DE69732969T2

DE69732969T2 - Verfahren und einrichtung zum transformieren eines signals

Info

Publication number: DE69732969T2
Application number: DE69732969T
Authority: DE
Inventors: Svante Signell; Thorsten Schier
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1996-10-02
Filing date: 1997-09-19
Publication date: 2006-02-16
Anticipated expiration: 2017-09-20
Also published as: BR9712164A; KR100373299B1; EP0920757A2; US6215828B1; WO1998015083A2; DE69732969D1; SE519541C2; AU4577897A; SE9603602D0; CA2265999A1; TW363311B; KR20000048626A; CA2265999C; JP2001508249A; EP0920757B1; SE9603602L; WO1998015083A3; JP4043521B2

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Einrichtung zum Transformieren eines realen Digitalbreitband-Hochfrequenzsignals in einen Satz von komplexen Digitalbasisbandsignalen, ein Verfahren und eine Einrichtung zum Transformieren eines Satzes komplexer Digitalbasisbandsignale in ein reales Digitalbreitband-Hochfrequenzsignal, eine bevorzugte Art eines komplexen Filters, das bei diesen Transformationen verwendet werden kann und eine Basisstation in einem Funkkommunikationssystem, die diese Transformationen verwendet.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Eine Basisstation in einem Mobiltelefonsystem empfängt und sendet Breitband-Hochfrequenzsignale mit einer Bandbreite von bis zu 30 MHz. Das empfangene Breitbandsignal wird in Schmalbandkanäle (etwa 30 kHz breit, FDMA) oder Schmalbandkanalgruppen (TDMA) aufgeteilt. Im umgekehrten Prozess werden Kanäle oder Kanalgruppen in ein Breitbandsignal zum Senden kombiniert.
Es ist vorgeschlagen worden, A/D-Umsetzung des gesamten Breitbandspektrums auszuführen und die Kanaltrennung digital vorzunehmen. Für jeden Kanal oder jede Kanalgruppe wird das Digitalbreitbandsignal mit einer unterschiedlichen Frequenz demoduliert, um diesen speziellen Kanal oder die Kanalgruppe nach unten ins Basisband zu schieben. Die Demodulation wird mit einem Quadraturnetz zum Erzeugen der in Phase bzw. I- und Quadratur- bzw. Q-Komponenten vorgenommen. Daraufhin werden diese Komponenten tiefpassgefiltert, um den gewünschten Kanal oder die Kanalgruppe von den unerwünschten Nachbarkanälen oder Kanalgruppen zu trennen. Schließlich werden die Abtastwerte der abgetrennten Signale dezimiert (Abwärtsabtastung).
In dem Umkehrprozess werden Basisbandsignale interpoliert (Aufwärtsabtastung), moduliert und in ein Breitbandsignal kombiniert.
Ein Nachteil dieser Verfahren ist, dass die Demodulation und Modulation bei der hohen Abtastfrequenz des Digitalbreitband-Signals auszuführen ist, die eine Menge Datenverarbeitung erfordert. Zudem erfordern die erforderlichen Lokal-Oszillatoren und Multiplizierer eine Menge Platz und verbrauchen Energie.
Druckschrift [1] beschreibt, wie ein reales Analogbasisband-Signal in Unterbänder aufgeteilt werden kann, die entweder addiert oder subtrahiert werden können, um zwei Basisband-Signale zu erhalten, die in zwei getrennte Leitungen transferiert werden. Wenn eines der Signale verloren geht, ist es möglich, das Ursprungssignal mit dem anderen Signal teilweise zu rekonstruieren. Während des Aufteilens in Unterbänder ist das untere Unterband bereits beim Basisband, während eines oder mehrere der oberen Unterbänder zum Basisband mit konventionellen Analogdemodulatoren abwärts demoduliert werden.
RESÜMEE DER ERFINDUNG
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, den Umfang erforderlicher Datenverarbeitung bei der Transformation von Breitbandsignal zu Basisbandsignalen und von Basisbandsignalen zu Breitbandsignalen zu reduzieren.
Dieses Ziel wird durch ein Verfahren, eine Einrichtung und eine Basisstation in Übereinstimmung mit den beiliegenden Patentansprüchen gelöst.
Kurz gesagt führt die vorliegende Erfindung Kanaltrennung bei der hohen Breitbandsignal-Abtastfrequenz durch Verwenden komplexer Bandpass-Filter durch. Statt des Demodulierens des Breitbandsignals herab ins Basisband kann eine Frequenzreduzierung in den I- und Q-Signalen vorgenommen werden, die direkt aus den komplexen Filtern einfach durch Dezimieren (Abwärtsabtasten) der Anzahl der Abtastungen erhalten wird.
In einer Modifikation der vorliegenden Erfindung, die verwendet wird, wenn das Basisband nicht direkt durch Dezimierung erreicht werden kann, werden noch die meisten den Vorteile durch Durchführen einer Demodulation ins Basisband nach dem Dezimieren zu einem frequenznahen Basisband erhalten.
In ähnlicher Weise kann ein komplexes Filter zum Filtern eines interpolierten (aufwärtsabgetasteten) Basisband- oder Niederfrequenz-Signals zum Erhalten eines Schmalband-Hochfrequenzsignals verwendet werden. Solche Hochfrequenzsignale können dann zum Senden in ein Breitbandsignal kombiniert werden.
