DE69735602T2

DE69735602T2 - Bidirektionell arbeitende methode und vorrichtung zur demodulation von digital modulierten signalen

Info

Publication number: DE69735602T2
Application number: DE69735602T
Authority: DE
Inventors: E. Gregory Cary BOTTOMLEY; W. Paul Pittsboro DENT; D. Ravinder Cary KOILPILLAI; Sandeep Cary CHENNAKESHU
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-12-05
Filing date: 1997-12-03
Publication date: 2006-11-23
Anticipated expiration: 2017-12-04
Also published as: CN1245606A; TW384587B; US5909465A; EP1013037A1; JP2001506072A; WO1998025383A1; AU5518498A; CN100403745C; EP1013037B1; DE69735602D1; CA2274101A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Demodulation von digital modulierten Signalen und insbesondere auf derartige Signale, die durch Funkkanäle empfangen werden, die dem Interferenzphänomen, wie Fading, Verzerrung und Zwischensymbolinterferenz, unterliegen.
Historie des verwandten Sachstandes
In der Kommunikation von digital modulierten Funksignalen, wie solchen, die in mobilen Funktelefonsystemen verwendet werden, wird die Qualität von dem durch eine Mobilstation von einer Basisstation empfangenen Signal von Zeit zu Zeit durch natürliche inhärente Phänomene bei der Verwendung von Funksignalen zum Kommunizieren beeinträchtigt. Ein Faktor, der den meisten der auf einen Funkempfang bezogenen Probleme gemein ist, ist, dass ein gewünschtes Signal bei einem Empfänger zu schwach ist, entweder im Vergleich zu thermischem Rauschen oder im Vergleich zu einem interferierenden Signal. Das interferierende Signal kann als jedes ungewünschte Signal gekennzeichnet sein, das auf dem gleichen Kanal durch den Empfänger wie das gewünschte Signal empfangen wird.
Ein anderes gemeines Übermittlungsproblem in Mobilfunksystemen, die in einer Umgebung verwendet werden, in denen andere Gegenstände wie Gebäude vorliegen, ist das eines Log-normal-Fadings. Dieses Phänomen tritt als ein Ergebnis eines Schatteneffektes auf, der durch Gebäude und natürliche Hindernisse wie Hügel hervorgerufen wird, die sich zwischen den übermittelnden und empfangenden Antennen der Mobilstation und der Basisstation befinden. Da die Mobilstation sich innerhalb der Umgebung herum bewegt, erhöht und vermindert sich die Empfangssignalsstärke als eine Funktion des Typs von Hindernissen, die sich im Moment zwischen den übermittelnden und empfangenden Antennen befinden.
Ein anderes Phänomen, das eine Signalstärke innerhalb des Mobilfunksystems bewirkt, das in einer städtischen Umgebung betrieben wird, ist das von Rayleigh-Fading. Dieser Typ einer Signaldegradierung tritt auf, wenn ein Sendesignal mehr als einen Pfad von der übermittelnden Antenne zu der empfangenden Antenne nimmt, so dass die empfangende Antenne der Mobilstation nicht nur ein Signal, sondern verschiedene empfängt. Eines dieser mehrfachen Signale kann direkt von der übermittelnden Antenne kommen, jedoch werden verschiedene andere zuerst von Gebäuden und anderen Behinderungen reflektiert, bevor sie die empfangene Antenne erreichen, und somit von den anderen leicht in Phase verzögert werden. Der Empfang von verschiedenen Versionen des gleichen Signals, das in einer Phase von den anderen verschoben ist, resultiert in einer Vektorsumme des Signals, die ein Ergebnis eines zusammengesetzten Signals ist, das tatsächlich an der empfangenen Antenne empfangen wird. In einigen Fällen kann die Vektorsumme des empfangenen Signals sehr niedrig sein, selbst nahe null, was zu einem Fading-Gefälle führt, wobei das empfangene Signal virtuelle verschwindet. In den Fällen einer bewegenden Mobilstation hängt die Zeit, die zwischen zwei aufeinanderfolgenden Fading-Abfällen infolge eines Rayleigh-Fadings vergeht, von sowohl der Frequenz des empfangenen Signals als auch der Geschwindigkeit ab, mit der sich die Mobilstation bewegt.
Im Fall digital modulierter Funksysteme, wie denen, in denen ein Zeitmultiplex (TDMA) verwendet wird, tauchen andere Funkübermittlungsschwierigkeiten auf. Eine dieser Schwierigkeiten, die als Zeitdispersion bezeichnet wird, tritt auf, wenn ein gewisse digitale Information repräsentierendes Signal mit der empfangenen Antenne durch verschiedene aufeinanderfolgend übermittelte Symbole interferiert wird, infolge von Reflektionen des Originalsignals von einem Gegenstand, der weit von der Empfangsantenne entfernt ist. Es wird somit schwierig für den Empfänger zu entscheiden, welches tatsächliche Symbol im derzeitigen Moment erfasst werden soll. Ein anderes der Verwendung von digital modulierten Signalen wie TDMA inhärente Übermittlungsphänomen tritt infolge der Tatsache auf, dass jede Mobilstation nur während eines besonders zugewiesenen Zeitschlitzes des TDMA-Rahmens übermittelt werden darf und während der anderen Zeiten ruhig bleibt. Andernfalls wird das Mobilteil mit Rufen von anderen Mobilstationen interferieren, denen verschiedene Zeitschlitze des gleichen Rahmens zugewiesen sind.
Eine verwendete Technik zum Handhaben der Zeitdispersion digital modulierter Signale und der resultierenden Zwischensymbolinterferenzen ist ein Ausgleichen innerhalb des Empfängers. Da ein optimaler Empfänger auf den besonderen, für die Übermittlung verwendeten Kanaltyp angepasst ist, erzeugt ein Ausgleichen ein mathematisches Modell des Kanals und stellt den Empfänger auf dieses Modell ein. Wenn der Empfänger weiß, wie lange und wie stark die Signalreflexionen sind, kann er dieses in Betracht ziehen, wenn der empfangene Signalburst erfasst wird. In der Mobilfunkumgebung erzeugt ein Ausgleicher ein Modell des Übermittlungskanals, z.B. die Luftschnittstelle, und berechnet die geeignetste Übermittlungssequenz von Daten innerhalb dieses Kanals. Zum Beispiel werden TDMA digital modulierte Daten in Bursts übermittelt, die innerhalb diskreter Zeitschlitze platziert sind. Eine „Trainingssequenz" mit Daten eines bekannten Musters und mit guten Autokorrelationseigenschaften wird irgendwo in jedem Burst platziert. Diese Trainingssequenz wird durch den Ausgleicher bzw. Equalizer zum Erstellen des Kanalmodels verwendet. Das Kanalmodel kann sich mit der Zeit ändern, so dass es während jedem Burst verfolgt werden kann.
Die Trainingsprozedur innerhalb des Equalizers kann auch ein Korrelieren des empfangenen Signalbursts mit einem oder mehreren Verschiebungen des Trainingsmusters einschließen zum Bestimmen einer entsprechenden Anzahl von Punkten (sowohl Phase als auch Amplitude) der Kanalimpulsantwort.
