DE69826829T2 - Digitales kommunikationsgerät - Google Patents

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    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine digitale Kommunikationsanordnung wie in dem Oberbegriff des Anspruchs 1 beansprucht. Eine derartige digitale Kommunikationsanordnung kann ein zellulares oder schnurloses Telefon, ein Funkrufgerät oder jede andere beliebige digitale Kommunikationsanordnung sein.
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich weiterhin auf einen Mischer zur Verwendung in einer derartigen Kommunikationsanordnung.
  • Eine digitale Kommunikationsanordnung der oben genannten Art ist aus dem "Philips Data Handbook IC17, "Semiconductors for Wireless Communications" Seiten 6–291 bis 6–293, 6–303 und 6–305, Philips Conductors, 1997 bekannt. Auf Seite 6–305 ist ein Blockschaltbild eines Empfängers dargestellt, der aus IC-Typen SA1620, einem Empfänger-Frontend und SA1638, einem ZF-I/Q-Transceiver und einer weiteren zu diesen ICs externen Empfängerschaltung, wie einem Duplexer, einem Frequenzsynthesizer, Ortsoszillatoren und Filter besteht. Das Datenblatt wurde zuerst veröffentlicht am 12, Juni 1996. Die bekannte digitale Kommunikationsanordnung kann ein FD/TDMA ("Frequency Division/Time Division Multiple Access") GSM ("Global System for Mobile Communications") Transceiver sein, oder jeder andere beliebige Doppelumwandlungsempfänger oder Transceiver sein. Ein rauscharmer Verstärker verstärkt ein empfangenes HF-Signal. Ein Ausgangssignal des rauscharmen Verstärkers wird über ein Bandpassfilter einer ersten, HF-Mischstufe zugeführt. Ein Ausgangssignal des Bandpassfilters wird in einem zweiten Bandpassfilter, in der bekannten Anordnung einem SAW ("Surface Acoustic Wave") gefiltert, wobei dieses Filter mit einer relativ hohen Zwischenfrequenz arbeitet zum Selektieren eines gewünschten Kanals. Das gefilterte erste ZF-Signal wird den Analog-Digital-Wandlermitteln zur Umwandlung des ersten ZF-Signal in Basisbandabtastwerte des gewünschten Basisbandsignals, das sich in dem HF-Signal befindet, zugeführt. Bei der bekannten Kommunikationsanordnung umfassen die Analog-Digital-Wandlermittel einen ZF-Verstärker, dessen Ausgang mit den nachfolgenden Elementen gekoppelt ist, und zwar mit einem Paar Quadraturmischer, einem Paar Tiefpassfilter, die mit Mischstufen gekoppelt sind, und mit Analog-Digital-Wandlermitteln (nicht detailliert dargestellt, aber angegeben durch "zu GSM-Basisband"). Ein wesentlicher Nachteil dieser doppelten Umwandlungsarchitektur ist, dass das Kanalselektionsfilter unter Verwendung externer passiver Elemente implementiert werden soll. Nebst der bekannten Kommunikationsanordnung, wie oben beschrieben, sind Doppelumwandlungsempfängerstrukturen bekannt, bei denen die erste Mischstufe das HF-Signal zu einem relativ niedrigen ZF-Signal heruntermischt, das mit Hilfe eines Bandpass-Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers unmittelbar digitalisiert wird. Der Analog-Digital-Wandler lässt das abgetastete erste ZF-Signal zu dem DSP ("Digital Signal Processor") durch, der eine digitale Heruntermischung der Abtastwerte zu einem gewünschten Basisbandsignal in dem empfangenen HF-Signal heruntermischt. Im Vergleich zu der in dem genannten Philips' Handbuch beschriebenen Architektur hat diese letztere Architektur den Nachteil, dass ein modernerer und folglich komplexerer und mehr Energie verbrauchender Analog-Digital-Wandler erforderlich ist. Weiterhin wird, weil der DSP ein Signal mit einer höheren Frequenz verarbeiten muss, mehr Energie verbraucht. Bei modernen Kommunikationsanordnungen ist es sehr erwünscht, möglichst wenig Energie zu verbrauchen, so dass eine längere Bereitschaftszeit und längere Nutzzeiten erhalten werden. Folglich ist ein größerer Energieverbrauch ebenfalls ein wesentlicher Nachteil.