In einer Modifikation der vorliegenden Erfindung, die verwendet wird, wenn das Hochfrequenzband nicht direkt durch Interpolation erreicht werden kann, können noch die meisten der Vorteile durch Durchführen einer Modulation in ein frequenznahes Basisband vor der Interpolation erreicht werden.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung gemeinsam mit ferneren Zielen und Vorteilen davon kann am besten unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung betrachtet gemeinsam mit den beiliegenden Zeichnungen verstanden werden, in welchen zeigt:
1 ein Blockdiagramm eines einfachen FIR-Filters;
2 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines entsprechenden komplexen FIR-Filters;
3 ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform eines komplexen FIR-Filters;
4 ein Blockdiagramm einer Darstellung von durch die Filter in den 2 und 3 vorgenommener komplexer Multiplikation;
5 ein Blockdiagramm eines realen bilinearen Digital-Siebkettenfilters (BDLF-Filter);
6 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines komplexen BDLF-Filters;
7 ein Blockdiagramm einer zuvor bekannten Basisstation, die ein Breitband-Hochfrequenzsignal in getrennte Basisbandsignale transformiert;
8 ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform einer Basisstation in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung, die ein Breitband-Hochfrequenzsignal in getrennte Basisbandsignale transformiert;
9 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen des Betriebs der Basisstation in 7;
10 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen des Betriebs der Basisstation in 8;
11 ein Blockdiagramm einer zuvor bekannten Basisstation, die einen Satz von Basisbandsignalen in ein Breitband-Hochfrequenzsignal transformiert;
12 eine bevorzugte Ausführungsform einer Basisstation in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung, die einen Satz von Basisbandsignalen in ein Breitband-Hochfrequenzsignal transformiert;
13 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen des Betriebs der Basisstation in 11;
14 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen des Betriebs der Basisstation in 12;
15 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen eines Basisbandsignals;
16 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen der Wirkung des Setzens einiger der Abtastungen in einem Basisbandsignal mit einem Leistungsspektrum der 15 zu Null;
17 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen der Wirkung des weggelassenen der Null-Abtastwerte in einem Signal mit dem Leistungsspektrum der 16;
18 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen eines Bandpasssignals;
19 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen der Wirkung des Setzens einiger der Abtastungen in einem Bandpasssignal in einem Leistungsspektrum der 18 zu Null;
20 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen der Wirkung des Weglassens der Null-Abtastwerte in einem Signal mit dem Leistungsspektrum der 19;
21 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen eines Breitbandsignals;
22 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen eines komplexen Filters, das zum Betrieb an einem Breitbandsignal mit dem Leistungsspektrum der 21 gedacht ist;
23 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen der Wirkung des komplexen Filters an einem Breitbandsignal mit dem Leistungsspektrum der 21;
24 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen der Wirkung des Setzens einiger Abtastwerte in einem Bandpasssignal in einem Leistungsspektrum der 23 zu Null;
25 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen der Wirkung des Weglassens der Null-Abtastwerte in einem Signal mit dem Leistungsspektrum der 24;
26 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen eines Breitbandsignals;
27 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen eines komplexen Filters, das zum Betrieb an einem Breitbandsignal mit dem Leistungsspektrum der 26 gedacht ist;
28 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Darstellen der Wirkung des komplexen Filters an einem Breitbandsignal mit dem Leistungsspektrum der 26;
29 ein Leistungsspektrumdiagramm der Wirkung des Setzens einiger der Abtastwerte in einem Bandpasssignal mit dem Leistungsspektrum der 28 zu Null;
30 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen der Wirkung des Weglassens der Null-Abtastwerte in einem Signal mit dem Leistungsspektrum der 29;
31 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen der Wirkung der Tiefpassfilterung eines Signals mit dem Leistungsspektrum der 30;
32 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen eines Basisbandsignals;
33 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen der Wirkung von Null-Auffüllen eines Basisbandsignals mit dem Leistungsspektrum der 32;
34 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen der Wirkung der Tiefpassfilterung eines Signals mit dem Leistungsspektrum der 33;
35 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen eines Basisbandsignals;
36 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen der Wirkung von Null-Auffüllen eines Basisbandsignals mit dem Leistungsspektrum der 35;
37 ein Leistungsspektrumdiagramm zum Zeigen der Wirkung der komplexen Bandpass-Filterung eines Signals mit dem Leistungsspektrum der 36;
38 ein Flussdiagramm zum Erläutern des Verfahrens zum Transformieren eines Breitbandsignals in einen Satz von Basisbandsignalen in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung;
39 ein Ablaufdiagramm zum Darstellen des Verfahrens zum Transformieren eines Satzes von Basisbandsignalen in ein Breitbandsignal in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung;
40 ein Blockdiagramm eines allgemeineren Abtastratenkonverters, der Abtastfrequenzen durch rationale Verhältnisse umsetzt;
41 ein Blockdiagramm einer modifizierten Ausführungsform einer Basisstation in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung, die ein Breitband-Hochfrequenzsignal in getrennte Basisbandsignale umsetzt;
42 eine modifizierte Ausführungsform einer Basisstation in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung, die einen Satz von Basisbandsignalen in ein Breitband-Hochfrequenzsignal umsetzt;
43 ein Ablaufdiagramm zum Zeigen eines modifizierten Verfahrens in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung zum Transformieren eines Breitbandsignals in einen Satz von Basisbandsignalen; und
44 ein Ablaufdiagramm zum Zeigen eines modifizierten Verfahrens in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung zum Transformieren eines Satzes von Basisbandsignalen in ein Breitbandsignal.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Quer durch die Figuren der Zeichnungen werden dieselben Bezugszeichen für dieselben oder ähnliche Elemente verwendet.
Da das Konzept eines komplexen Filters wesentlich ist für die vorliegende Erfindung, wird diese Beschreibung zum Einführen komplexer Filter unter Bezugnahme auf die 1 bis 6 beginnen.
1 zeigt ein einfaches FIR-Filter mit zwei Verzögerungselementen, die gekennzeichnet sind durch z^–1 und Filterkoeffizienten a₀, a₁ und a₂.