Ein MLSE-Equalizer implementiert typischerweise ein lineares Endliche-Impuls-Antwort-(FIR)-Modell des Kanals, das bedeutet, dass ein transversaler Filter oder eine abgegriffene Verzögerungsleitung mit komplexen Multiplikationsgewichten auf die Abgriffausgänge angewendet wird. Die gewichteten Ausgänge werden für jedes mögliche Datensymbolmuster, das innerhalb der Überbrückungszeit der Kanalimpulsantwort enthalten sein kann zum Vorhersagen der Signalwellenform summiert, die für das nächste Datensymbol empfangen werden sollte. Die vorhergesagten Wellenformen werden mit den tatsächlich empfangenen Wellenformen verglichen und Metriken für und gegen die Wahrscheinlichkeit jedes Datensymbolmusters, das „korrekt" ist (d.h. das empfange Muster), akkumuliert. Jede Metrik beruht auf der Genauigkeit der Anpassung zwischen der vorhergesagten Wellenform und der empfangenen Wellenform. Die Datensymbolmuster, die innerhalb der Zeitüberbrückung der Kanalimpulsantwort enthalten sein kann, entspricht den „Zuständen" des Systems. Derartige Equalizer werden manchmal als „Viterbi"-Equalizer bezeichnet und sind beschrieben in J. G. Proakis, Digital Communication, 2d ed, New York,: McGraw-Hill, Sections 6.3 and 6.7 (1989).
Die auf die Verzögerungsleitungsabgriffausgänge angewendeten Gewichte sind die J-Koeffizienten, c₁, c₂, c₃ ... c_J, in der Gleichung. Si = c1Di + c2Di–1 + c3Di–2 ... CjDi–j+1 ; wobei Si das vorhergesagte Signal für die Sequenz von Datensymbolmustern D_i, D_i–1, D_i–2 ... ist. Die Koeffizienten werden gewöhnlicherweise von dem bekannten Trainingsmuster berechnet. In dem Fall einer Signalisierung durch Binärdatensymbole (d.h., 1 und 0) ist die Anzahl von vorhergesagten Signalen, die berechnet werden müssen, 2^j. Es wird verstanden, dass auch M'näre (z.B. Quaternäre) Datensymbole verwendet werden können.
Verschiedene Verfahren zum optimalen Aktualisieren des Kanalmodels aus dem empfangenen Signal sind bekannt, wie das in der europäischen Patentanmeldung EP 0 425 458 A beschriebene, eingereicht am 10. September 1990. Die besten Verfahren erhalten ein separates Kanalmodel für jeden Viterbi-Zustand, und wenn einer der Zustände als der beste Vorgänger eines neuen Zustandes ausgewählt wird, wird das Kanalmodel entsprechend dem Zustand aktualisiert und wird das Kanalmodel für den neuen Zustand. Somit wird sichergestellt, dass die Kanalmodelle immer von den besten demodulierten Datensequenzen abgeleitet wird, die zu dieser Zeit empfangen werden.
US-Patentnummer 5,331,666 von Dent mit dem Titel „Adapted Maximum Likelihood Modulator" beschreibt eine Variation des adaptiven Viterbi-Equalizers, der keine Kanalmodelle verwendet, zum Erzeugen der Vorhersagen mit Ausnahme während des Systemstarts, und aktualisiert somit nicht die Kanalmodellparameter. Anstelle dessen wird im Dent '666 Patent ein direktes Aktualisieren der Signalvorhersagen für jeden Zustand beschrieben, ohne den Zwischenschritt zum zuerst Aktualisieren der Kanalmodelle zu durchschreiten.
Viterbi-Equalizer beinhalten die folgenden Schritte beim Durchführen ihrer Funktionen: (1) Bestimmen der Abgriffskoeffizienten eines Finite-Impuls-Antwort-(FIR)-Modells des Kanals; (2) für alle möglichen Datensymbole Sequenzen, bei denen postuliert werden kann, dass sie innerhalb der Impulsantwortlänge des Kanalmodells enthalten sind, Vorhersagen des Signalwertes, der auf der Grundlage der bestimmten Abgriffskoeffizienten empfangen werden sollte; (3) Vergleichen jedes postulierten Wertes mit dem tatsächlich empfangenen Signalwert und Berechnen der Fehlanpassung (gewöhnlich durch Quadrieren des Unterschiedes zwischen den empfangenen und postulierten Werten); (4) für jede postulierte Symbolsequenz, Hinzufügen der berechneten Fehlanpassung zu der kumulativen Fehlanpassung von Vorgängersequenzen, die konsistent mit der postulierten Symbolsequenz sind, auch „der Zustand" genannt (die kumulative Fehlanpassungswerte werden „Pfadmetriken" genannt); und (5) Auswählen der „besten" der möglichen Vorgängersequenzen, die auf den neu postulierten Zustand übergehen können, d.h., Auswählen der Vorgängersequenz, die die niedrigste Pfadmetrik für den neuen Zustand ergibt. Somit können die Pfadmetriken als Vertrauensfaktoren betrachtet werden, die die Gerade einer Korrelation zwischen den postulierten Symbolsequenzen und den tatsächlich empfangenen Signal darstellen.
Es sollte gewürdigt werden, dass der Viterbi-Equalizer eine Form eines sequentiellen maximalen Wahrscheinlichkeitssequenzabschätzers (MLSE) ist, der den empfangenen Datensymbolstrom decodiert oder demoduliert. MLSE-Abschätzer und andere Ausgleichs- bzw. Equalizerverfahren werden in Bezug auf die obige J. G. Proakis beschrieben.
1 stellt die Datenstruktur und einen Fluss innerhalb eines MLSE-Equalizers mit 16 Zuständen dar, wobei angenommen wird, dass die vorhergesagten Signalwerte von vier vorhergehenden Binärsymbolen (Bits) plus einem neuen Bit abhängen. Die Kanalimpulsantwortlänge (J) ist für dieses Beispiel somit fünf Symbole, d.h., dass letzte Echo kann vier Symbole gegenüber dem kürzesten Signalpfad verzögert sein.
Bezugnehmend auf 1 beginnt ein MLSE-Verarbeitungszyklus dadurch, dass angenommen wird, dass die postulierte Symbolhistorie von Zustand 0000 wahr ist, und dass ein neues Bit „0" übermittelt wurde. Folglicherweise, das Kanalmodell 40 bewirkend, ergibt der Signalwert, der beobachtet werden soll, die vorhergesagte fünf Bit-Symbolhistorie. Dies wird in Komparator 50 mit dem tatsächlich empfangenen Signalwert verglichen und ein fehlangepasster Wert erstellt. Dies wird in Addierer 51 mit der Pfadmetrik des vorherigen Zustandes 0000 addiert zum Erstellen einer Kandidatenmetrik für einen 0000 Zustand.
Jedoch kann ein anderer Kandidat für die Pfadmetrik eines neuen Zustandes 0000 durch Annehmen des Zustandes 1000 abgeleitet werden, um die wahre Historie zu enthalten mit einem neuen Bit von „0". Dieses ist so, weil sowohl 0000-0 und 1000-0 zu einem neuen Zustand führen (0-0000), wenn das älteste (ganz links) Bit links verschoben wird aus der Vier- Bitzustand Nummer heraus und in den Symbolhistorienspeicher. Dieser Kandidat wird bewertet durch Anwenden von 10000 auf das Kanalmodell 40, wobei die so erhaltene Vorhersage mit dem Eingangssignalwert in dem Komparator 50 verglichen wird und die resultierende Fehlanpassung zu der vorherigen kumulativen Fehlanpassung addiert wird (Pfadmetrik), die zum Zustand 1000 in Addierer 52 gehört. Die zwei Kandidatenwerte von Addierern 51 und 52 werden dann in einem Komparator 53 verglichen und der niedrigere der zwei wird ausgewählt, um die neue Pfadmetrik eines neuen Zustandes 0000 zu werden. Ferner wird der Inhalt des Historienspeichers 55, der zu dem ausgewählten Vorgängerzustand gehört, ausgewählt, um die Symbolhistorie des neuen Zustandes 0000 zu sein. Auch die ausgewählte Bithistorie wird links verschoben und eine 0 oder 1 auf der ganz rechten Position eingegeben, da Zustand 0000 oder 1000 einen Anstieg auf die ausgewählte Kandidatenpfadmetrik ergaben.
