-Bit-Quantisierer ist, können diese Quantisierer über einen großen Bereich von Signalpegeln ein gutes SQNR erzielen.
4B vergleicht die SQNR-Leistung in Abhängigkeit vom Signalpegel für A-Gesetz und einen gleichmäßigen 8-Bit-Quantisierer. Auch wenn der gleichmäßige Quantisierer bei hohen Signalpegeln eine überlegene Leistung zeigt, behält doch der A-Gesetz-Quantisierer über einen großen dynamischen Bereich ein gutes SQNR.
Sprachbandmodems funktionieren aufgrund des großen dynamischen Bereichs in einem Telefonnetz gut, das entweder μ-Gesetz oder A-Gesetz-PCM mit 64 kb/s verwendet. Der Sendeausgabepegel dieser Modems ist hoch, um die Kanäle möglichst vollständig auszunutzen, jedoch haben Telefonkanäle unterschiedliche Signalpegelverluste. Dies führt dazu, dass auch wenn der Modemausgangspegel auf einem hohen Pegel fest steht, der Pegel an einem anderen Punkt im Netz beträchtlich niedriger sein kann. Der dynamische Bereich von PCM gleicht diese Situation aus.
Das Komprimieren von PCM mit 64 kb/s auf eine niedrigere Datenrate verringert die Anzahl von Bits pro Abtastung und führt normalerweise zu einer beträchtlichen Verringerung des SQNR. Eine Verzerrung aufgrund der Kompression wird durch die vorliegende Erfindung durch die dynamische Konstruktion eines Quantisierers minimiert, der sich dem dynamischen Bereich des Eingabesignals anpasst. Nachdem die beiden dynamischen Bereiche in Übereinstimmung gebracht wurden, werden die Abtastungen unter der Verwendung eines Quantisierers mit den neu definierten Pegelabständen quantisiert.
4C veranschaulicht ein einfaches Beispiel des Verfahrens der Komprimierung durch Abbildung der Signalabtastungen von einer Quantisierung auf eine andere Quantisierung. Ein Block von Signalabtastungen 410 besteht aus drei Abtastungen 411, 413 und 415. Eine erste Menge von Quantisierungspegeln 420 zeigt den ungefähren Wert der Abtastungsamplituden 412, 414 und 416 an. Die Quantisierungspegel erfordern jedoch, dass eine bestimmte Anzahl von Informationsbits, für die gezeigten 20 Pegel der ersten Quantisierung 5 Bits, an einen Empfänger übertragen werden, um einen der Pegel der ersten Quantisierung zu repräsentieren. Zum Senden von drei Abtastungswerten, die den drei Abtastungen 411, 413 und 415 entsprechen, sind 15 Bits wünschenswert.
Das beispielhafte Verfahren der vorliegenden Erfindung definiert eine neue Menge von Pegeln für jeden Block von Signalabtastungen auf der Grundlage der Spitzenamplitude. Wie in 4C gezeigt, hat der Block von Abtastungen 410 die Abtastung 413, die einen Spitzenamplitudenwert 414 aufweist. Das Verfahren definiert eine neue Quantisierungsmenge von Pegeln durch Definieren der Spitzenamplitude 414 als dem höchsten Pegelwert und bestimmt eine vorbestimmte Anzahl von Pegelwerten unterhalb dieser Amplitude. Wie in 4C gezeigt, entspricht dies fünf Pegelwerten. Für diese neue Quantisierung sind lediglich drei Bits nötig, um einen Pegelwert zu definieren, jedoch muss der Spitzenamplitudenwert auch als ein Skalierungsfaktor gesendet werden, um das Verhältnis zwischen den neuen Quantisierungspegelwerten und den ursprünglichen Quantisierungspegelwerten anzuzeigen. Folglich werden fünf Bits, die dem ursprünglichen Spitzenamplitudenwert entsprechen, und neun Bits (drei pro Abtastung) für den Block von Abtastungen 410 übertragen, bzw. sind vierzehn Bit nötig. Das Beispiel zeigt, dass ein Bit weniger gesendet wird. Wenn jedoch zehn Abtastungen im Block sind, erfordert das ursprüngliche Quantisierungsverfahren das Senden von 50 Bits, während der neue Quantisierer lediglich das Senden von 35 Bits erfordert.
Im Folgenden werden Ausführungsformen beschrieben, die für die Normen μ-Gesetz und A-Gesetz konstruiert sind. Die offenbarten Verfahren können jedoch leicht auf ein beliebiges System ausgeweitet werden, das Abtastungen empfängt, die mit einem nicht gleichmäßigen Kompandierungsquantisierer quantisiert werden.
Der Hochgeschwindigkeits-Daten-CODEC
5A ist ein konzeptuelles Blockdiagramm eines Hochgeschwindigkeits-Datencodierers. Der Codierer der beispielhaften Ausführungsform wandelt Daten zwischen PCM mit 64 kb/s und einem komprimierten Datenstrom mit 46,58 kb/s und einer Codierung mit Vorwärtsfehlerkorrektur (Forward Error Correction/FEC) um. Die komprimierte Datenrate ist 40,267 kb/s, und der verbleibende übertragene Bitstrom wird zur Fehlerkorrektur verwendet.
Wie in 5A gezeigt enthält der Hochgeschwindigkeits-Datencodierer der vorliegenden Erfindung einen optionalen Puffer 510, einen PCM-Expander 520, einen Verstärkungsberechnungsvorgang 522, eine Verzögerung 521, einen Datenabtastungsquantisierer 523 und einen optionalen Übertragungscodierungsvorgang 530. Der Übertragungscodierungsvorgang 530 enthält auch einen FEC-Codierer 532 und einen Interleaver 531.