Eine essentielle Komponente der vorliegenden Erfindung ist ein komplexes Bandpass-Filter. In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein solches komplexes Bandpass-Filter entworfen durch Entwerfen eines Tiefpassfilter-Prototyps mit allen Führungen Eigenschaften, d.h. Bandpasswelligkeit, Übertragungsband und Grenzfrequenz, und durch Frequenzumsetzen dieses Tiefpassfilters in ein komplexes Bandpass-Filter. Diese Frequenzumsetzung wird durch Ersetzen von z durch z₀·z in der Tiefpassfilter-Prototyp-Übertragungsfunktion vorgenommen. Hier ist z₀ ein Punkt auf dem Einheitskreis, der definiert ist durch
wobei Ω₀ eine Mitten-(Winkel-)Frequenz des Bandpasses des umgesetzten komplexen Filters ist und T die Abtastperiode.
Angenommen, dass 1 einen Tiefpassfilter-Prototyp repräsentiert, kann das entsprechende komplexe Bandpass-Filter von der in 2 gezeigten Form sein. In 2a wird der Multiplikation um einen Faktor z₀ – 1 jedem Verzögerungselement z^–1 zugeordnet. Darüber hinaus sind in 2 die Signalpfade mit Doppelpfeilköpfen versehen worden, um zu betonen, dass die Signale komplexe Werte sein können.
3 zeigt ein äquivalentes komplexes Filter, in welchem stattdessen die komplexe Multiplikation mit den Filterkoeffizienten kombiniert worden ist, hierdurch die Anzahl erforderlicher Multiplizierer reduzierend. Demnach sind die Übertragungsfunktionen der Filter in 2 und 3 dieselben.
4 zeigt eine mögliche Implementierung einer Multiplikation eines komplexen Eingangssignals A mit einem komplexen Koeffizienten z₀ zum Erhalten eines komplexen Ausgangssignals B. Wie aus 4 gesehen werden kann, wird dies durch Aufspalten der Signale A und B und des Multiplikations-Koeffizienten z₀ in ihrer jeweiligen Real- und Imaginärkomponente und Vornehmen von 4 realen Multiplikationen und zwei realen Additionen erreicht.
Eine besonders attraktive Form digitaler Filter sind die sogenannten bilinearen Digital-Siebkettenfilter (BDLF-Filter). Die Vorteile realer BDLF-Filter werden ausgiebig in [2] disktuiert. Diese Veröffentlichung zeigt, dass diese Filter zuvor bekannte reale Filterstrukturen überragen wie z.B. Wellen-Digitalfilter (WDF-Filter) und Kaskaden-gekoppelte Biquads bzw. biquadratische Filter in bezug auf Koeffizienten- Quantisierungs- und Signalquantisierungs-Rauschpegel. Zudem zeigen sie im Vergleich mit WDF-Filtern eine weniger komplizierte Struktur in bezug auf die Gesamtzahl der erforderlichen Addierer. 5 zeigt ein Blockdiagramm eines realen BDLF-Tiefpassfilters fünfter Ordnung.
In dieser Figur sind dieselben Bezugszeichen verwendet worden wie in [2]. Von besonderem Interesse sind hier die Verzögerungselemente z^–1. Wenn diese Elemente durch Multiplikationen mit z₀ ^–1 ersetzt werden, kann dieses Tiefpassfilter in ein Bandpass-Filter wie die Filter der 2 und 3 transformiert werden. Ein solches komplexes BDLF-Bandpass-Filter ist in dem Blockdiagramm der 6 gezeigt. (Durch Verwenden von Hochpassfiltern oder Breitband-Tiefpassfilter-Prototypen ist es stattdessen auch möglich, komplexe Bandsperrfilter durch Vornehmen der Frequenzverschiebung an diesen Prototypen vorzunehmen.) Der Grund, warum komplexe BDLF-Filter bevorzugt sind, ist, dass sie die exzellenten Eigenschaften der realen BDLF-Filter beibehalten, die oben erwähnt worden sind.
Nachdem komplexe Filter als solche beschrieben worden sind, wird nun die Anwendung dieser Filter auf die Basisstation gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben.
7 zeigt eine typische Basisstation in eine Funkkommunikationssystem. Zum Erleichtern der Beschreibung sind nur die Blöcke in der Figur eingeschlossen, die für die Beschreibung des Unterschiedes zwischen dem Stand der Technik und der vorliegenden Erfindung erforderlich sind. Eine Antenne empfängt ein Breitbandsignal, das in einem Verstärker A verstärkt wird, durch ein Bandpass-Filter BP hindurchgeführt wird und durch einen Analog-zu-Digital-Umsetzer A/D in ein digitales reales Breitbandsignal umgesetzt wird. In der gezeigten Ausführungsform wird die A/D-Umsetzung direkt an dem Hochfrequenzsignal bzw. RF-Signal vorgenommen, jedoch ist es auch möglich, die A/D-Umsetzung an einem Zwischenfrequenzsignal bzw. IF-Signal vorzunehmen durch Einschließen einer oder mehrerer Mischerstufen zwischen Bandpass-Filter BP und dem A/D-Umsetzer. Das digitale Breitbandsignal schließt alle Kanäle (in einem FDMA-System) oder Kanalgruppen (in einem TDMA-System) ein. Demnach wird eine Kanal- oder Kanalgruppentrennung vorgenommen durch Einspeisen des Digital-Breitbandsignals in einen Satz von Demodulatoren DEM. Diese Demodulatoren haben jeweilige Demodulationsfrequenzen Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N, die den Mittenfrequenzen der Frequenzbänder entsprechen, die zu trennen sind. Der Demodulator erzeugt die In-Phase- bzw. I- und Quadratur- bzw. Q-Komponenten jedes Frequenzbandes. Da jedoch die Demodulation an dem gesamten Breitbandsignal vorgenommen wird, müssen die I- und Q-Komponenten in Filtern LP tiefpassgefiltert werden. Die Signale sind nun im Basisband, aber haben eine unnötig hohe Abtastrate. Demnach wird die Abtastrate in Abwärtsabtaster ↓D reduziert, die im wesentlichen die erforderliche Anzahl von Abtastungen verwerfen zum Reduzieren der Abtastrate. Wenn beispielsweise das Breitbandsignal eine Bandbreite von 30 MHz hat und 1000 Kanäle (N = 1000) oder Kanalgruppen umfasst, von denen jede eine Bandbreite von nur 30 kHz hat, wird eine Abwärtsabtastung ↓D üblicherweise nur alle tausendstel Abtastwert behalten.