Die obige Prozedur wird dann mit der Annahme wiederholt, dass das neue Bit eine „1" ist, um einen neuen Zustand 0001 zu erstellen, ebenso mit entweder Zustand 0000 oder 1000 als Kandidatenvorgänger.
Die obige Prozedur wird dann wiederholt unter Verwenden jedes Zustandpaares, die acht Zustände voneinander entfernt sind, um alle 16 neuen Zustände wie folgt abzuleiten:
0001, 1001 zum Erstellen neuer Zustände 0010 und 0011
0010, 1010 zum Erstellen neuer Zustände 0100 und 0101
0011, 1011 zum Erstellen neuer Zustände 0110 und 0111
0100, 1100 zum Erstellen neuer Zustände 1000 und 1001
0101, 1101 zum Erstellen neuer Zustände 1010 und 1011
0110, 1110 zum Erstellen neuer Zustände 1100 und 1101
0111, 1111 zum Erstellen neuer Zustände 1110 und 1111
Am Ende des obigen Verarbeitungszyklus ist ein Signalbeispiel verarbeitet worden, und ein Extrabit ist demoduliert und in Symbolhistorienspeicher 55 eingefügt worden. Es besteht eine Tendenz für die älteren Bits in den Historienspeichern auf den gleichen Wert zu konvergieren, auf den Punkt, auf den dieses Bit als eine endliche und zweideutige Entscheidung extrahiert werden kann, und der Historienspeicher kürzte ein Bit. Andere Verfahren zum Trunkieren von Historienspeicherwachstum sind im Stand der Technik bekannt, wie Entnehmen des ältesten Bit von dem Zustand mit der niedrigsten Pfadmetrik. Wenn ein Speicher ausreichend ist, müssen Bits so lange nicht extrahiert werden, wie alle empfangenen Werte verarbeitet worden sind.
Es wird verstanden, dass der MLSE-Equalizer erkennt, dass einige Sequenzen von Datensymbolmustern und somit einige Sequenzen von vorhergesagten Wellenformen nicht gültig sind.
Zum Beispiel sind eine Vorhersage, dass der Kanal, der das Binärdatensymbolmuster 10010 in einer Instanz (d.h. eine Bitdauer) trägt und eine Vorhersage, dass der Kanal das Binärdatensymbolmuster 11001 in der nächsten Instanz (d.h. die nächste Bitdauer) trägt, inkonsistent, da dem Muster 10010 nur die Muster 00100 oder 00101 folgen können (wobei angenommen wird, dass eine Linksverschiebung beim Passieren des Kanals vorgenommen wird). Auch unter derartigen Bedingungen kann jedes der 00100 und 00101 Muster nur entweder 10010 oder 00010 als Vorgänger aufweisen. Somit schränkt ein Satz von Übertragungsregeln die Anzahl der Möglichkeiten ein, in denen die Metriken sequentiell für jede Sequenz von vorhergesagten Wellenformen akkumuliert werden können.
Es wird gewürdigt, dass derartige frühere Demodulatoren auf dem empfangenen Signal nur in der Vorwärtsrichtung arbeiten: ein empfangenes Trainingsmuster wird verwendet zum Entwickeln vorhergesagter Wellenformen für bereits empfangene Datensymbole. Wenn das Trainingsmuster verloren geht oder umfangreich gestört wird, infolge von ernsthaften Kanalfading, Zwischensymbolinterferenz, Frequenzfehlern etc., müssen derartige vorwärtige Demodulatoren solange warten, bis das nächste Trainingsmuster erfolgreich empfangen wird, bevor sie in der Lage sind genau zu demodulieren. Als ein Ergebnis können Daten, die in den zwischenzeitlichen Perioden bzw. Dauer zwischen Trainingsmustern gesendet werden, verloren gehen.
In US-Patentnummer 5,335,250 von Dent et al., mit dem Titel „Method and Apparatus for Bidirectional Demodulation of Digitally Modulated Signals", wird eine Technik offenbart und beansprucht zum Minimieren der Verluste von während zwischenzeitlichen Perioden zwischen Trainingsmustern gesendeten Daten. Diese Technik schließt die Demodulierung von zwischenzeitlichen Daten nicht nur vorwärtig von einem empfangenen Trainingsmuster ein, sondern auch rückwärtig von dem nächsten empfangenen Trainingsmuster. Im allgemeinen wird diese Technik implementiert durch Speichern einer Sequenz von empfangenen Signalbeispielen bzw. Abtastungen, Zeitumkehrung der gespeicherten Sequenz, und Abschätzen von Qualitätsfaktoren für sowohl eine vorwärtige als auch rückwärtige Demodulierung der gespeicherten bzw. zeitumgekehrten Sequenz, zum Bestimmen, wie viele Datensymbole durch vorwärtige Modulation decodiert werden sollten und wie viele durch rückwärtige Demodulation decodiert werden sollten.
In der in dem '250 Patent ausgeführten Technik beruht das Kriterium, Entscheiden in welche Richtung eine Demodulation von der Trainingssequenz fortgesetzt wird, auf der Metrik der MLSE-Equalizer, welches sich typischerweise auf den Rauschpegel innerhalb der empfangenen Daten bezieht. Da die Genauigkeit des demodulierten Signals nicht nur von dem Rauschpegel, sondern auch von der Signalstärke abhängt, führt eine Technik zum Bestimmen, in welche Richtung von dem Trainingsmuster demoduliert wird, das andere Parameter berücksichtigt, die sowohl auf die Signalstärke als auch Rauschen bezogen sind, zu einer besseren Leistung. Das System der vorliegenden Erfindung schließt eine derartige Technik ein.
DE 43 11 604 C1 /U.S. Patentnummer 5,633,860 offenbart ein Verfahren für eine zuverlässigkeitsgesteuerte Datenerfassung von TDMA-Bursts mit einer zentralen Testsequenz, die zum Bestimmen von Identifizierungsparametern eines Übermittlungskanals verwendet wird. Die Daten grenzen an die zentrale Testsequenz an beiden Enden an und werden in N-Sektoren unterteilt, die jeweils M abgetastete Signalwerte aufweisen. Es wird ein Schema verwendet zum Arbeiten einer Zuverlässigkeitsmessung für jeden N-Sektor, um die Identifizierungsparameter des Übermittlungskanals zu bestimmen.
EP 0 594 551 A offenbart eine Technik zum Minimieren von Verlusten von Daten, die während zwischenzeitlicher Perioden zwischen Trainingsmustern gesendet werden. Die Technik schließt die Demodulierung von zwischenzeitlichen Daten nicht nur vorwärtig von einem Empfangstrainingsmuster, sondern auch rückwärtig von einem nächsten empfangenen Trainingsmuster ein. Die Technik wird implementiert durch Speichern einer Sequenz von empfangenen Signalabtastungen bzw. Beispielen, Zeitumkehrung der gespeicherten Sequenz und Abschätzen von Qualitätsfaktoren für sowohl eine vorwärtige als auch rückwärtige Demodulierung der gespeicherten bzw. zeitumgekehrten Sequenz, zum Bestimmen, wie viele Datensymbole durch vorwärtige Demodulation decodiert werden sollten und wie viele durch rückwärtige Demodulation decodiert werden sollten.