  • Weiterhin beschreibt EP 0 643 477 einen Mischer für eine digitale Kommunikationsanordnung mit Demodulation des ZF-Signals durch einen Sigma-Delta-Modulator. Die Eingangsstufe des Sigma-Delta-Wandlers implementiert ein zeitdiskretes Abtastmittel zum Mischen des ZF-Signals mit einem Basisbandsignal.
  • Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine digitale Kommunikationsanordnung ohne die oben stehenden Nachteile zu schaffen, d. h. eine Anordnung mit einer reduzierten Anzahl externen Schaltungselemente zu ICs und mit einem reduzierten Energieverbrauch.
  • Dazu weist der Mischer das Kennzeichen auf, wie in Anspruch 1 beansprucht. Dadurch wird das Mischen und Abtasten als kombinierter Vorgang durchgeführt, so dass auf vorteilhafte Weise die Komplexität und folglich die Kosten der analogen Schaltungsanordnung weitgehend reduziert werden.
  • Eine Ausführungsform ist in Anspruch 2 beansprucht. Auf vorteilhafte Weise wird die Tiefpasscharakteristik des Filterteils des analogen Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers für die erforderliche Filterung benutzt. Auf vorteilhafte Weise erfolgt zur Weiteren Reduktion der Komplexität der analogen Schaltungsanordnung das Mischen und Abtasten wie in Anspruch 5 beansprucht. In den in Anspruch 4, zurückverweisend auf Anspruch 3, beanspruchten Ausführungsformen werden die ganzen Vorteile des Mischers/Analog- Digital-Wandlers erreicht, und zwar mit Bildzurückweisung unerwünschter Signale und ohne Weiterleitung von Ortsoszillatorsignalen.
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im vorliegenden Fall näher beschrieben. Es zeigen:
  • 1 eine schematische Darstellung eines Blockschaltbildes einer digitalen Kommunikationsanordnung nach der vorliegenden Erfindung,
  • 2 ein Blockschaltbild eines Mischers und einer Abtastanordnung nach der vorliegenden Erfindung,
  • 3 eine Frequenzauftragung des resultierenden Ausgangsspektrums des Bitstroms des Sigma-Delta-Bitstrommischers nach der vorliegenden Erfindung,
  • 4 eine detaillierte Darstellung eines Sigma-Delta-Modulators erster Ordnung, modifiziert nach der vorliegenden Erfindung,
  • 5 eine Schaltungsanordnung zum Implementieren der Modifikation,
  • 6 eine implizit steuerbare Eingangsstufe für komplexe Eingangssignale,
  • 7 bis 9 eine Schaltungsanordnung zum Implementieren der komplexen Modifikation,
  • 10 ein komplexes Eingangsspektrum an einem Eingang des komplexen Mischers, und
  • 11 eine schnelle Fourier-Transformation eines komplexen Bitstroms der herunter gemischten komplexen Eingangssignale.
  • In den Figuren werden für dieselben Elemente entsprechende Bezugszeichen verwendet.