Der optionale Puffer 510 enthält eine vorbestimmte Anzahl von Abtastungen zum Erzeugen eines Blocks von Abtastungen für den Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungsvorgang. Alternativ dazu können die Abtastungen auch in einem Blockformat empfangen werden. Der PCM-Expander 510 wandelt die A-Gesetz- oder μ-Gesetz-PCM-Abtastungen in lineare Abtastungen um. Der Verstärkungsberechnungsvorgang 522 berechnet den Quantisierungs-Verstärkungswert für den Block von Abtastungen, und der Datenabtastungsquantisierer verwendet den quantisierten Verstärkungswert zum Erzeugen eines gleichmäßig beabstandeten Quantisierers mit Quantisierungspegelwerten, die durch den quantisierten Verstärkungswert skaliert sind. Die Verzögerung zeigt, dass der quantisierte Verstärkungswert bestimmt wird, bevor der Komprimierungsvorgang codierte quantisierte Abtastungen erzeugt, und der Übertragungscodierungsvorgang 530 wird zum Vorsehen einer Fehlerkorrekturcodierung für die Übertragung der codierten Quantisierungsverstärkung und der codierten Quantisierungsabtastungen verwendet.
Es folgt eine Beschreibung des Betriebs des Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungscodierers. Wie in 5A gezeigt, werden die PCM-Abtastungen mit 64 kb/s (A-Gesetz oder μ-Gesetz) von einem Puffer 510 empfangen. Der Puffer 510 liefert die PCM-Abtastungen als einen 22,5 ms langen Block von Abtastungen. Bei der Rate von 8 Kilosample pro Sekunde von PCM enthält jeder Block 180 Abtastungen. Der empfangene PCM-Rahmen wird in den PCM-Expander 520 eingespeist, der die μ-Gesetz oder A-Gesetz-Abtastungen in 16-Bit-Linearabtastungen (16-Bit-Integerabtastungen) umwandelt.
Der resultierende Block linearer Abtastungen, die in der beispielhaften Ausführungsform 16-Bit-Integer-Abtastungen sind, werden in den Verstärkungsberechnungsvorgang 522 eingespeist, der die Abtastung im Block mit dem größten Amplitudenwert (absoluten Wert) findet. Die Amplitude dieser Abtastung bestimmt den quantisierten Verstärkungswert für den Block. Der quantisierte Verstärkungswert kann der Amplitudenwert, die Differenz zwischen dem maximalen Abtastungswert und der größten Blockamplitude oder ein Multiplikatorwert sein. Der quantisierte Verstärkungswert wird unter der Verwendung eines logarithmisch beabstandeten Quantisierers mit 64 Pegeln quantisiert. Der Verstärkungsberechnungsvorgang 522 liefert sowohl die quantisierte Verstärkung als auch den codierten quantisierten Verstärkungswert. Der codierte quantisierte Verstärkungswert ist eine 6-Bit-Zahl, die einen der 64 Pegel in dem logarithmisch beabstandeten Verstärkungsquantisierer repräsentiert.
Der quantisierte Verstärkungswert aus der Verstärkungsberechnung 522 und der Block von Abtastungen aus dem PCM-Expansionsvorgang werden an den Datenabtastungsquantisierer 523 geliefert. Die Verzögerung 521 ist gezeigt, um anzuzeigen, dass der Verstärkungsberechnungsvorgang 522 die Aufgabe über den Block abschließen muss, bevor die Abtastungen vom Datenabtastungsquantisierer 523 komprimiert werden. Der Datenabtastungsquantisierer 523 quantisiert die 180 Abtastungen in dem Block unter der Verwendung eines gleichmäßig beabstandeten Quantisierers mit 32 Pegeln. Die Quantisiererpegel werden von Block zu Block dynamisch eingestellt, wobei der quantisierte Verstärkungswert verwendet wird. Daher reichen die gleichmäßig beabstandeten Quantisiererpegel von plus-quantisiertem Verstärkungswert zu minus-quantisiertem Verstärkungswert für die aktuelle Menge von 180 Abtastungen. Der Abtastungsquantisierer gibt nur die in 5 Bit codierte Repräsentierung der 180 Abtastungen aus, da die Komprimierung die tatsächlichen quantisierten Werte nicht benötigt.
Die codierte quantisierte Verstärkung und die codierten quantisierten Abtastungen werden optional in den Übertragungscodierungsvorgang 530 eingespeist, der den Interleaver 531 und den FEC-Codierer 532 beinhaltet. Der FEC-Codierer 532 ist ein erweiterter (64, 57) Hamming-Codierer, und der Hamming-Code ist zur Korrektur eines einzigen Bitfehlers und zum Erfassen eines Doppelbitfehlers in jedem Block von 64 Bits fähig. Der FEC-Codierer 532 empfängt die codierte quantisierte Verstärkung und die codierten quantisierten Abtastungen und liefert sie dem Interleaver 531, und der Interleaver 531 gibt codierte komprimierte Daten aus. Der Interleaver einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein Interleaver mit einem Block von 16 × 64 Bits.
5B zeigt eine beispielhafte Ausführungsform des Übertragungscodierungsvorgangs 530, der den Interleaver 531 und den FEC-Hamming-Codierer 532 beinhaltet. Es ist ein Block von 64 × 16 Bits gezeigt. Jede der 16 Reihen repräsentiert ein einziges erweitertes Hamming-Codewort von 64 Bits. Beim Codierer werden die Daten von links nach rechts die Zeilen entlang in den Interleaverblock eingelesen, wobei mit dem Codewort 0, Bit 0, begonnen und mit dem Codewort 15, Bit 63, geendet wird. Die Bitpositionen (Spalten) 0, 1, 2, 4, 8, 16 und 32 werden übersprungen und mit Nullen gefüllt. Nach dem Füllen des Interleavers 531 wird vom FEC-Codierer 532 an den 57 Datenbits in jeder Zeile die Hamming-Codierung durchgeführt. Die Hamming-Paritätsbits werden in die Bitpositionen 1, 2, 4, 8, 16 und 32, wie im Diagramm gezeigt, eingesetzt. Das Paritätsprüfbit wird in die Bitposition 0 eingesetzt. Die Paritätsbits und die Paritätsprüfbits für alle 16 Codes können gleichzeitig unter der Verwendung einer 16 Bit breiten Exklusiv-ODER-Funktion berechnet werden. Die Paritätsbits Pi werden wie folgt berechnet:
Pi = XOR Codeword Bit[k] i = 0..6
(k-1) & 2' ≠ 0; wobei "&" eine binäre UND-Funktion auf Bitebene ist.