US Patentnummer 5,400,362 offenbart ein digitales Zeitmulitplex-(TDMA)-Funkkommunikationssystem einschließlich eines Empfängers, der zum Demodulieren codierter Symbole in digitale Information verwendet wird. Die codierten Symbole werden in digitale Information in eine vorwärtige und umgekehrte Richtung demoduliert unter Verwenden berechneter Metriken, die zu einem Signal-zu-Rauschverhältnis gehören.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren und eine Vorrichtung bereit zum Erweitern der Leistung einer bidirketionalen digitalen Modulation von digital modulierten Signalen durch Verarbeitung von Sybolblöcken und Entscheiden, in welche Richtung eine Demodulierung fortgesetzt wird auf der Grundlage eines zu dem verarbeiten Symbolblock zugehörigen Gütefaktors, der aus anderen Parametern erhalten werden kann als die Equalizer-Metriken. Unter den durch das System der vorliegenden Erfindung verwendeten Parametern sind: eine Abschätzung der Signalstärke, die von dem vorhergesagten empfangenen Werten erhalten werden kann; ein Verhältnis von Signalstärke zu Rauschen; eine Abschätzung einer empfangenen Signalstärke (Signal plus Rauschleistung), die aus den empfangenen Daten erhalten werden kann; und ein Parameter, der durch Nehmen des Verhältnisses des empfangenen Signals plus Rauschleistung geteilt durch Rauschen erhalten wird.
In einem Aspekt ist die vorliegende Erfindung ausgerichtet auf ein System und ein Verfahren für bidirektionales Demodulieren von Datensymbolen, die durch einen Kommunikationskanal übermittelt werden, wobei der erste Block eine Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen umfasst. Das Verfahren schließt sequentielles Empfangen und Speichern einer ersten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen, eine zweite Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen und eine dritte Mehrzahl von bekannten Datensymbolen ein. Danach wird ein erster Block von unbekannten Datensymbolen, die näher der ersten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen empfangen wurden, vorwärtig demoduliert, wobei der zweite Block eine Mehrzahl von den unbekannten Datensymbolen umfasst. Ähnlicherweise wird ein zweiter Block der unbekannten Datensymbole, die näher der zweiten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen empfangen wird, rückwärtig demoduliert, gemäß unabhängigen Ansprüchen 1 und 8. Die vorwärtige und rückwärtige Demodulierung der unbekannten Datensymbole bestimmt Qualitätswerte (Gütefaktoren auf der Grundlage wenigstens eines von Rauschleistung, Signalleistung und einer Kombination von Rauschleistung plus Signalleistung), die Demodulierungsqualitäten der unbekannten Datensymbole anzeigen, die verglichen werden zum Erstellen einer Anzeige einer besten Richtung. Beim Bestimmen der Anzeige einer besten Richtung werden entweder die vorwärtigen oder rückwärtigen Demodulationsschritte für nachfolgende Blöcke von unbekannten Datensymbolen wiederholt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Ein vollständigeres Verständnis des Verfahrens und Systems der vorliegenden Erfindung kann durch Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung der folgenden bevorzugten Ausführungsformen erhalten werden in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen, wobei:
1 ist eine Diagrammdarstellung eines Maximalwahrscheinlichkeitsalgorithmus, der zum Implementieren eines Demodulierers verwendet werden kann;
2A zeigt ein Diagramm, welches das Format eines Teils eines Signals zum Verarbeiten darstellt gemäß der vorliegenden Erfindung;
2B zeigt das Format eines Teils eines in einem digitalen modularen Funktelefonsystem übermittelten Signals;
3 ist ein Blockdiagramm eines Systems zum Demodulieren übermittelter Datensymbole in sowohl vorwärtigen als auch rückwärtigen Richtungen;
4A ist ein Blockdiagramm eines Systems zum Bestimmen der optimalen Richtung zum Demodulieren von übermittelten Datensymbolen gemäß dem System der vorliegenden Erfindung;
4B ist ein darstellendes Diagramm der Steuerungslogik zum Bestimmen der optimalen Richtung für eine Modulierung für das System von 4A gemäß dem System der vorliegenden Erfindung;
5 ist eine Diagrammdarstellung einer gestuften bidirektionalen Equalization bzw. Ausgleich gemäß dem System der vorliegenden Erfindung; und
6 ist ein Flussdiagramm, das das Verfahren und System der vorliegenden Erfindung darstellt.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
2A zeigt das Format eines Teils 10 eines datenmodulierten Signals, das durch ein Verfahren und eine Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung verarbeitet werden kann. Der Teil 10 umfasst: eine Mehrzahl von ersten vorbestimmten Datensymbolen 11, die vorher einem Empfänger bekannt sind und einer ersten Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen 12 vorhergeht; eine Mehrzahl von zweiten vorbestimmten Datensymbolen 13, die vorher dem Empfänger bekannt sind und einer zweiten Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen 14 vorhergeht; und eine Mehrzahl von dritten vorbestimmten Datensymbolen 15, die vorher dem Empfänger bekannt sind. Es sollte verstanden werden, dass der Teil 10 nur ein kleiner Teil eines Kommunikationssignals ist, das für darstellende Zwecke verwendet wird. In einem zeitgemulitplexten Kommunikationssystem können die Datensymbole 12 für einen Empfang durch einen ersten Empfänger vorgesehen sein, der die Datensymbole 11 als sein Equalizertrainingsmuster verwendet, und die Datensymbole 14 können für einen zweiten Empfänger vorgesehen sein, der die Datensymbole 13 als sein Equalizertrainingsmuster verwendet. Der erste und zweite Empfänger können zwei separate Empfänger sein, die ein TDMA-Funksignal in separaten Schlitzen des gleichen Rahmens empfangen.
Gemäß bidirektionaler Demodulationstechniken werden die Mehrzahlen 11, 13 von ersten und zweiten Symbolen durch einen Empfänger verwendet, um eine Demodulation der zwischenliegenden Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen 12 zu verbessern. Auch die Mehrzahl 13 von zweiten vorbestimmten Datensymbolen kann durch einen anderen Empfänger in Verbindung mit der letzteren Mehrzahl von dritten vorbestimmten Datensymbolen 15 verwendet werden, um die zwischenliegende Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen 14 zu demodulieren. Es kann gesehen werden, dass die Mehrzahlen von ersten und zweiten vorbestimmten Symbolen identisch zu der Mehrzahl von dritten vorbestimmten Symbolen sein kann, und das Muster der vorbestimmten Datensymbole kann die unbekannten Datensymbole 12 durchsetzen um die unbekannten Datensymbole besser zu demodulieren.
Ein Gerät gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet vorzugsweiße einen der MLSE-Equalizer, wie die oben beschriebenen. Für einen Viterbi-Demodulator, wie in dem '250 Patent ausgeführt, dient die Pfadmetrik als die Messung der kumulativen Menge der bereits decodierten Symbole.
Bezugnehmend als nächstes auf 3 umfasst ein Gerät 100 für eine bidirektionale Demodulation von übermittelten Datensymbolen gemäß dem '250 Patent einen empfangenen Signalabtaster bzw. Sampler 102, der das empfangene Signal nach geeigneter Konditionierung digitalisiert. Die Signalabtastwerte werden dann in einem geeigneten Speicher 104 gespeichert. Die Signalabtastungen werden von dem Speicher 104 in Antwort auf Steuerungssignale zurückgerufen, die durch die Steuerung 106 erzeugt werden, und werden einem Viterbi-Demodulator 108 dargeboten. Die Steuerung 106 kann auch geeignete zeiteingestellte Signale zum Triggern des Signalabtasters 102 erzeugen.