Ein ernstzunehmender Nachteil dieser zuvor bekannten Basisstation ist, dass die Demodulation an einer sehr hohen Frequenz vorzunehmen ist (von derselben Größenordnung wie zweimal die Größe der Bandbreite des Breitbandsignals). Da das Signal bereits in Digitalform vorliegt, impliziert dies eine übermäßige Menge an Multiplikationen der Abtastwerte durch in Tabellen gespeicherte Sinus- und Kosinuswerte.
8 zeigt ein ähnliches Blockdiagramm einer Basisstation in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Das empfangene Signal wird verstärkt, bandbassgefiltert und umgesetzt in Digitalform wie in der Ausführungsform der 7. Jedoch wird das digitale Breitbandsignal nicht zu Demodulatoren weitergeleitet, wie in 7, sondern stattdessen weitergeleitet zu einem Satz komplexer Bandpass-Filter CMPLX BP mit Mittenfrequenzen Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N. Da das Breitbandsignal ein reales Signal ist, wird die andere Eingangsgröße zu diesen komplexen Bandpass-Filtern CMPLX BP NULL sein (in dieser Beschreibung wird angenommen, dass die oberen Eingangs- und Ausgangssignale eines komplexen Bandpass-Filters den Realteilen entsprechen, während die unteren Eingangs- und Ausgangssignale dem Imaginärteil entsprechen). Diese komplexen Digital-Bandpass-Filter werden direkt die gewünschten I- und Q-Komponenten erzeugen, da die Real- und Imaginär-Ausgangssignale von einem komplexen Filter bereits in Quadraturform vorliegen), aber bei schmalen Hochfrequenzbändern, die um Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N zentriert sind, statt im Basisband. Diese I- und Q-Komponenten werden abwärts abgetastet in Abwärtsabtastern ↓D. Wenn das Breitbandsignal mit einer Bandbreite von 30 MHz angenommen wird und die Schmalbänder mit einer Bandbreite von 30 kHz angenommen werden, wird die Dezimierung in der Größenordnung von 1000-fach sein. Schließlich werden die dezimierten Signale in digitalen Tiefpassfiltern LP tiefpassgefiltert.
9 und 10 vergleichen die Signalverarbeitung der zuvor bekannten Basisstation in 7 und der Basisstation der vorliegenden Erfindung in Übereinstimmung mit der Ausführungsform der 8. Beide Ausführungsformen beginnen mit einem Digitalbreitbandsignal WB. Dieses Breitbandsignal enthält eine große Zahl von Frequenzbändern, von denen jedes einen Kanal oder eine Kanalgruppe enthält. In 9 und 10 repräsentiert P die Leistung der jeweiligen Signale, während Ω die (Winkel-)Frequenz repräsentiert. Das Breitbandsignal WB ist ein Hochfrequenzsignal. Diese Tatsache ist durch eine unterbrochene Frequenzachse dargestellt. In der zuvor bekannten Basisstation bringen die Demodulationen die Kanäle des Breitbandsignals herunter ins Basisband. Dies kann in der Mitte der 9 gesehen werden. Beachte, dass das gesamte Signal in das Basisband transformiert worden ist und dass unterschiedliche Frequenzbänder des Breitbandsignals abhängig von den verwendeten Demodulationsfrequenzen Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N in das Basisband zentriert worden sind.
In der Basisstation der vorliegenden Erfindung wird statt des Demodulierens des Breitbandsignals WB dieses Signal durch einen Satz komplexer Bandpass-Filter CMPLX BP geleitet. Diese transformieren das Breitbandsignal WB in einen Satz komplexer Hochfrequenz-Schmalbandsignale zentriert um Mittenfrequenzen Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N, wie in der Mitte der 10 gezeigt.
In der zuvor bekannten Basisstation wird das Tiefpassfiltern die unerwünschten Schmalbandfrequenzbänder entfernen und das Dezimieren wird die Abtastrate reduzieren. Das Ergebnis werden separierte Basisbandsignale sein, wie sie rechts in 9 gezeigt sind.
In der Basisstation der vorliegenden Erfindung werden die komplexen Schmalband-Hochfrequenzsignale dezimiert. Letztendlich werden diese dezimierten Signale tiefpassgefiltert zum Erhalten der separierten komplexen Basisbandsignale. Diese Schritte werden ferner beschrieben unter Bezugnahme auf 15–31.
7–10 beschreiben, wie ein Breitbandsignal in Kanäle oder Kanalgruppen getrennt wird. 11–14 beschreiben den Umkehrprozess, nämlich wie Kanäle oder Kanalgruppen in eine Breitbandsignal kombiniert werden können zum Senden durch eine Basisstation.
11 zeigt die Lösung des Standes der Technik für dieses Problem. Die I- und Q-Komponenten, die nun Basisbandsignale sind, werden in Aufwärtsabtastern ↑U und Tiefpassfiltern LP interpoliert. Dieses Aufwärtsabtasten kann durch Einfügen einer Anzahl von Null-Abtastwerten zwischen jedem Abtastwert von I und Q vorgenommen werden. Wenn dieselben Frequenzbänder wie zuvor angenommen werden, werden 999 Nullen zwischen jedem Abtastwert von I und Q eingefügt. Diese Aufwärtsabtastung erzeugt eine Folge, in der Repliken des Ursprungsspektrums erzeugt werden. Die interpolierte Folge wird dann durch Tiefpassfiltern dieser Signale in Tiefpassfiltern LP erhalten. Diese entfernen die Repliken des Spektrums, die durch das Nullen-Auffüllen erhalten werden. Die interpolierten Signale werden dann in Modulatoren MOD mit Modulationsfrequenzen Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N moduliert. Die resultierenden Komponenten werden in Addierern kombiniert und die erhaltenen realen Schmalband-Hochfrequenzsignale werden kombiniert, D/A-umgesetzt, bandpassgefiltert (BP), verstärkt (A) und gesendet. Diese zuvor bekannte Basisstation hat denselben Nachteil wie die Basisstation in 7, nämlich dass während des Modulationsprozesses des interpolierten Signals eine übermäßige Menge an Multiplikationen durchzuführen sind.