Nachdem die Paritätsbits in ihre Bitpositionen eingesetzt wurden, werden die Paritätsprüfbits PC (ein Bit für jeden Code) wie folgt berechnet:
Nachdem die Paritätsbits berechnet und eingefügt wurden, werden die Daten von oben nach unten entlang der Spalten beginnend beim Codewort 0, Bit 0 und endend mit dem Codewort 15, Bit 63, aus dem Interleaver ausgelesen.
6A ist ein konzeptuelles Blockdiagramm des Hochgeschwindigkeits-Datendecodierers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Hochgeschwindigkeits-Datendecodierer implementiert die Umkehrung des Datenkomprimierungsvorgangs des Hochgeschwindigkeits-Datencodierers, und der Decodierer beinhaltet einen optionalen Übertragungs-Decodierungsvorgang 601, einen Rahmen-Verstärkungsdecodierer 610, einen Datenabtastungs-Dequantisierer 620, einen PCM-Kompandierer 630, und einen Puffer 640. Der Übertragungs-Decodierungsvorgang 801 enthält einen Deinterleaver 603 und einen FEC-Decodierer 602.
Es folgt nun eine Beschreibung des Hochgeschwindigkeits-Datendecodierers unter Bezugnahme auf 6A. Die empfangenen komprimierten Daten werden optional in den Deinterleaver 603 eingespeist, der einen Deinterleavervorgang mit einem Block von 16 × 64 Bits bereitstellt. Die Ausgabe des Deinterleavers 603 wird in den FEC-Decodierer 602 eingespeist, der ein erweiterter (64, 57) Hamming-Decodierer ist. Der Hamming-Decodierer kann einen Bitfehler korrigieren und die zwei Bitfehler pro Block erfassen. 6B zeigt den Deinterleaver und den Hamming-Decodierungsvorgang einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Daten werden 603 von oben nach unten, beginnend mit Codewort 0, Bit 1, und endend mit dem Codewort 15, Bit 63, in den Deinterleaver eingelesen. Das Syndrom wird wie folgt berechnet:
Paritätsbits berechnen:
Pi = XOR Codeword Bit[k] i = 0..5
(k-1) & 2' ≠ 0; wobei "&" eine binäre UND-Funktion auf Bitebene ist
Syndrom = Verkettung P5|P4|P3|P2|P1|P0
Die Paritätsprüfbits (ein Bit für jeden Code) werden wie folgt berechnet:
Die numerische Repräsentation dieses Syndroms zeigt (gegebenenfalls) die Bitposition an, bei der ein Bitfehler aufgetreten ist. Wenn ein Bitfehler aufgetreten ist, wird das Bit invertiert (korrigiert), wenn das Paritätsprüfbit für diesen Code gesetzt ist. Ansonsten wird angenommen, dass im Code 2 (oder mehr) Bitfehler aufgetreten sind, und das Syndrom ist inkorrekt. Wenn das Syndrom null ist, ist kein Bitfehler aufgetreten. Wie in dem Fall des Codierers können die Paritätsbits und die Paritätsprüfbits für alle 16 Codewörter unter der Verwendung einer 16 Bit breiten Exklusiv-ODER-Operation gleichzeitig berechnet werden.
Wieder mit Bezug auf 6A bestehen die vom FEC-Decodierer 602 kommenden Decodiererdaten aus den codierten quantisierten Abtastungen und der codierten quantisierten Verstärkung. Die codierte quantisierte Verstärkung wird an den Verstärkungsdecodierer 610 geliefert, der den quantisierten Verstärkungswert unter der Verwendung der codierten quantisierten Verstärkung als dem Index für die Tabelle aus einer Tabelle liest. Wie zuvor erwähnt, repräsentiert die codierte quantisierte Verstärkung einen Pegelwert eines logarithmisch beabstandeten Quantisierers mit 64 Pegeln.
Der quantisierte Verstärkungswert wird an den Datenabtastungsdequantisierer 620 geliefert, wo er zum Skalieren der Pegelwerte einer gleichmäßigen Quantisiererpegeltabelle mit 32 Pegeln verwendet wird. Die skalierte Quantisierertabelle decodiert die codierten quantisierten Abtastungen in einen Block linear quantisierter Abtastungen.
Der Block linear quantisierter Abtastungen wird in einen Block von PCM-Abtastungen (A-Gesetz oder μ-Gesetz) durch den PCM-Kompandisierungsvorgang 630 umgewandelt. Der Block von PCM-Abtastungen wird dann optional an den Puffer 640 geleitet, der die PCM-Abtastungen als ein Ausgabesignal mit 64 kb/s liefert.
Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-CODEC
7A ist ein konzeptuelles Blockdiagramm eines Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierers. Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer führt eine Datenkomprimierung und Expansion der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Sprachband-Modemsignale durch. Der Codierer wandelt die Daten zwischen PCM mit 64 kb/s und einem FEC-codierten komprimierten Datenstrom mit 62,58 kb/s um. Die tatsächliche komprimierte Datenrate ist 56,311 kb/s, und der verbleibende Bitstrom wird für Fehlerkorrekturdaten verwendet. Der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec ist dem Hochgeschwindigkeits-Codec ähnlich.