Die gespeicherten Signalabtastungen werden zuerst von dem Speicher 105 in normaler Zeitreihenfolge zurückgerufen, nämlich die vorbestimmten Datensymbole 11 gefolgt durch die unbekannten Datensymbole 12. Wie oben beschrieben, verwendet der Viterbi-Demodulator 108 die bekannten Symbole 11 zum Initialisieren eines Viterbi-Demodulators unter Verwendung einiger der empfangenen Signalabtastwerte. Dann demoduliert der Viterbi-Demodulator Symbole 12 unter Verwendung einiger der empfangenen Signalabtastwerte.
Die Steuerung 106 ruft dann die empfangenen Signalabtastungen von dem Speicher 104 in umgekehrter Zeitreihenfolge zurück, nämlich vorbestimmte Symbole 13 (umgekehrt), gefolgt durch die unbekannten Datensymbole 12 (umgekehrt), und die rückwärtigen Signalabtastungen werden dem Viterbi-Demodulator 109 dargeboten. Der Viterbi-Demodulator 109 verarbeitet die rückwärtigen Signalabtastungen auf die gleiche Weise, wie die vorwärtigen Signalabtastungen verarbeitet worden sind. Somit wird die zeitumgekehrte Sequenz von vorbestimmten Symbolen 13 zum Vorhersagen der Signalabtastwerte verwendet, die für jede mögliche zeitumgekehrte Sequenz in den unbekannten Datensymbolen 12 erwartet wird, und die Vorhersage, die die beste Anpassung ergibt (niedrigste kumulative Pfadmetrik) wird bestimmt.
Der Komparator 110 vergleicht die am besten angepassten Pfadmetriken der vorwärtigen und rückwärtigen Demodulationen, und die vorhergesagte Symbolsequenz entsprechend der niedrigeren am besten angepassten Pfadmetrik wird als die Demodulation des unbekannten Datensymbolmusters 12 ausgewählt. Es wird gewürdigt, dass die hierin beschriebenen Betriebsweisen bequemlicherweise mittels eines Signalprozessors ausgeführt werden können, der aus einem Zufallzugriffsspeicher zum Halten von Signalabtastungen und der Ergebnisse von Zwischenberechnungen einer arithmetischen und logischen Einheit (ALU), die in der Lage ist die Betriebsweisen bzw. Operationen von ADD, SUBTRACT, und MULTIPLY durchzuführen, und ein Programmspeicher, der eine Liste von Anweisungen für die ALU hält, zusammen mit einer Steuerung, die eine Ausführung von Anweisungen von einem Platz zu einem anderen innerhalb der Liste in Abhängigkeit von dem Ergebnis einer arithmetischen Operation, wie SUBTRACT, übertragen kann, die zum Durchführen von Größenvergleichen dienen kann, besteht. Ein geeigneter Signalprozessor ist zum Beispiel das Modell TMS 320C50 eines durch Texas Instruments hergestellten digitalen Signalprozessors.
Durch die Verwendung einer zweiten vorbestimmten Symbolsequenz oder Trainingsmuster, wie oben beschrieben, ist eine bidirektionale Demodulierung vorteilhafterweise robust gegen Verluste der vorbestimmten Symbolsequenzen (z.B. Verluste infolge von Kanalfading). Zum Beispiel kann ein tiefes Fading, das in der Nähe von einem der vorbestimmten Signalsequenzen auftritt, Fehler in einem konventionellen Demodulator hervorrufen, in dem das Kanalmodell auf der Grundlage des empfangenen Signals aktualisiert wird (d.h. der Equalizer ist adaptiv). Im Gegensatz dazu würden bei dem vorliegenden Demodulator keine Wirkungen auftreten: wenn das Faden näher dem Trainingsmuster 11 als dem Trainingsmuster 13 auftritt, dann würde die umgekehrte Demodulation für eine längere Sequenz von Datensymbolen folgen als die vorwärtige Demodulation (,die eine niedrigere kumulative Pfadmetrik für die umgekehrte Demodulation erstellt) und würde durch den Prozessor 110 ausgewählt. Somit wählt der dargestellte bidirektionale Demodulator die Demodulationsrichtung, die die größere Lauflänge von aufeinanderfolgend demodulierten Symbolen ergibt.
Diese wünschenswerte Tendenz wird durch eine andere Technik unterstützt, die nützlich ist für den Schaltkreis von 3, in dem zwei Teilpfadmetriken durch vorwärtige Demodulierung eine Hälfte der empfangenen unbekannten Datensymbole 12 und rückwärtige Demodulierung der anderen Hälfte bestimmt werden. Jede der bestangepassten Pfadmetriken, die durch vorwärtiges und rückwärtiges Demodulieren aller der Symbole 12 bestimmt wird, wird dann mit der Summe der zwei Teilpfadmetriken verglichen, und die vorhergesagte Datensymbolsequenz entsprechend der besten der drei Pfadmetriken wird ausgewählt und als die Demodulierung des unbekannten Datensymbolmusters ausgegeben. Das vorangegangene erfordert einen unwesentlichen Umfang zusätzlicher Verarbeitung, aber ergibt zusätzliche Robustheit gegen ein tiefes Faden, das in der Nähe des Zentrums der unbekannten Datensymbolsequenz auftritt.
Wie oben ausgeführt, erkennt das Verfahren und System der vorliegenden Erfindung, dass eine Signalqualitätsinformation nicht nur Metrikwachstum (N ^) einschließen kann, sondern auch Signalstärke (Ŝ) oder Signal plus Rauschen (Ŝ + N ^), ebenso wie gewisse Verhältnisse von solchen Parametern zu dem Rauschen. Zusätzlich steuert das System der vorliegenden Erfindung die Richtung von vorwärtigem oder rückwärtigem Demodulieren auf der Grundlage von Gruppen von Symbolperioden anstelle von einzelnen Symbolen, wie in dem Stand der Technik des '250 Patentes.
Bezugnehmend als nächstes auf 4A ist dort ein Flussdiagramm eines Systems gezeigt, das gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. Ein Speicher 151 empfängt die zu demodulierenden Datensymbolabtastungen 152 und speichert sie als Signalabtastwerte. Die Signalabtastungen werden von dem Speicher 151 in Antwort auf Steuerungssignale zurückgerufen, die durch eine Steuerung 153 erzeugt werden und sowohl einem vorwärtigen Demodulator 154 und rückwärtigen Demodulator 155 dargeboten. Demodulationsqualitätsinformation wird von dem vorwärtigen Demodulator 154 zu der Steuerung 153 über Leitung 156 gekoppelt, während Qualitätsinformation von dem rückwärtigen Demodulator 155 zu der Steuerung 153 über Leitung 157 verbunden ist. Ausgabesymbolinformation von sowohl dem vorwärtigen Demodulator 154 als auch dem rückwärtigen Demodulator 155 sind mit einem Multiplexer 158 verbunden, dessen Ausgang vollständige Symbolinformation 159 umfasst.
Der Verarbeitungsschaltkreis von 4A verarbeitet Symbolblöcke, zum Beispiel 12, gleichzeitig, die aus dem Speicher 151 extrahiert sind, und entscheidet dann, in welche Richtung die Demodulation fortgesetzt wird auf der Grundlage eines Blockgütefaktors (FOM). Der Gütefaktor kann eine Anzahl von verschiedenen möglichen Kriterien einschließen, einschließlich (1) N_est (Rauschwert), der von einem Metrikwachstum erhalten werden kann, wie in dem Stand der Technik des '250 Patentes verwendet wird; (2) S_est (Signalwert), der von den vorhergesagten empfangenen Werten erhalten werden kann; (3) S_est/N_est (Verhältnis des Signals zum Rauschen); (4) (S + N)_est (der von den empfangen Daten erhalten werden kann); und (5) (S + N)_est/N_est. Verschiedene Daten können verwendet werden zum Auswählen welcher der FOM verwendet werden zum Erstellen der Richtungsentscheidung; zum Beispiel, wenn (S + N)_est verwendet werden; kann der Punkt, in dem sich die zwei Modulationsrichtungen treffen würden, vorberechnet werden. Zusätzliche FOM werden auch möglicherweise verwendet, zum Beispiel eine Alternative S_est würde die Kanalverstärkung sein, die von den Kanalabgriffabschätzungen des Demodulators genommen wird.