12 zeigt eine entsprechende Basisstation in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Wie in der Ausführungsform der 11, wird Null-Auffüllen Repliken der Spektren einführen. Jedoch wird in diesem Fall eine dieser Repliken als das Spektrum ausgewählt, das beizubehalten ist, nämlich die Replik mit der Mittenfrequenz Ω_i, i = 1, 2, ..., N. Dieses schmale Spektrum wird durch Filtern der Nullaufgefüllten oder aufwärts-abgetasteten Signale durch komplexe Bandpass-Filter CMPLX BP mit Mittenfrequenzen Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N erhalten. Als ein Nebeneffekt wird ein reales Schmalband-Hochfrequenzsignal direkt aus diesen komplexen Bandpass-Filtern erhalten (in Wirklichkeit kann bedingt beispielsweise durch Quantisierungsfehler ein geringer Imaginärteil verbleiben, aber dieser Teil wird einfach ignoriert). Der Rest der Basisstation in 12 entspricht der Basisstation in 11.
13 und 14 zeigen diese Prozesse in Form von Signalspektren. In 13, die der Basisstation der 11 entspricht, werden Basisbandsignale interpoliert, moduliert und bandpassgefiltert. Dies liefert die Schmalband-Hochfrequenzsignale in der Mitte der Figur. Diese Signale werden in ein Breitbandsignal WB kombiniert.
In 14, die der Basisstation der 12 entspricht, werden Basisbandsignale aufwärtsabgetastet und bei entsprechenden Mittenfrequenzen Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N bandpassgefiltert. Diese Schritte werden unter Bezugnahme auf 32–37 detaillierter beschrieben. Letztendlich werden Hochfrequenz-Schmalbandsignale in ein Breitbandsignal WB kombiniert.
Der Dezimierungsprozess wird nun unter Benzugnahme auf 15–31 erläutert.
15–17 zeigen eine Dezimierung eines Basisbandsignals. Das Spektrum des Ursprungssignals ist in 15 gezeigt. Ein neues Signal kann aus diesem Signal durch Beibehalten jedes M-ten Abtastwertes und Festlegen des Restes der Abtastwerte auf Null erhalten werden. Beispielsweise erzeugt das Ausführen dieses Prozesses mit M = 6 ein Signal mit dem Spektrum, das in 16 gezeigt ist. Die Wirkung des "Nullsetzens" ist das Erzeugen gleichförmig beabstandeter Repliken des Ursprungsspektrums. Die Dezimierung wird vervollständigt durch Weglassen der Nullabtastwerte. Das resultlierende Spektrum ist mit 17 gezeigt. Die Wirkung des Weglassens der Null-Abtastwerte ist, um die Abtastfrequenz von fs auf fs' (fs' = fs/6 in diesem Beispiel) zu verringern.
In der Praxis wird der oben beschriebene "Nullsetzungs"-Schritt weggelassen und nur jeder M-te Abtastwert wird behalten. Jedoch macht der "Nullsetzungs"-Schritt das Verständnis, wie derselbe Dezimierungsprozess auch für Bandpasssignale verwendet werden kann, leichter. Dies wird nun unter Bezugnahme auf 18–20 erläutert.
18 zeigt das Spektrum eines Bandpasssignals. Wie in dem Fall mit dem Basisband werden Signalrepliken dieses Spektrums durch Null-Auffüllen des Ursprungssignals erzeugt. Wenn die Abtastfrequenz fs und der Dezimierungsfaktor M achtsam gewählt worden sind, wird das Spektrum einer der Repliken des Bandpasssignals in das Basisband fallen. Dies ist durch 19 dargestellt. Tatsächlich zeigt ein Vergleich zwischen 16 und 19, dass sie tatsächlich identisch sind. Demnach wird auch in diesem Fall durch Weglassen der Null-Abtastwerte ein dezimiertes Basisbandsignal mit niedrigerer Abtastfrequenz erhalten, wie durch 20 dargestellt.
Daher ist ein Schlüsselmerkmal bei der Umsetzung eines Bandpasssignals ins Basisband durch Dezimierung, dass das Bandpasssignal in das "Replikengitter" fällt, das durch die "Nullsetzung" erzeugt wird. In einem solchen Fall wird eine Replika des Bandpasssignalspektrums automatisch im Basisband erzeugt. Ein höherer Dezimierungsfaktor wird ein dichteres Gitter erzeugen und demnach die Anzahl der möglichen Bandpasspositionen erhöhen.
21–25 zeigen die Dezimierung um einen Faktor M = 10. 21 zeigt das Spektrum des Breitbandsignals vom Analog-zu-Digital-Umsetzer A/D in 8. Hier sind alle möglichen "Replikengitter"-Positionen angegeben worden. Jedoch hat der Betreiber des Funkkommunikationssystems nur ein gewisses Frequenzband in diesem Breitbandsignal zugewiesen. In 21 sind für diesen Betreiber nur drei Kanäle (oder Kanalgruppen) reserviert worden. Beachte, dass alle drei Kanäle in dem "Replikengitter" liegen. Es ist daher möglich, alle drei Kanäle zu separieren und ins Basisband umzusetzen. Angenommen, dass der erste dieser Kanäle zu separieren und ins Basisband umzusetzen ist. Dies ist in 22 angegeben worden, wo die dicke Linie die Übergangsfunktion eines komplexen Bandpass-Filters repräsentiert. Nach dem Filtern wird das Spektrum in 23 erhalten. Dies ist ähnlich dem Spektrum der 18. Demnach sind 24 und 25 jeweils ähnlich den 19 und 20. Beachte, dass die Repliken in 24 in denselben Gitterpositionen liegen wie die Kanäle in 21 gedacht sind. Da die anderen beiden von dem Betreiber verwendeten Kanäle ebenfalls in demselben Gitter liegen, ist es möglich, auch diese Kanäle ins Basisband durch Verwenden desselben Dezimierungsfaktors (M = 10) umzusetzen.