Wie in 7A gezeigt, enthält der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer der vorliegenden Erfindung einen optionalen Puffer 710, einen optionalen Abtastungs-Format-Vorprozessor 720, einen Verstärkungsberechnungsvorgang 722, eine Verzögerung 721, einen Datenabtastungsquantisierer 723 und einen optionalen Sende-Codierungsvorgang 730. Der Sende-Codierungsvorgang 730 enthält ferner einen FEC-Codierer 732 und einen Interleaver 731.
Der optionale Puffer 710 enthält eine vorbestimmte Anzahl von Abtastungen zum Erzeugen eines Blocks von Abtastungen für den Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungsvorgang. Der Abtastungs-Format-Vorprozessor 710 entfernt die A-Gesetz oder andere standardmäßige Übertragungsformatierung von den PCM-Abtastungen und wandelt auch die Datenabtastwerte in ein vorbestimmtes numerisches Format um, wie zum Beispiel ihre dezimalen Äquivalente zur bequemeren nachfolgenden Verarbeitung. Der Verstärkungsberechnungsvorgang 722 berechnet den quantisierten Verstärkungswert für den Block von Abtastungen, und der Datenabtastungsquantisierer verwendet den quantisierten Verstärkungswert zum Erzeugen einer Menge von Quantisiererpegeln mit vorbestimmter Beabstandung und mit Quantisierungspegelwerten, die durch den quantisierten Verstärkungswert skaliert sind. Die Verzögerung zeigt, dass der quantisierte Verstärkungswert bestimmt wird, bevor der Komprimierungsvorgang die codierten quantisierten Abtastungen erzeugt, und der Sendecodierungsvorgang 730 wird zum Liefern einer Fehlerkorrekturcodierung zur Übertragung der codierten quantisierten Verstärkung und der codierten quantisierten Abtastungen verwendet.
Der Betrieb des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datenkomprimierungsvorgangs wird nun beschrieben. Die PCM-Abtastungen (A-Gesetz oder μ-Gesetz) mit 64 kb/s werden an den Puffer 710 geliefert. Der Puffer 710 liefert die PCM-Abtastungen als Blöcke von Abtastungen mit 22,5 ms. Bei der Rate von PCM von 8 Kilosample/Sekunde enthält jeder Block 180 Abtastungen.
Im Gegensatz zum Hochgeschwindigkeits-Codec wandelt der Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec die PCM-Abtastungen nicht in lineare Abtastungen um. Statt dessen werden die 8-Bit-PCM-Daten in einen vorbestimmten Formattyp zur Abtastungsdarstellung umgewandelt. Bei der beispielhaften Ausführungsform werden für μ-Gesetz keine Operationen benötigt, um das Format zu konvertieren, jedoch wandelt für A-Gesetz der Abtastungs-Format-Vorprozessor 720 die Abtastungen vor der nachfolgenden Quantisiererverarbeitung in ein Format mit vorbestimmtem Pegelwert um. Wie einem Fachmann auf diesem Gebiet ersichtlich sein wird, könnten die μ-Gesetz-Abtastungen auch in eine A-Gesetz-Darstellung umgewandelt werden, oder es könnten in einer weiteren beispielhaften Ausführungsform beide Formate in ein drittes vorbestimmtes Format umgewandelt werden.
Beim Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codec ist es wünschenswert, dass der PCM-Komprimierungstyp sowohl beim Sende- als auch beim Empfangsende der Verbindung der selbe ist. Sonst könnten ohne eine weitere Verarbeitung die Unterschiede zwischen dem μ-Gesetz- und dem A-Gesetz-Charakteristiken eine Nichtlinearität bei den Ende-Ende-Charakteristiken der Komprimierungscodierung verursachen.
Der empfangene Abtastungsblock im vorbestimmten Abtastungsformat wird an den Verstärkungsberechnungsvorgang 722 geliefert, der die Abtastung in dem Block mit dem größten Amplitudenwert (absoluten Wert) auffindet. Die Amplitude dieser Abtastung bestimmt die quantisierte Verstärkung für den Block. Die quantisierte Verstärkung erfordert 7 Bits, da das Vorzeichenbit für die Amplitude nicht verwendet wird.
Tabelle 5 zeigt, wie die Zahlen in den A-Gesetz- und μ-Gesetz-Normen dargestellt werden. Der absolute Wert der diesen jeweiligen Darstellungen entsprechenden Abtastung wird bestimmt, und die maximale Amplitude wird berechnet.
Tabelle 5
Die quantisierte Verstärkung aus dem Verstärkungsberechnungsvorgang 722 und der 2er-Komplementblock werden an den Datenabtastungsquantisierer 723 geliefert, nachdem der quantisierte Verstärkungswert berechnet wurde, wie das durch das Vorhandensein der Verzögerung 721 gezeigt ist.
Der Datenabtastungsquantisierer 723 erzeugt einen neuen Quantisierer mit einer Menge von Quantisiererpegeln aus dem A-Gesetz- oder μ-Gesetz-Abtastungsblock. Die folgende Erörterung beschreibt, wie der neue Quantisierer für einen Block von Abtastungen bestimmt wird. Der A-Gesetz-Quantisierer teilt den Bereich von Eingabeamplituden in 7 Segmente auf, und der μ-Gesetz-Quantisierer teilt den Bereich von Eingabeamplituden in 8 Segmente auf. Zur besseren Übersichtlichkeit beschreibt die folgende Erörterung den A-Gesetz-Vorgang mit 7 Segmenten, jedoch ist es für einen Fachmann offensichtlich, die A-Gesetz-Erörterung auf die Komprimierung von μ-Gesetz-Abtastungen auszudehnen.