  • 1 zeigt schematisch ein Blockschaltbild einer digitalen Kommunikationsanordnung 1 nach der vorliegenden Erfindung. Der Einfachheit halber sind nur echte Signale dargestellt, aber wie in dem in dem genannten Philips Handbuch beschriebenen Empfänger werden in einem echten Empfänger in der Anordnung 1 I- und Q-Quadratursignale verarbeitet. In einer Empfangsstrecke umfasst die digitale Kommunikationsanordnung 1 einen rauscharmen Verstärker 2, wobei eine Eingangsseite über einen Antennenduplexer 4 mit einer Antenne 3 gekoppelt ist. An der Ausgangsseite ist der Verstärker 2 mit einem Bandpassfilter 5 gekoppelt, das mit einem ersten Eingang 6 einer HF-Mischstufe 7 gekoppelt ist. Ein erstes Ortsoszillatorsignal, beispielsweise mit einer Frequenz von 900 MHz, wird einem zweiten Eingang 8 des Mischers 7 zugeführt. An der Ausgangsseite ist der Mischer 7 mit einem kanalselektiven Bandpassfilter 9 gekoppelt, das weiterhin mit AVR-Mitteln 10 gekoppelt ist. Nach der vorliegenden Erfindung sind in der Anordnung 1 Analog-Digital-Wandlermittel 11 vorgesehen, einschließlich einer steuerbaren Inverterstufe 12 und eines Bitstrom-Analog-Digital-Wandlers 13. Ein zweites Ortsoszillatorsignal, beispielsweise 100 kHz, wird einem Eingang 14 der steuerbaren Inverterstufe 12 zugeführt. An einem Ausgang 15 der Misch- und Abtaststufe 11 sind vorzugsweise Abtastwerte eines Basisbandsignals, das sich in dem HF-Signal befindet, verfügbar, aber im Grunde können die Abtastwerte auch Abtastwerte eines sehr niedrigen ZF-Signals sein, herrührend aus dem zweiten Mischschritt. Die Basisbandabtastwerte werden üblicherweise einem digitalen Signalprozessor 16 zur weiteren Basisbandverarbeitung zugeführt. Im Vergleich zu Architekturen mit direkter Abtastung des ZF-Signals ist in der Architektur nach der vorliegenden Erfindung die Abtastrate der Abtastwerte, die dem DSP zugeführt werden, relativ niedriger, so dass Verarbeitung in dem DSP weniger Energie erfordert. Im Gegensatz zu der Zuführung einer relativ hohen Zwischenfrequenz, wie in der Architektur, wie diese in dem Philips Handbuch beschrieben worden ist, wird in der Architektur nach der vorliegenden Erfindung eine relativ niedrige Zwischenfrequenz zugeführt. Es wird auf diese Art und Weise möglich, das kanalselektive Filter auf einem Chip zu implementieren, d. h. es wird eine wesentliche Reduktion der externen Elemente erzielt. Nach der vorliegenden Erfindung wird die Funktionalität der zweiten Mischstufe und der Analog-Digital-Wandlung kombiniert. Vorzugsweise ist die kombinierte Schaltungsanordnung ein modifizierter Sigma-Delta-Bitstrom Analog-Digital-Wandler.
  • 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Misch- und Abtaststufe 11 nach der vorliegenden Erfindung. Ein Ausgangssignal fs der AVR-Mittel 10, das ZF-Signal von der HF-Stufe wird einem ersten Eingang 20 der steuerbaren Inverterstufe 12 zugeführt und ein Rechtecksignal fmod mit einer Kreisfrequenz ωmod wird einem zweiten Eingang 21 der Inverterstufe 12 zugeführt. Im Grunde verhält sich die steuerbare Inverterstufe wie ein parallel gekoppeltes Paar aus einem Verstärker 22 und einem invertierenden Verstärker 23 wobei eine Ausgangsseite mit einem gesteuerten Schalter 24 gekoppelt ist. Der Schalter 24 wird durch das Rechtecksignal fmod gesteuert. Der Bitstrom-Analog-Digital-Wandler 13 umfasst einen Sigma-Delta-Modulator 25, der auf der Eingangsseite mit dem Schalter 24 gekoppelt ist und auf der Ausgangsseite mit einem Eingang 26 eines digitalen Dezimierungsfilters 27 gekoppelt ist. Die Wirkungsweise eine derartigen Bitstrom-Analog-Digital- Wandlers an sich ist durchaus bekannt. Am Ausgang 28 der Misch- und Abtaststufe 11 sind Basisbandabtastwerte verfügbar, die von dem DSP 16 weiter verarbeitet werden.
  • Die Wirkungsweise der Misch- und Abtaststufe 11 wird nun näher beschrieben. Der steuerbare Inverter 12 multipliziert das eintreffende analoge Signal fs mit dem Rechtecksignal fmod. An einem Ausgang 29 des Schalters 24 wird ein Ausgangssignal fO verfügbar. Für das Ausgangssignal fO gilt die nachfolgende Beziehung: fO = fs·sign[fmod(t)],wobei t die Zeit ist und sign die mathematische Vorzeichenfunktion ist.