Da die Kanaltrennung üblicherweise nur in der Größenordnung von 25–30 kHz ist und das Breitbandsignal eine Bandbreite in der Größenordnung von 30 MHz hat, legt dies dem komplexen Bandpass-Filter eher strenge Anforderungen auf, da das Übergangsband sehr schmal ist. 26–31 zeigen eine Art zum Reduzieren dieser Anforderung durch Aufweiten des Durchlassbandes.
26 zeigt ein ähnliches Breitbandsignal wie in 21. Jedoch wird in diesem Fall nicht jeder Kanal im Band des Betreibers tatsächlich verwendet, sondern es werden nur Kanäle 1 und 3 verwendet. Wie nachstehend gezeigt wird, ermöglicht dies das Auswählen eines breiteren Filters, wie in 27 dargestellt. Nach der komplexen Bandpass-Filterung (28), Nullsetzung (29) und Weglassen der Nullen sieht das Spektrum aus wie in 30. (Beachte, dass in diesem Beispiel der Dezimierungsfaktor M = 5 ist.) Der unerwünschte Teil des Spektrums kann durch ein Tiefpassfilter (LP in 8) dezimiert werden, welches durch die breite Volllinie in 30 repräsentiert wird. Das Ergebnis ist das Spektrum in 31. Wenn ein Dezimierungsfaktor M = 10 wünschenswert ist, kann dies noch erzielt werden durch Vornehmen einer weiteren Dezimierung um den Faktor 2 (M = 5·2 = 10) an dem Signal in 31. Dies würde zu demselben Spektrum führen wie in 25.
32–37 zeigen den Interpolations- oder Aufwärtsabtastungsprozess detaillierter. 32 zeigt das Spektrum eines Basisbandsignals. Das Spektrum in 33 repräsentiert das Spektrum eines durch Null-Auffüllen des Signals mit dem Spektrum der 32 erhaltenen Signals. In dem Beispiel sind sechs Nullen zwischen jedem Abtastwert in dem Ursprungssignal eingefügt worden. Nach der Tiefpassfilterung (durch die breite Volllinie in 33 angegeben) sieht das Spektrum des interpolierten Signals die in 34 aus.
Wie in dem Fall mit der Dezimierung kann das obige Interpolationsverfahren zum Erhalten von Bandpasssignalen angewendet werden. Dies ist durch 35–37 gezeigt. 35 zeigt dasselbe Ursprungssignal wie 32. Nach dem Null-Auffüllen sieht das Spektrum aus wie in 36, welche ähnlich der 33 ist. Jedoch, statt dem Tiefpassfiltern zum Erhalten eines interpolierten Basisbandsignals wird eine der Repliken für die weitere Verarbeitung verwendet. Dies ist durch die breite Volllinie in 36 angezeigt. Diese Linie repräsentiert ein komplexes Bandpass-Filter statt einem Tiefpassfilter (tatsächlich repräsentiert sie dasselbe Tiefpassfilter transformiert in eine höhere Frequenz, wie oben unter Bezugnahme auf 1 und 2 erläutert), welches das gewünschte Hochfrequenzsignal erzeugt (36). Wie in dem Fall der Dezimierung muss das gewünschte Frequenzband in dem "Repliken-Gitter" liegen.
38 ist ein Ablaufdiagramm zum Zeigen der wesentlichen Schritte in dem Kanal- oder Kanalgruppen-Separierungsverfahren in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.
39 ist ein Ablaufdiagramm zum Zeigen der wesentlichen Schritte in dem Kanal- oder Kanalgruppen-Kombinierungsverfahren in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.
40 zeigt eine Verallgemeinerung der oben beschriebenen Dezimierungs- und Interpolationsverfahren. In 18 wird ein Neuabtasten des Signals durch einen Bruch-Faktor U/D ausgeführt. Dies wird durch eine Aufwärtsabtastung um einen Faktor U erzielt, gefolgt von einer Bandpass-Filterung und einer Abtastung durch einen Faktor D. Auf diese Weise kann es leichter sein, die Kanäle an das "Repliken-Gitter" anzupassen.
Wie oben erwähnt, bauen die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auf das Merkmal, dass Kanäle auf dem geeigneten "Repliken-Gitter" liegen oder in dieses transformiert werden (durch Bruch-Neuabtastung). Jedoch können einige der Kanäle nicht auf einem solchen Gitter liegen oder neuabgetastet werden, was bedeutet, dass diese Kanäle nicht direkt abwärts dezimiert ins Basisband werden können oder hoch ins Durchlassband interpoliert werden können. In einem solchen Fall kann der größte durch die vorliegende Erfindung erzielte Vorteil immer noch erlangt werden durch Vornehmen einer Demodulation nach der Dezimierung oder einer Modulation vor der Interpolation für diese Kanäle. Diese Zusatzschritte bewegen diese Kanäle zu Frequenzen im Gitter, aber sie erledigen dies während eines Ablaufs einer Demodulations/Modulations-Frequenz statt einer Hochfrequenz, wie im Stand der Technik. Dies reduziert noch weiter die Komplexität in signifikanter Weise.