Jedes Segment (außer das erste) hat einen Bereich von Amplituden, der die Hälfte des nächsten ist, und jedes Segment (außer dem ersten) hat 16 Quantisierungspegelwerte. Hieraus ergibt sich, dass die Quantisiererschrittgröße in jedem Segment doppelt so groß wie die Vorhergehende ist. Tabelle 6 führt die A-Gesetz-Quantisierersegmente zusammen mit ihren Amplitudenbereichen und Schrittgrößen einer beispielhaften Ausführungsform auf.
Tabelle 6
Die das Eingabedatensignal repräsentierenden Abtastungen können den gesamten dynamischen Bereich des A-Gesetz-Quantisierers überspannen, und der A-Gesetz-Quantisierer wird dadurch in einen neuen Quantisierer umgewandelt, dass Ausgewählte der A-Gesetz-Quantisierer-Pegel eliminiert werden. Im Folgenden wird der Vorgang veranschaulicht, wenn der resultierende neue Quantisierer eine gleichmäßige Pegelwertbeabstandung hat und alle Segmente zur Darstellung eines Blocks von Abtastungen verwendet werden. Die Schrittgröße des letzten Segments, 1/32, ist die größte Schrittgröße im Quantisierer, deswegen werden alle Quantisiererpegelwerte im letzten Segment beibehalten. Das sechste Segment hat eine Quantisiererpegelwertschrittgröße von 1/64. Eine Schrittgröße von 1/32 in dem siebten Segment bestimmt, dass im sechsten Segment jeder zweite Quantisiererpegel eliminiert wird, was zu einer Schrittgröße von 1/32 führt. In ähnlicher Weise wird dieser Vorgang für das fünfte bis dritte Segment wiederholt. Das zweite und das erste Segment überspannen kombiniert nur einen Bereich von 1/32, weshalb keiner der Quantisiererpegel beibehalten wird. Das Ergebnis hiervon sind 31 positive Pegel und 31 negative Pegel, und es wird ein Null-Pegel beibehalten, um das erste positive Segment und das erste negative Segment abzutrennen, wobei ein gleichmäßiger Quantisierer mit 63 Pegeln entsteht.
Als Nächstes berechnet der Vorgang die Spitzenamplitude eines Blocks von Abtastungen und bestimmt, welches A-Gesetz-Segment diese Amplitude enthält. Für diesen Datenblock werden alle Segmente, die höher als dieses "Spitzensegment" sind, ignoriert. Die Schrittgröße des Spitzensegments definiert die Schrittgröße des gleichmäßigen Quantisierers. Deswegen werden beim resultierenden gleichmäßigen Quantisierer für den Block alle Quantisiererpegel im Spitzensegment beibehalten, die Hälfte der Pegel im nächst niedrigeren Segment beibehalten, und es werden Quantisiererpegelwerte zugewiesen, bis entweder das letzte Segment erreicht ist oder keine weiteren Quantisiererpegelwerte verfügbar sind.
Das Betriebsverfahren für den Ultra-Hochgeschwindigkeits-Quantisierer, einem 128-Pegel-Quantisierer, einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in 9 gezeigt.
Bei Schritt 904 empfängt das Verfahren einen Block kompandierter Abtastungen (wie zum Beispiel durch A-Gesetz- oder μ-Gesetz-Kompandierung).
Bei Schritt 906 wird die Spitzenamplitudenabtastung im Block und das entsprechende Segment bestimmt, und der Spitzenamplitudenwert ist das Spitzensegment.
Bei Schritt 910 wird jeder Quantisiererpegelwert des Spitzensegments beibehalten.
Bei Schritt 912 werden, wenn nicht der Nullpegel erreicht wurde, alle 16 Pegel des nächsten Segments beibehalten.
Bei Schritt 914 werden, wenn nicht der Nullpegel erreicht wurde, alle 16 Pegel im nächsten Segment beibehalten.
Bei Schritt 916 werden, wenn nicht der Nullpegel erreicht wurde, jeder zweite Pegelwert (8 Pegelwerte) im nächsten Segment beibehalten.
Bei Schritt 918 werden, wenn nicht der Nullpegel erreicht wurde, vier Pegel im nächstniedrigeren Segment beibehalten.
Bei Schritt 920 werden, wenn nicht der Nullpegel erreicht wurde, zwei Pegel des nächstniedrigeren Segments beibehalten.
Bei Schritt 922 wird, wenn nicht der Nullpegel gefunden wurde, ein Pegel des nächstniedrigeren Segments beibehalten.
Bei Schritt 924 wird der Pegel null beibehalten.
Schließlich werden bei Schritt 926 unter der Verwendung der gleichen Größen wie bei den positiven Pegeln, jedoch mit entgegengesetztem Vorzeichen, durch Setzen eines Vorzeichenwerts die negativen Pegel erzeugt.
Die Spitzenamplitude (7 Bits) und 180 7-Bit-codierte Abtastungen umfassen die komprimierte Ausgabe aus dem Komprimierungsvorgang des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Codierers.
Wieder mit Bezug auf 7A werden die codierte quantisierte Verstärkung und die codierten quantisierten Abtastungen an den Sende-Codierungsvorgang 730 geliefert. Die beispielhafte Ausführungsform des Sende-Codierungsvorgangs 730 enthält den FEC-Codierer 732, der zum Beispiel ein (87, 80) Hamming-Codierer ist. Der Hamming-Code kann in einem 87-Bit-Block einen einzigen Bitfehler korrigieren. Der FEC-Codierer liefert die Vorwärtsfehlerkorrektur-codierten, gleichmäßig quantisierten und komprimierten Datenabtastungen an den Interleaver 731, der zum Beispiel ein Interleaver mit Blöcken von 16 × 87 Bits ist. Der Interleaver 731 liefert codierte komprimierte Daten zur Modulation auf dem HF-Kommunikationskanal.