Zusätzlich kann die vorliegende Erfindung implementiert werden mit einer Kostenfunktionsannäherung, die das folgende einschließen könnte: (1) Signal und/oder Rauschleistungsabschätzung, wie oben beschrieben; (2) Synchronisierungsqualitätsinformation; (3) Abstand vom Synchronisierungswort unter Berücksichtigung von Verfolgungsunsicherheiten und/oder (4) Fadingtiefeninformation oder relative Signal- und/oder Rauschinformation. Die Kostenfunktion kann entweder algebraisch oder mittels eines Satzes von Regeln ausgedrückt werden.
Bezugnehmend wieder auf 4A werden zwei Blöcke von Abtastungen aus Speicher 151 extrahiert, wobei einer vorwärtig in Demodulator 154 demoduliert wird und einer rückwärtig in Demodulator 155 demoduliert wird, und dann wird Qualitätsinformation auf der Grundlage eines vorausgewählten Gütefaktors (FOM) über Leitungen 156 und 157 an den Steuerungsschaltkreis 153 gesendet. Die zwei Sätze von Qualitätsinformation werden miteinander verglichen, und eine Entscheidung, die in dem Steuerungsblock 153 hinsichtlich der Demodulationsrichtung erreicht wird, stellt die Ergebnisse höherer Qualität bereit. Hiernach demoduliert das System einen zweiten Datenblock in der Richtung, die die besseren Ergebnisse hergestellt hat und vergleicht die Qualität dieser Demodulierung mit dem vorherigen Ergebnis der anderen Richtung und entscheidet, ob in der gleichen Richtung fortgefahren wird oder die Richtung für den nächsten zu demodulierenenden Symbolblock verändert wird. Da Symbolinformation sowohl durch den vorwärtigen Demodulator 154 als auch den rückwärtigen Demodulator 155 erstellt wird, wird er zu dem Multiplexer 158 ausgegeben, der vollständige Symbolinformation 159 zu dem verbleibenden Schaltkreis des Empfängers sendet. Steuerungseinheit 153 vergleicht einen vorwärtigen Block FOM mit einem rückwärtigen Block FOM. Wenn der vorwärtige Block FOM besser ist, dann wird der nächste vorwärtige Block demoduliert. Andernfalls wird der nächste rückwärtige Block demoduliert.
Bezugnehmend auf 4B ist ein funktionelles Diagramm gezeigt, das einen darstellenden Betrieb des Steuerungsschaltkreises 153 in 4A darstellt. Der logische Schaltkreis von 4B implementiert die folgenden logischen Algorithmen:

Back Control = Entgegengesetzt zur Fwd Control

Wobei det eine „1" oder „an" erstellt, wenn der Eingang positiv ist.
Wie aus 4B gesehen werden kann, wird das Signal plus Rauschen in der vorwärtigen Richtung über Leitung 161 mit dem Rauschen in der rückwärtigen Richtung über Leitung 152 mulipliziert, während das Rauschen in der vorwärtigen Richtung über Leitung 163 mit dem Signal plus Rauschen in der rückwärtigen Richtung über Leitung 164 multipliziert wird. Der Unterschied zwischen den entsprechenden Produkten wird in einer Subtraktionsoperation 165 genommen und passiert einen Detektor 166, der ein vorwärtiges Steuerungssignal auf Leitung 167 anlegt und ein Rücksteuerungssignal auf 168, wie geeignet.
Es kann auch gesehen werden, dass ein anderer Algorithmus wie der folgende auch durch einen logischen Steuerungsschaltkreis implementiert sein kann:

Ja = > Fwd
Nein = > Back

Kurz bezugnehmend auf 5 wird dort diagrammmäßig die gestufte bidirektionale Equalization bzw. Ausgleichung dargestellt, die in einem Aspekt der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird. Eine Sequenz von unbekannten Symbolen 171 ist zwischen zwei Blöcken von bekannten Symbolen 172 und 173 angeordnet. Die unbekannten Symbole 171 werden bidirektional demoduliert durch Demodulieren eines ersten Blocks von Symbolen in der vorwärtigen Richtung bei 174 und einem zweiten Block von Symbolen in der rückwärtigen Richtung bei 175. Auf der Grundlage einer Analyse der Ergebnisse von einer Demodulierung in beide Richtungen wird die bessere Richtung (vorwärtig in diesem Beispiel) ausgewählt und die vorwärtige Modulation fährt fort bei 176 und 177. 178 stellt eine Demodulierung in der rückwärtigen Richtung in Antwort auf die Richtung bereit, die die besseren Ergebnisse bereitstellt. Einer Fortsetzung einer Demodulierung in der vorwärtigen Richtung bei 179 folgt eine zusätzliche Demodulierung in der rückwärtigen Richtung bei 181. Eine Demodulierung des gesamten unbekannten Block von Symbolen 171 wird durch drei aufeinanderfolgende vorwärtige Demodulierungen 182, 183 und 184 vervollständigt. Somit kann gesehen werden, wie eine Veränderung der Richtung einer Demodulierung für aufeinanderfolgende Blöcke von Symbolen funktioniert, wo bessere Ergebnisse erhalten werden von einer Demodulierung einer Richtung im Vergleich zu einer anderen und ein höher qualitatives Ausgangssignal näher zu den ursprünglich übermittelten Daten erstellt.
Es sollte bemerkt werden, dass die vorliegende Erfindung verwendet werden kann, wenn die Blocklänge die gleiche ist wie die Länge des unbekannten Symbols. In diesem Fall wird der einzelne Block sowohl vorwärtig als auch rückwärtig demoduliert. Es kann vorteilhaft sein für den ersten vorwärtigen Block ein Block mit Symbolen bekannter Symbole 11 zu sein. In diesem Fall sind die Symbolwerte bekannt, die verwendet werden können, um den Demodulator auf die korrekt detektierten Symbolwerte zu zwingen. Ein FOM für diesen Block kann noch berechnet und verwendet werden, wie bereits beschrieben. Eine ähnliche Herangehensweise kann in der rückwärtigen Richtung mit bekannten Symbolen 13 verwendet werden.
Als nächstes bezugnehmend auf 6 ist ein Flussdiagramm gezeigt, das gewisse Aspekte des Verfahrens und Systems der vorliegenden Erfindung darstellt. Bei 201 empfängt und speichert das System Datenabtastungen und bei 202 synchronisiert es beide Enden der zu demodulierenden empfangenen Daten. Bei 203 demoduliert das System vorwärtig einen Block und demoduliert rückwärtig einen Block. Die Ergebnisse der Demodulierungen in den zwei entgegengesetzten Richtungen werden bei 204 verglichen, um zu bestimmen, welche das höher qualitative Ergebnis erzeugt. Bei 205 fragt das System nach, in welche Richtung der Ausgang besserer Qualität gewonnen wird, und wenn es die vorwärtige Richtung ist, wird die Demodulierung in der vorwärtigen Richtung bei 206 für einen zusätzlichen Block fortgeführt. Nachdem dieser Block demoduliert ist, bewertet das System bei 207, ob die Datenabtastung vollständig demoduliert worden ist oder nicht, und wenn nicht, kehrt das System zu 204 zurück, um die Qualität der kürzlich vorwärtig und rückwärtig demodulierten Blöcke zu vergleichen. Wenn jedoch bei 205 bestimmt worden ist, dass eine Demodulierung in die rückwärtige Richtung die bessere Qualität gewonnen hat, fährt das System bei 208 fort zum Demodulieren in der rückwärtigen Richtung und bewertet bei 209, ob das System vollständig die gesamte Signalabtastung demoduliert hat oder nicht. Wenn nicht, kehrt das System zu 204 zurück, um die Qualität des kürzlich vorwärtig und rückwärtig demodulierten Blockes zu vergleichen. Wenn die gesamte Signalabtasteinheit demoduliert worden ist, endet das System bei 210.