41 ist ein Blockdiagramm einer modifizierten Ausführungsform einer Basisstation in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung, die ein Breitband-Hochfrequenzsignal in getrennte Basisbandsignale separiert. Die Differenz zwischen dieser modifizierten Version und der bevorzugten Ausführungsform der 8 ist, dass Niederfrequenz-Demodulatoren DEM, die definiert sind durch Demodulationsfrequenzen ω₁, ω₂, ..., ω_N vorgesehen worden sind nach der Dezimierung ↓D zum Abwärtsumsetzen der Kanäle, die noch nicht das Basisband durch Dezimieren erreichen. Da dies gegebenenfalls nur auf einige der Kanäle angewendet wird, werden die demodulierten DEM von einer strichpunktierten Linie umgeben (sie sind nur eingeschlossen, wenn tatsächlich benötigt).
42 ist eine modifizierte Ausführungsform einer Basisstation in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung, die einen Satz von Basisbandsignalen in ein Breitband-Hochfrequenzsignal transformiert. Die Differenz zwischen dieser modifizierten Version und der bevorzugten Ausführungsform der 12 ist, dass Niederfrequenz-Modulatoren MOD, die durch Modulationsfrequenzen ω₁, ω₂, ..., ω_N, definiert werden, vor den Interpolatoren ↑U zum Aufwärtsumsetzen der Kanäle vorgesehen sind, die nicht das Durchlassband durch Interpolation erreichen würden. Da dies gegebenenfalls nur auf einige der Kanäle angewendet wird, werden die Modulatoren durch eine strichpunktierte Linie umgeben (sie sind nur eingeschlossen, wenn tatsächlich benötigt).
43 ist ein Ablaufdiagramm zum Zeigen des modifizierten Verfahrens zum Transformieren eines Breitbandsignals in einen Satz von Basisbandsignalen in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Die Differenz in bezug auf das Ablaufdiagramm der 38 ist der zusätzliche Demodulationsschritt nach dem Abwärtsabtastungsschritt.
44 ist ein Ablaufdiagramm zum Zeigen des modifizierten Verfahrens zum Transformieren eines Satzes von Basisbandsignalen in ein Breitbandsignal in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Die Differenz in bezug auf das Ablaufdiagramm der 39 ist der Zusatzmodulationsschritt vor dem Aufwärtsabtastungsschritt.
Wie oben erwähnt worden ist, umfassen die komplexen Bandpass-Filter, die in der Basisstation der vorliegenden Erfindung verwendet werden, vorzugsweise komplexe BDI F-Filter, aber es sollte verstanden werden, dass andere komplexe Filterstrukturen wie z.B. FIR-Filter, WDF-Filter, biquadratische Filter etc. auch verwendet werden können.
Für Fachleute ist es verständlich, dass verschiedene Modifikationen und Änderungen an der vorliegenden Erfindung vorgenommen werden können, ohne von ihrem Schutzbereich abzuweichen, welcher durch die beiliegenden Patentansprüche definiert ist.
REFERENZEN

[1] DIGITAL SIGNAL PROCESSING: PRINCIPLES; ALGORITHMS AND APPLICATIONS, John G. Proakis et al, Kapitel 6.2.1, 7.2.4.
[2] S. Signell, T. Kouyoumdjiev, K. Mossberg, L. Harnefors, "Design and Analysis of Bilinear Digital Ladder Filters", IEEE Transactions of Circuits and Systems, Feb. 1996.

Claims

Verfahren des Transformierens eines realen Digitalbreitband-Hochfrequenzbandpasssignals in einen Satz von Digitalbreitbandsignalen mit Real- bzw. I- und Blind- bzw. Q-Anteilen, gekennzeichnet durch die Schritte: Bilden eines Satzes komplexer Digitalschmalband-Hochfrequenzsignale (Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N) durch simultanes Filtern des realen Digitalbreitband-Hochfrequenzbandpasssignals (WB) durch einen Satz komplexer Digitalbandpassfilter (CMPLX BP) mit im wesentlichen nicht überlappenden schmalen Durchlassbändern; und Umsetzen des Satzes komplexer digitaler Schmalband-Hochfrequenzsignale in den Satz von digitalen Basisbandsignalen mit I- und Q-Anteilen durch Abwärtsabtasten (↓D) und Tiefpassfiltern (LP) jedes komplexen Digitalschmalband-Hochfrequenzsignals in ein entsprechendes Digitalbasisbandsignal mit I- und Q-Anteilen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Umsetzungsschritt das Demodulieren (DEM) mindestens einiger der komplexen Digitalschmalband-Hochfrequenzsignale nach dem Abwärtsabtasten aber vor dem Tiefpassfiltern einschließt.
Einrichtung zum Transformieren eines realen Digitalbreitband-Hochfrequenzbandpasssignals in einen Satz digitaler Basisbandsignale mit Real- bzw. I- und Blind- bzw. Q-Anteilen, gekennzeichnet durch: einen Satz komplexer Digitalbandpassfilter (CMPLX BP) mit im wesentlichen nicht überlappenden schmalen Durchlassbändern zum Aufteilen des realen Digitalbreitband-Hochfrequenzbandpasssignals in einen Satz komplexer Digitalschmalband-Hochfrequenzsignale (Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N); und eine Vorrichtung ((↓D), LP) zum Umsetzen des Satzes komplexer Digitalschmalband-Hochfrequenzsignale in den Satz digitaler Basisbandsignale mit I- und Q-Anteilen durch Abwärtsabtasten (↓D) und Tiefpassfiltern (LP) jedes komplexen Digitalschmalband-Hochfrequenzsignals in ein entsprechendes Digitalbasisbandsignal mit I- und Q-Anteilen.
Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (↓D, LP) zum Umsetzen Demodulatoren (DEM) einschließt, um mindestens einige der komplexen Digitalschmalband-Hochfrequenzsignale nach dem Abwärtsabtasten (↓D) aber vor dem Tiefpassfiltern (LP) zu demodulieren.