7B ist ein Blockdiagramm des Sende-Codierungsvorgangs der beispielhaften Ausführungsform des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierers. Es ist ein Block mit 87 × 16 Bits gezeigt. Jede der 16 Zeilen repräsentiert ein einziges Hamming-Codewort mit 87 Bits. Beim Codierer werden Daten von links nach rechts die Zeilen entlang, beginnend mit dem Codewort 0, Bit 1 und endend mit dem Codewort 15, Bit 86 in den Interleaver-Block eingelesen. Bitpositionen (Spalten) 1, 2, 4, 8, 16, 32 und 64 werden übersprungen und mit null gefüllt. Die letzte Spalte/das letzte Wort des Interleaverblocks erhält eine Spezialbehandlung. Es enthält nur Daten in seinen ersten drei Zeilen/Bitpositionen. Die verbleibenden Zeilen/Bitpositionen werden mit null gefüllt.
Nach dem Füllen des Interleavers wird an den 80 Datenbits in jeder Zeile eine Hamming-Codierung durchgeführt. Die Hamming-Paritätsbits werden, wie im Diagramm gezeigt, in die Bitpositionen 1, 2, 4, 8, 16, 32 und 64 eingefügt. Die Paritätsbits für 6 Codes können unter der Verwendung einer 16 Bit breiten Exklusiv-ODER-Funktion des DSP gleichzeitig berechnet werden. Die Paritätsbits Pi werden wie folgt und wie in Tabelle 7 gezeigt, berechnet:
Pi = XOR Codeword Bit[k] i = 0..6
(k-1) & 2' ≠ 0; wobei "&" eine binäre UND-Funktion auf Bitebene ist.
Tabelle 7
Nachdem die Paritätsbits berechnet und eingefügt wurden, werden Daten von oben nach unten, die Spalten entlang, beginnend beim Codewort 0, Bit 1, und endend mit dem Codewort 15, Bit 87, aus dem Interleaver ausgelesen.
Tabelle 8 zeigt den Interleaverblock. Es gibt 88 Wörter, die von 0 bis 87 durchnummeriert sind. Das erste Wort bleibt unverwendet, wird jedoch wegen der Ähnlichkeit mit HSD beibehalten. Das erste Wort wird nicht übertragen. Die Zahlen 0 bis 1266 repräsentieren die 1267 Bits aus den 181 Wörtern. "P" von Tabelle 8 steht für Parität.
Tabelle 8
8A ist ein Blockdiagramm des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierers der vorliegenden Erfindung. Der Datenexpansionsvorgang ist die Umkehrung des Datenkompressionsvorgangs, und der Decodierer enthält einen optionalen Übertragungs-Datendecodierungsvorgang 801, einen Verstärkungsdecodierer 810, einen Daten-Abtastungs-Dequantisierer 820, einen optionalen Abtastungs-Format-Reprozessor 830 und einen optionalen Puffer 840. Der optionale Übertragungs-Decodiervorgang 801 enthält einen Deinterleaver 803 und einen FEC-Decodierer 802.
Wie in 8A gezeigt, werden die empfangenen codierten komprimierten Daten an den Übertragungs-Decodierungsvorgang 801 gesendet, um die Übertragungscodierung zu entfernen und die Übertragungsfehler zu korrigieren. Der Übertragungs-Decodierungsvorgang 801 der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält den Deinterleaver 803, der ein Deinterleaver mit einem Block von 16 × 87 Bits ist. Die Ausgabe des Deinterleavers 803 wird an den FEC-Decodierer 802 geliefert, der ein (87, 80) Hamming-Decodierer ist. Der Hamming-Decodierer kann einen Bitfehler pro Block korrigieren.
8B zeigt eine Ausführungsform des Übertragungs-Decodierungsvorgangs des Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datendecodierers einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, einschließlich des Deinterleavens und der Hamming-Decodierung. Codierte komprimierte Daten werden von oben nach unten, beginnend mit dem Codewort 0, Bit 1, und endend mit dem Codewort 15, Bit 86, in den Deinterleaver eingelesen. Für die letzte Spalte/das letzte Wort ist eine Spezialbehandlung notwendig.
Die numerische Darstellung des Syndroms zeigt die Bitposition (gegebenenfalls) an, bei der ein Bitfehler aufgetreten ist. Wenn ein Bitfehler aufgetreten ist, wird das Bit umgekehrt (korrigiert). Wenn das Syndrom null ist, ist kein Bitfehler aufgetreten. Wie bei dem Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer können die Paritätsbits für bis zu 16 Codewörter unter der Verwendung einer 16 Bit breiten Exklusiv-ODER-Operation gleichzeitig berechnet werden.
Das Syndrom wird wie folgt berechnet:
Paritätsbits berechnen:
Pi = XOR Codeword Bit[k] i = 0..6
(k-1) & 2' ≠ 0; wobei "&" eine binäre UND-Funktion auf Bitebene ist:
Syndrom = Verkettung P6|P5|P4|P3|P2|P1|P0
Die decodierten Daten aus dem FEC-Decodierer 801 bestehen aus codierten quantisierten Abtastungen und der codierten quantisierten Verstärkung. Die codierte Verstärkung wir in den Verstärkungsdecodierer eingespeist, der den quantisierten Verstärkungswert im Daten-Abtastungs-Dequantisierer 820 liefert.