Es wird gewürdigt, dass die oben beschriebenen Verfahren auch mit einfacheren Demodulierern verwendet werden können, als dem Mehrfachstatus-Viterbi-Equalizer. Zum Beispiel einem Symbolfür-Symbol-Demodulierer, der auch Pfadmetriken erzeugt, kann durch Vereinfachen eines Viterbi-Demodulieres auf einen einfachen Zustand aufgebaut sein. Ein derartig vereinfachter Viterbi-Demodulator vergleicht jede empfange Signalabtastung mit Referenzsignalwerten entsprechend allen Werten, die ein Datensymbol haben kann, entscheidet welcher Referenzwert (und daher welches Datensymbol) auf das empfangene Signal am nächsten passt, und akkumuliert die Restfehlanpassung als eine kumulative Qualitätsmessung oder Pfadmetrik.
Es sollte auch bemerkt werden, dass der Demodulierer kein Viterbi-Equalizer sein muss. Es können andere Equalizer-Typen als Viterbi oder jeder Demodulierertyp verwendet werden. Die Qualitätsinformation über die Demodulierung hängt von dem Detektortyp ab. Wenn zum Beispiel der Detektor ein linearer oder Entscheidungsrückkopplungsequalizer ist, dann kann die Qualität die hauptquadratischen Fehler oder Filterkoeffizentenwerte einschließen.
Die vorangegangenen Verfahren können auch verwendet werden entweder mit differentiell codierten Modulierungen, Minimalverschiebungsverschlüsselung („MSK") 4-MSK oder DQPSK, in denen Daten in der Veränderung zwischen Signalabtastungen codiert werden, oder mit kohärenten Modulierungen, wie PSK oder QPSK, in denen Daten in den absoluten Werten der Signalabtastungen codiert werden. Für differentielle Modulierungen stellen die vorwärtig und rückwärtig demodulierten Symbolsequenzen absolute Signalwerte dar, die differentiell durch Vergleichen benachbarter Werte decodiert werden können zum Bestimmen der Veränderungen und somit der übermittelten Daten.
Eine wichtige Anwendung der vorliegenden Erfindung liegt beim Empfangen von π/4-DQPSK Signalen, die über eine zellulare Funktelefonbasisstation übermittelt werden, die dem CTIA Standard IS-136 konform ist. Das Format der übermittelten Daten wird in 2B gezeigt. Eine Gruppe 16 von vierzehn vorbestimmten Symbolen für Synchronisierung, oder Training, geht einer Gruppe 17 von unbekannten quaternären Datensymbolen voraus, die jeweils zwei Datenbits tragen. Die Gruppe 17 umfasst zwei Untergruppen von sechs und fünfundsechzig Symbolen, und geht einer anderen Gruppe 18 von sechs vorbestimmten Symbolen voraus, die gewöhnlich als CDVCC bezeichnet wird. Den Gruppen 16–18 folgt eine andere Gruppe 19 von unbekannten quaternären Datensymbolen, die jeweils zwei Datenbits tragen und eine andere Gruppe 20 von vierzehn vorbestimmten Symbolen. Die Gruppe 19 umfasst zwei Untergruppen von fünfundsechzig und sechs Symbolen. Es wird bemerkt, dass dieses Format symmetrisch ist, wenn es in der vorwärtigen und rückwärtigen Zeitrichtung betrachtet wird. Das System der vorliegenden Erfindung führt eine vorwärtige Demodulation der Symbolgruppe 17 aus unter Verwenden der Gruppe 16 von vorbestimmten Symbolen und rückwärtige Demodulation der Gruppe 17 unter Verwenden der bekannten sechs Symbol CDVCC 18. Ein teilweiser Pfadmetrikwertvergleich und Symbolauswahlprozess wird separat für Datensymbolgruppen 17 und 19 durchgeführt.
Alternativ können Datensymbolgruppen 17, 18 und 19 als unbekannt behandelt werden, so dass eine vorwärtige Demodulation von Datensymbolgruppe 16 weitergeht und eine rückwärtige Demodulation von Datengruppe 20 weitergeht.
Einige Betriebsdetails der Demodulatoren 154 und 155 folgen aus der differentiellen Decodierung der π/4-DQPSK, die im folgenden gehandhabt wird. Wenn einer der vier Zustände als ein möglicher Vorgänger für einen neuen Zustand gewertet wird, werden die differentiellen Symbole berechnet, die durch den postulierten Zustandsübergang dargestellt werden. Zum Beispiel impliziert der Übergang von Vorgängerzustand 00 zu Nachfolgerzustand 00 ein differentielles Symbol 00 (da 00 + 00 = 00 mod 2), der Übergang von 11 auf 10 impliziert ein differentielles Symbol 01 (da 11 + 01 = 10 mod 2) und so fort. Weiche Information wird erzeugt für die zwei konstituierenden Bits des differentiellen Symbols, da der Unterschied zwischen der überlebenden Pfadmetrik und der Pfadmetrik für den Übergang mit jedem Bit eines implizierten differentiellen Symbols wiederum invertiert ist, und die Unterschiede gemäß dem Vorzeichen des differentiellen Symbolbitpaars werden in die Symbolhistorie eingegeben. Die weichen Werte können nachfolgend in einem Fehlerkorrekturdecodierungsprozess verwendet werden, wie einer weichen Entscheidung, Viterbi-Faltungsdecoder.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf TDMA-Systeme beschränkt. Sie kann auch in FDMA, CDMA und Hybrid-Systemen verwendet werden. Zum Beispiel kann die vorliegende Erfindung auf ein Direktsequenz-CDMA-System angewendet werden unter Verwenden einer Spreizspektrumsmodulation, in der Pilotsymbole vorliegen. Die Pilotsymbole entsprechen den bekannten Symbolen. Eine Demodulierung kann durchgeführt werden durch einen Korrelationsempfänger. Wenn notwendig können mehrfache Korrelationen gefolgt durch Rake-Kombination durchgeführt werden. Eine Qualitätsinformation kann dargestellt werden durch die Amplitude des Ausgangs des Rake-Kombinierers. Ein abschätzender Kanalabzweigungskoeffizient kann auch verwendet werden.
Obwohl eine bevorzugte Ausführungsform des Verfahrens und des Geräts der vorliegenden Erfindung in den beigefügten Zeichnungen dargestellt und in der vorangegangenen detaillierten Beschreibung beschrieben wurde, muss verstanden werden, dass die Erfindung nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt ist, sondern geeignet ist für eine Anzahl von Wiederanordnungen, Modifizierungen und Ersetzungen, ohne von der ausgeführten und durch die folgenden Ansprüche definierten Erfindung abzurücken.