  • Wenn eine einzige Frequenz vorausgesetzt wird, wird das Eingangssignal fs(t) = cos(ωst) fO(t) = (2/π)·sin((ωmod – ωs)t) + g(t),wobei g(t) = (2/π)·Σ((sin(2n + 1)ωmodt – ωst)/(2n + 1)) + (2/n)·Σ((sin(2n + 1)ωmodt – ωst)/(2n + 1)),wobei die erste Summierung Σ in g(t) von n = 1 bis ∞, und wobei die zweite Summierung Σ von n = 0 bis ∞ ist, wobei n eine ganze Zahl ist.
  • Es kann auf einfache Art und Weise ermittelt werden, dass das Signal fo(t) aus einem gewünschten herunter gemischten Basisbandsignal und einer Anzahl Bestandteile einer höheren Frequenz in g(t) besteht. Der Bestandteil mit der niedrigsten Frequenz in g(t) ist: Fmin = min (3·ωmod – ωs, ωmod + ωs),wobei min eine minimale Funktion ist, die den minimalen Wert aus zwei Werten selektiert.
  • Die Signalanteile mit Frequenzen höher als fmin sollen in dem Stopband des Filters 27 liegen. Wenn das Filter derart bemessen ist, dass dieses Letztere der Fall ist, tragen diese höheren Frequenzen nur einem Rauschsignal an Ausgang 28 bei. Das HF-Rauschen, das mit dem analogen Eingangssignal fo korreliert ist, wird durch die Tiefpasscharakteristik der Übertragungscharakteristik des Sigma-Delta-Modulators 25 weiter gedämpft.
  • 3 zeigt eine Frequenzauftragung des resultierenden Ausgangsspektrums des Bistroms des Sigma-Delta-Bitstrommischers erster Ordnung nach der vorliegenden Erfindung für fmod = fs = 135 kHz und eine Abtastfrequenz von 13 MHz. Das Spektrum zeigt ein Basisbandspektrum fbase und schnelle abfallende Mischprodukte wie fmin > = 270 kHz. Die Filterstruktur kann ein laufendes Mittelwertfilter sein, dem ein FIR-Filter (Finite Impulse Response) folgt. Vorzugsweise stellt die Frequenz fmin eine Null in der Übertragungsfunktion des laufenden Mittelwertfilters dar. Unter den gegebenen Umständen ist es erwünscht, nicht die erste Null in der Übertragungscharakteristik zum Dämpfen der Fre quenzanteile in g(t) zu verwenden, sondern Nullen bei höheren Frequenzen zu nehmen. Denn Vorteil wird genommen aus einer gesteigerten Dämpfung durch das laufende Mittelwertsfilter.
  • In praktischen Systemen, wie einem GSM-System, umfasst das Signal fs(t) nicht nur Frequenzanteile aus dem selektierten Kanal, sondern auch aus Nachbarkanälen. Denn die Voraussetzung, dass fs(t) = cos(ωst) ist, ist nicht länger gültig. Harmonische in dem Signal fmod verschieben höhere unerwünschte Frequenzanteile in fs(t) in das gewünschte Band. Eine derartige Verschiebung kann dadurch vermieden werden, dass ωmod >> ωs gewählt wird, so dass unerwünschte Frequenzanteile aus dem betreffenden Band verschoben werden, oder durch eine strikte Bandbegrenzung fs, so dass Folgendes für alle Frequenzen gilt: ω < ωs.