Der Daten-Abtastungs-Quantisierer erzeugt eine Referenztabelle, die die A-Gesetz(oder μ-Gesetz)-Quantisiererpegel enthält, die den 7-Bit-codierten Abtastungen entsprechen, wobei der quantisierte Verstärkungswert (die Spitzenamplitudenabtastung des Blocks) verwendet wurde. Der Quantisierer wird unter der Verwendung genau des selben Vorgangs erzeugt, wie er im Abschnitt über den Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datencodierer beschrieben wurde, wobei die Referenztabelle 256 Einträge hat, wobei jeder der Einträge einem der 128 möglichen codierten quantisierten Abtastungswerte entspricht. Die Referenztabelle wird jedoch in umgekehrter Weise eingesetzt. Nachdem die Referenztabelle mit 128 Einträgen der möglichen codierten quantisierten Abtastungswerte erzeugt wurde, werden die entsprechenden PCM-Abtastungen in der Tabelle gefunden, indem die entsprechenden codierten quantisierten Abtastungen (7-Bit-Codes) dem Tabelleneintrag indiziert wurden.
Wie in 8A gezeigt ist, wandelt, wenn eine A-Gesetz-Kompandierung erwünscht ist, ein optionaler Abtastungs-Format-Reprozessor 830 den decodierten Block von Abtastungen in ein gewünschtes Abtastungsformat, wie zum Beispiel A-Gesetz, um. Für entweder A-Gesetz oder μ-Gesetz wird der decodierte Block von Abtastungen, der den rekonstruierten Ultra-Hochgeschwindigkeits-Datenabtastungen entspricht, an den Ausgabepuffer 840 geliefert, der als ein Ausgabesignal ein kompandiertes PCM-Signal mit 64 kb/s liefert.
Es wurden hier zwar bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gezeigt und beschrieben, doch versteht es sich, dass diese Ausführungsformen lediglich als Beispiel dienen. Zahlreiche Variationen, Änderungen und Ersetzungen werden dem Fachmann auf diesem Gebiet einfallen.

Claims

Telekommunikationsvorrichtung zum Empfangen mehrerer Telefonsignale und zum Senden jedes der Telefonsignale auf einem entsprechenden Kommunikationskanal, wobei jeder Kommunikationskanal auf mindestens einem Sende-Hochfrequenz(HF)-Träger gebildet wird, wobei jeder HF-Träger mehrere Informationsschlitze hat und mindestens einer der Informationsschlitze einem der Telefonsignale zugewiesen wird, so dass das eine der Telefonsignale auf dem HF-Träger moduliert wird; wobei die Vorrichtung umfasst: Codierungsmittel (210, 220, 230, 240, 250) zum Codieren der Telefonsignale zum Erzeugen codierter Signale; und Mittel zum Modulieren des codierten Signals auf dem Kommunikationskanal, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung weiter umfasst: Detektormittel (202) zum Empfangen und zum Überwachen jedes der Telefonsignale; Steuermittel (201) zum Überprüfen eines Zuweisungsstatus bestimmter Informationsschlitze im Ansprechen auf das Erfassen des Datensignals und zum Lokalisieren einer vorbestimmten Anzahl nicht zugewiesener aufeinander folgender Informationsschlitze für eine vorbestimmte Bandbreite, wobei der Zuweisungsstatus anzeigt, ob der jeweilige Informationsschlitz einem Entsprechenden der Telefonsignale nicht zugewiesen oder zugewiesen ist; Kanalbildungsmittel (260) zum Bilden des Kommunikationskanals aus den nicht zugewiesenen aufeinander folgenden Informationsschlitzen gemäß einer dynamischen Informationsschlitzzuweisung auf der Grundlage der Anzahl nicht zugewiesener aufeinander folgender Informationsschlitze.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der: das Datensignal ein Niedergeschwindigkeitsdatensignal, ein Hochgeschwindigkeitsdatensignal oder ein Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignal ist; die Detektormittel (202) das Niedergeschwindigkeitsdatensignal, das Hochgeschwindigkeitsdatensignal und das Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignale jeweils erfassen; und die Anzahl vorbestimmter aufeinander folgender Informationsschlitze für das Niedergeschwindigkeitsdatensignal eine erste vorbestimmte Anzahl, für das Hochgeschwindigkeitsdatensignal eine zweite vorbestimmte Anzahl und für das Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignal eine dritte vorbestimmte Anzahl ist.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 2, bei der die vorbestimmte Anzahl aufeinander folgender Informationsschlitze für das Niedergeschwindigkeitsdatensignal ein oder zwei Informationsschlitze, für das Hochgeschwindigkeitsdatensignal drei oder vier Informationsschlitze und für das Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignal vier Informationsschlitze ist.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 3, bei der die vorbestimmte Anzahl aufeinander folgender Informationsschlitze für das Hochgeschwindigkeitsdatensignal und das Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignal ein oder zwei Schlitze ist, wenn die vorbestimmte Anzahl nicht zugewiesener aufeinander folgender Informationsschlitze nicht lokalisiert wird.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 3, bei der jeder HF-Träger vier Informationsschlitze enthält, jeder Informationsschlitz ein Schutzband enthält und der Kommunikationskanal mit einem Schutzband gebildet wird.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 2, bei der die Kanalbildungsmittel (260) eine selektive Kanalbildung für das Niedergeschwindigkeitsdatensignal, das Hochgeschwindigkeitsdatensignal oder das Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignal durch Komprimierung des Datensignals durchführen, wobei in Abhängigkeit von der Anzahl nicht zugewiesener Informationsschlitze die Bildung des Ultrahochgeschwindigkeitskanals die höchste Präferenz erhält.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der: das Telekommunikationssystem auch mindestens ein rekonstruiertes Telefonsignal mit einem Antwortdatensignal von einem empfangenen HF-Träger empfängt, wobei jedes rekonstruierte Telefonsignal und jedes entsprechende Telefonsignal ein Kanalpaar sind; das Datensignal eine entsprechende Datensignalidentifikation eines ersten Typs, und das Antwortdatensignal eine entsprechende Datensignalidentifikation eines zweiten Typs hat; und die Detektormittel die Datensignalidentifikation des ersten Typs hemmen, bis der Kommunikationskanal gebildet wird.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Detektormittel (202) die Datensignalidentifikation des zweiten Typs empfangen und hemmen, bis der Kommunikationskanal gebildet wird.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 8, bei der das Datensignal und die Antwortdatensignale Faxsignale sind, und die Datensignalidentifikation des ersten Typs ein 2100-Hz-Ton und die Datensignalidentifikation des zweiten Typs ein 1800-Hz-Ton ist.