Claims

Ein Verfahren zum bidirektionalen Demodulieren von über einen Kommunikationskanal übermittelten Datensymbolen, die Schritte umfassend zum: sequentiellen Empfangen (201) einer ersten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen (172), einer zweiten Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen (171) und einer dritten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen (173); Speichern (201) der ersten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen, der zweiten Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen und der dritten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen; und gekennzeichnet durch: vorwärtiges Demodulieren (202) eines ersten Blocks der zweiten Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen, die näher zu der ersten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen empfangen wurden, wobei der erste Block eine Mehrzahl der unbekannten Datensymbole umfasst; rückwärtiges Demodulieren (202) eines zweiten Blocks der zweiten Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen, die näher zu der dritten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen empfangen wurden, wobei der zweite Block eine Mehrzahl der unbekannten Datensymbole umfasst; Bestimmen von Qualitätswerten, die Demodulationsqualitäten anzeigen in einem vorwärtig demodulierten ersten Block und dem rückwärtigen demodulierten zweiten Block der unbekannten Datensymbole, Hilfsqualitätswerten einschließlich einer Mehrzahl von Gütefaktoren jeweils auf der Grundlage von Rauschleistung, Signalleistung, und einer Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung; Vergleichen (204) der Qualitätswerte zum Herstellen einer besten Richtungsanzeige; und Wiederholen (205) entweder des Schrittes zum vorwärtigen Demodulieren oder des Schrittes zum rückwärtigen Demodulieren abhängig von der besten Richtungsanzeige, die in dem Schritt zum Vergleichen für nachfolgende Blöcke von unbekannten Datensymbolen bestimmt wurde.
Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch den Schritt zum Bestimmen von Qualitätswerten einschließlich einem der Mehrzahl von Gütefaktoren auf der Grundlage eines Kostenfunktionsansatzes einschließlich wenigstens einer von synchronen Qualitätsinformation und Ausblendtiefeninformation.
Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch den Schritt zum Bestimmen von Qualitätswerten einschließlich einem der Mehrzahl von Gütefaktoren auf der Grundalge wenigstens einem von einem Verhältnis von Signalleistung zu Rauschleistung, einem Verhältnis von Signalleistung plus Rauschleistung zu Rauschleistung, und Kanalverstärkung.
Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch den Schritt zum Vergleichen einschließlich Implementieren eines vorwärtigen Steuerungsalgorithmus und eines rückwärtigen Steuerungsalgorithmus.
Verfahren gemäß Anspruch 4, ferner gekennzeichnet durch den Schritt zum Implementieren eines vorwärtigen Steuerungsalgorithmus einschließlich der Schritte zum: Multiplizieren der Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, zu der Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block, zum Bestimmen eines ersten Produktes; Multiplizieren der ersten Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block, zu der Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, zum Bestimmen eines zweiten Produktes; und Subtrahieren des zweiten Produktes von dem ersten Produkt.
Verfahren gemäß Anspruch 4, ferner gekennzeichnet durch den Schritt zum Implementieren eines rückwärtigen Steuerungsalgorithmus einschließlich der Schritte zum: Multiplizieren der Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block, zu der Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, zum Bestimmen eines ersten Produktes; und Multiplizieren der Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, zu der Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block, zum Bestimmen eines zweiten Produktes; Subtrahieren des zweiten Produktes von dem ersten Produkt.
Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch den Schritt zum Vergleichen einschließlich Implementieren eines logischen Steuerungsalgorithmus einschließlich der Schritte zum: Teilen der Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, in die Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, zum Bestimmen eines ersten Wertes; Teilen der Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block, in die Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block, zum Bestimmen eines zweiten Wertes, und Bestimmen, ob der erste Wert größer ist als der zweite Wert.
Ein System zum bidirektionalen Demodulieren von durch einen Kommunikationskanal übermittelten Datensymbolen, umfassend: Mittel zum sequentiellen Empfangen einer ersten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen (172), einer zweiten Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen (171) und einer dritten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen (173); Mittel (151) zum Speichern der ersten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen, der zweiten Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen und der dritten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen; und gekennzeichnet durch: Mittel (154) zum vorwärtigen Demodulieren eines ersten Blocks von der zweiten Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen, die näher zu der ersten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen empfangen werden, wobei der erste Block eine Mehrzahl der unbekannten Datensymbole umfasst; Mittel (155) zum rückwärtigen Demodulieren eines zweiten Blocks von der zweiten Mehrzahl von unbekannten Datensymbolen, die näher zu der dritten Mehrzahl von bekannten Datensymbolen empfangen wurde, wobei der zweite Block eine Mehrzahl der unbekannten Datensymbole umfasst; Mittel (153) zum Bestimmen von Qualitätswerten, die Demodulationsqualitäten anzeigen in dem vorwärtig demodulierten ersten Block und dem rückwärtig demodulierten zweiten Block der unbekannten Datensymbole, wobei die Qualitätswerte eine Mehrzahl von Gütefaktoren einschließen, jeweils auf der Grundlage von Rauschleistung, Signalleistung und einer Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung; Mittel zum Vergleichen der Qualitätswerte zum Herstellen einer besten Richtungsanzeige; und Mittel zum Auswählen entweder des Mittels zum vorwärtigen Demodulieren oder des Mittels zum rückwärtigen Demodulieren zum Demodulieren nachfolgender Blöcke von unbekannten Datensymbolen auf der Grundlage des Vergleichs des Qualitätswertes.
System gemäß Anspruch 8, ferner gekennzeichnet durch das Mittel zum Bestimmen von Qualitätswerten einschließlich einem der Mehrzahl von Gütefaktoren auf der Grundlage eines Kostenfunktionsansatzes einschließlich einer von synchronen Qualitätsinformation und Ausblendtiefeninformation.
System gemäß Anspruch 8, ferner gekennzeichnet durch das Mittel zum Bestimmen von Qualitätswerten einschließlich einem einer Mehrzahl von Gütefaktoren auf der Grundalge wenigstens einem von einem Verhältnis von Signalleistung zu Rauschleistung, einem Verhältnis von Signalleistung plus Rauschleistung zu Rauschleistung, und Kanalverstärkung.
System gemäß Anspruch 8, ferner gekennzeichnet durch das Mittel zum Vergleichen einschließlich Mitteln zum Implementieren eines vorwärtigen Steuerungsalgorithmus und eines rückwärtigen Steuerungsalgorithmus.
System gemäß Anspruch 11, ferner dadurch gekennzeichnet, dass der vorwärtige Steuerungsalgorithmus betreibar ist zum Multiplizieren der Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, zu der Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block zum Bestimmen eines ersten Produktes, und Multiplizieren der Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block, zu der Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, zum Bestimmen eines zweiten Produktes, und dann Subtrahieren des zweiten Produktes von dem ersten Produkt.
System gemäß Anspruch 11, ferner dadurch gekennzeichnet, dass der rückwärtige Steuerungsalgorithmus betreibar ist zum Multiplizieren der Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block, zu der Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, zum Bestimmen eines ersten Produktes, und Multiplizieren der Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, zu der Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block, zum Bestimmen eines zweiten Produktes, und dann Subtrahieren des zweiten Produktes von dem ersten Produkt.
System gemäß Anspruch 8, ferner dadurch gekennzeichnet, dass das Mittel zum Vergleichen Mittel einschließt zum Implementieren eines logischen Steuerungsalgorithmus, der betreibar ist zum Teilen der Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, in die Rauschleistung, bestimmt in dem vorwärtig demodulierten ersten Block, zum Bestimmen eines ersten Wertes, und Teilen der Kombination von Signalleistung plus Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block, in die Rauschleistung, bestimmt in dem rückwärtig demodulierten zweiten Block, zum Bestimmen eines zweiten Wertes, und dann Bestimmen, ob der erste Wert größer ist als der zweite Wert.