Einrichtung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass jedes der komplexen Digitalbandpassfilter (CMPLX BP, Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N) durch ein reales Digitaltiefpassfilter gebildet wird, das umgesetzt worden ist in ein komplexes Bandpassfilter durch eine Transformation seiner Digitaltiefpassfilter-Übertragungsfunktion in eine komplexe Digitalbandpassfilter-Übertragungsfunktion.
Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die komplexen Digitalbandpassfilter (CMPLX BP; Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N) gebildet werden durch bilineare Digitalsiebkettenfilter mit komplexen Übertragungsfunktionen.
Verfahren des Transformierens eines Satzes von Digitalbasisbandsignalen mit Real- bzw. I- und Blind- bzw. Q-Anteilen in ein reales Digitalbreitband- Hochfrequenzbandpasssignal, gekennzeichnet durch die Schritte. Umsetzen des Satzes digitaler Basisbandsignale mit I- und Q-Anteilen in einen Satz komplexer Digital-Hochfrequenzsignale durch Aufwärtsabtasten (↑U) jedes Digitalbasisbandsignals mit I- und Q-Anteilen in ein entsprechendes komplexes Digital-Hochfrequenzsignal; Bilden eines Satzes realer Digitalschmalband-Hochfrequenzsignale durch Filtern (CMPLX BP) des Satzes komplexer Hochfrequenzsignale durch einen entsprechenden Satz komplexer Digitalbandpassfilter mit im wesentlichen nicht überlappenden schmalen Durchlassbändern (Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N); und Addieren (+) der realen Digitalschmalband-Hochfrequenzsignale zum Bilden des realen Digitalbreitband-Hochfrequenzbandpasssignals (BP).
Das Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Umsetzungsschritt das Modulieren (MOD) mindestens einiger der Digitalbasisbandsignale mit I- und Q-Anteilen vor dem Aufwärtsabtasten einschließt.
Einrichtung zum Umsetzen eines Satzes digitaler Basisbandsignale mit I- und Q-Anteilen in ein reales Digitalbreitband-Hochfrequenzbandpasssignal, gekennzeichnet durch: eine Vorrichtung (↑U) zum Umsetzen des Satzes digitaler Basisbandsignale mit I- und Q-Anteilen in einen Satz komplexer Digital-Hochfrequenzsignale durch Aufwärtsabtasten (↑U) jedes Digitalbasisbandsignals mit I- und Q-Anteilen in ein entsprechendes komplexes Digital-Hochfrequenzsignal; einen Satz komplexer Digitalbandpassfilter (CMPLX BP) mit im wesentlichen nicht überlappenden schmalen Durchlassbändern (Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N) zum Filtern des Satzes von komplexen Digital-Hochfrequenzsignalen in einen Satz von realen Digitalschmalband-Hochfrequenzsignalen; und eine Vorrichtung (+) zum Addieren der realen Digitalschmalband-Hochfrequenzsignale zum Bilden des realen Digitalbreitband-Hochfrequenzsignals (WB).
Einrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Umsetzungsvorrichtung Modulatoren (MOD) einschließt zum Modulieren mindestens einiger Digitalbasisbandsignale mit I- und Q-Anteilen vor dem Aufwärtsabtasten.
Einrichtung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass jedes der komplexen Digitalbandpassfilter (CMPLX BP; Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N) durch ein reales Digitaltiefpassfiltern gebildet wird, das in ein komplexes Digitalbandpassfilter transformiert worden ist durch eine Transformation seiner Digitaltiefpassfilter-Übertragungsfunktion in eine komplexe Digitalbandpassfilter-Übertragungsfunktion.
Einrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die komplexen Digitalbandpassfilter (DMPLX BP; Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N) durch bilineare Digitalsiebkettenfilter mit komplexen Übertragungsfunktionen gebildet werden.
Basisstation zur Verwendung in einem Funkkommunikationssystem, eine Einrichtung gemäß Anspruch 3 umfassend.
Basisstation nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (↓D, LP) zum Umsetzen Demodulatoren (DEM) einschließt zum Demodulieren mindestens einiger der komplexen Digitalschmalband-Hochfrequenzsignale nach dem Abwärtsabtasten (↓D) aber vor dem Tiefpassfiltern (LP).
Basisstation nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass jede der komplexen Digitalbandpassfilter (CMPLX BP; Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N) durch ein reales Digitaltiefpassfilter gebildet werden, das durch eine Transformation seiner Digitaltiefpassfilter-Übertragungsfunktion in eine komplexe Digitalbandpassfilter-Übertragungsfunktion in ein komplexes Digitalbandpassfilter transformiert worden ist.
Basisstation nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die komplexen Digitalbandpassfilter (CMPLX BP; Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N) durch bilineare Digitalsiebkettenfilter mit komplexen Übertragungsfunktionen gebildet werden.
Basisstation zur Verwendung in einem Funkkommunikationssystem, einer Einrichtung in Übereinstimmung mit Anspruch 9 umfassend.
Basisstation nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Umsetzvorrichtung Modulatoren (MOD) einschließt zum Modulieren mindestens einiger der Digitalbasisbandsignalen mit I- und Q-Anteilen vor dem Aufwärtsabtasten.
Basisstation nach Anspruch 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass jedes der komplexen Digitalbandpassfilter (CMPLX BP; Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N) durch ein reales Digitaltiefpassfilter gebildet wird, das durch eine Transformation seiner Digitaltiefpassfilter-Übertragungsfunktion in eine komplexe Digitalbandpassfilter-Übertragungsfunktion in ein komplexes Digitalbandpassfilter transformiert worden ist.
Basisstation nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die komplexen Digitalbandpassfilter (CMPLX BP; Ω₁, Ω₂, ..., Ω_N) bilineare Digitalsiebkettenfilter mit komplexen Übertragungsfunktionen gebildet werden.