Telekommunikationsverfahren zum Empfangen mehrerer Telefonsignale und zum Senden jedes der Telefonsignale auf einem entsprechenden Kommunikationskanal in einem Telekommunikationssystem, wobei jeder Kommunikationskanal auf mindestens einem Sende-Hochfrequenz(HF)-Träger gebildet wird, wobei jeder HF-Träger mehrere Informationsschlitze hat und mindestens einer der Informationsschlitze einem der Telefonsignale zugewiesen wird, so dass das eine der Telefonsignale auf dem HF-Träger moduliert wird; wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: a) Empfangen und Überwachen eines jeden der Telefonsignale zum Erfassen eines Datensignals in einem der Telefonsignale; b) Codieren des Datensignals zum Erzeugen eines codierten Signals; c) Überprüfen eines Zuweisungsstatus bestimmter Informationsschlitze im Ansprechen auf die Erfassung des Datensignals, wobei der Zuweisungsstatus anzeigt, ob der jeweilige Träger und der jeweilige Informationsschlitz einem anderen der Telefonsignale nicht zugewiesen oder zugewiesen ist; d) Lokalisieren einer vorbestimmten Anzahl nicht zugewiesener Informationsschlitze; e) Bilden des Kommunikationskanals aus den nicht zugewiesenen aufeinander folgenden Informationsschlitzen gemäß einer dynamischen Informationsschlitzzuweisung auf der Grundlage der Anzahl der nicht zugewiesenen aufeinander folgenden Informationsschlitze; und f) Modulieren des kodierten Signals auf dem Kommunikationskanal.
Telekommunikationsverfahren nach Anspruch 10, bei dem: das Datensignal ein Niedergeschwindigkeitsdatensignal, ein Hochgeschwindigkeitsdatensignal oder ein Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignal ist; Schritt a) das Niedergeschwindigkeitsdatensignal, das Hochgeschwindigkeitsdatensignal und das Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignale jeweils erfasst; und die Anzahl vorbestimmter aufeinander folgender Informationsschlitze für das Niedergeschwindigkeitsdatensignal eine erste vorbestimmte Anzahl, für das Hochgeschwindigkeitsdatensignal eine zweite vorbestimmte Anzahl und für das Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignal eine dritte vorbestimmte Anzahl ist.
Telekommunikationsverfahren nach Anspruch 11, bei dem die Kommunikationskanalbildung selektiv für das Niedergeschwindigkeitsdatensignal, das Hochgeschwindigkeitsdatensignal oder das Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignal durch Komprimierung des Datensignals erfolgt, wobei in Abhängigkeit von der Anzahl nicht zugewiesener Informationsschlitze die Bildung des Ultrahochgeschwindigkeitskanals die höchste Präferenz erhält.
Telekommunikationsverfahren nach Anspruch 11, bei dem die vorbestimmte Anzahl aufeinander folgender Informationsschlitze für das Niedergeschwindigkeitsdatensignal ein oder zwei Informationsschlitze, für das Hochgeschwindigkeitsdatensignal drei oder vier Informationsschlitze und für das Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignal vier Informationsschlitze ist.
Telekommunikationsverfahren nach Anspruch 13, bei dem die vorbestimmte Anzahl aufeinander folgender Informationsschlitze für das Hochgeschwindigkeitsdatensignal und das Ultrahochgeschwindigkeitsdatensignal ein oder zwei Schlitze ist, wenn die vorbestimmte Anzahl nicht zugewiesener aufeinander folgender Informationsschlitze nicht lokalisiert wird.
Telekommunikationsverfahren nach Anspruch 13, bei dem jeder HF-Träger vier Informationsschlitze enthält, jeder Informationsschlitz ein Schutzband enthält und der Bildungsschritt (f) den Kommunikationskanal mit einem Schutzband bildet.
Telekommunikationsverfahren nach Anspruch 10, bei dem: das Telekommunikationssystem auch mindestens ein rekonstruiertes Telefonsignal mit einem Antwortdatensignal von einem empfangenen HF-Träger empfängt, wobei jedes rekonstruierte Telefonsignal und jedes entsprechende Telefonsignal ein Kanalpaar sind; das Datensignal eine entsprechende Datensignalidentifikation eines ersten Typs, und das Antwortdatensignal eine entsprechende Datensignalidentifikation eines zweiten Typs hat; und der Empfangs- und Überwachungsschritt a) weiter das Hemmen der Datensignalidentifikation des ersten Typs beinhaltet, bis der Bildungsschritt (f) den Kommunikationskanal bildet.
Telekommunikationsverfahren nach Anspruch 16, bei dem der Schritt des Hemmens der Datensignalidentifikation des ersten Typs weiter das Hemmen der Datensignalidentifikation des zweiten Typs beinhaltet, bis der Bildungsschritt (f) den Kommunikationskanal bildet.
Telekommunikationsverfahren nach Anspruch 17, bei dem das Datensignal und die Antwortdatensignale Faxsignale sind, und die Datensignalidentifikation des ersten Typs ein 2100-Hz-Ton und die Datensignalidentifikation des zweiten Typs ein 1800-Hz-Ton ist.