  • 4 zeigt eine detaillierte Darstellung eines Sigma-Delta-Modulators erster Ordnung, modifiziert entsprechend der vorliegenden Erfindung. Die dargestellte Ausführungsform ist in Form einer geschalteten Kondensatorschaltung. Die Schalter darin sind schematisch dargestellt. In einer IC-Ausführungsform sind derartige Schalter gesteuerte Halbleiterschalter. Eine modifizierte Eingangsstufe 12 der Misch- und Abtaststufe 11, ausgebildet als ein symmetrischer, modifizierter herkömmlicher Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler, d. h. hat verschiedene Eingänge 40A und 40B, umfasst eine Reihenschaltung aus einem Schalter 41A, einem Kondensator 42A und einem Schalter 43A, der mit dem Eingang 40A gekoppelt ist und auf gleich Weise aus einem Schalter 41B, einem Kondensator 42B und einem Schalter 43B. Der Eingang 40A ist mit einem Knotenpunkt zwischen dem Schalter 41B und dem Kondensator 42B über einen Schalter 44 gekoppelt und der Eingang 40B ist über einen Schalter 45 mit einem Knotenpunkt zwischen dem Schalter 41A und dem Kondensator 42A gekoppelt. Ein Knotenpunkt zwischen dem Kondensator 42A und dem Schalter 43A ist über die Schalter 60A und 60B mit einem Knotenpunkt zwischen dem Kondensator 42B und dem Schalter 43B gekoppelt. Der Sigma-Delta-Modulator und das digitale Dezimierungsfilter an sich haben eine herkömmliche Konstruktion. Dargestellt ist ein geschalteter Kondensator-Sigma-Delta-Modulator mit einer Anordnung von Schaltern und Kondensatoren mit Schaltern 46A, 47A, 48A, 49A, 50A und einem Kondensator 51A, und symmetrische Schalter 46B, 47B, 48B, 49B, 50B und einen Kondensator 51B. Diese Anordnung ist mit einem symmetrischen Operationsverstärker 52 mit Rückkopplungskondensatoren 53A und 53B gekoppelt. Der Operationsverstärker 52 ist mit einer Vergleichs stufe 54 gekoppelt, wobei an einem Ausgang derselben die gewünschten Daten verfügbar sind. Ein Ausgang 55 der Vergleichsstufe ist weiterhin mit einem Dateneingang 56 eines Zeitgenerators 57 mit einem Takteingang 58 verbunden. Der Zeitgenerator 57 liefert den Schaltern der geschalteten Kondensatoreingangsstufe und dem Modulator Steuersignale. Ein Steuersignal C (Ladung) steuert die Schalter 47A und 47B. Ein Steuersignal B (Vorladung) steuert die Schalter 46A und 46B. Ein Steuersignal PE (Vorladung früh) Steuert die Schalter 48A und 48B und weiterhin die Schalter 60A und 60B. Ein Steuersignal CE (Ladung früh) steuert die Schalter 43A und 43B. Weiterhin sind Steuersignale DP und DN verfügbar zum Implementieren der von Daten unabhängigen Rückkopplungsschleife des Sigma-Delta-Modulators. Die Schalter 50A und 50B werden von dem Signal DP gesteuert und die Schalter 49A und 49B werden von dem Signal DN gesteuert. Wenn ein logisches "0" Signal zurückgekoppelt wird, ist das Signal DN = CE, und wenn ein logisches "1" Signal zurückgekoppelt wird, ist das Signal DP = CE. Ein Bezugssignal VREF wird einem Knotenpunkt zwischen den Schaltern 46B und 47A, sowie einem Knotenpunkt zwischen den Schaltern 48A und 48B zugeführt.
  • 5 zeigt eine Schaltungsanordnung zum Implementieren der Modifikation des Sigma-Delta-Modulators erster Ordnung. Die Steuersignale P und C des herkömmlichen Sigma-Delta-Modulators werden Eingängen von XOR (eXclusive OR-gates) 70 bzw. 71 zugeführt. Das Signal fmod wird anderen Eingängen von XORs zugeführt, wobei diese Eingänge miteinander verbunden sind. An den betreffenden Ausgängen 72 und 73 der XORs sind modifizierte Steuersignale IP und IC verfügbar entsprechend den Steuersignalen P und C. Die Signale IP und IC werden nur zur Steuerung der Schalter 41A, 42B, 44 und 45 verwendet, wobei die Schalter 41A und 41B von dem Signal IP gesteuert werden und wobei die Schalter 44 und 45 von dem Signal IC gesteuert werden. fmod ist synchron zu den geschalteten Kondensatorsteuersignalen C, CE, P und PE, die zur Steuerung des restlichen Teils des modifizierten geschalteten Kondensator-Sigma-Delta-Wandlers verwendet wird. Auf vorteilhafte Weise schaltet fmod nur dann, wenn die Eingangsschalter 43A und 43B offen sind, so dass Durchführung durch den Ortsoszillator vermieden wird.
  • Die Wirkungsweise eines derartigen geschalteten Kondensator-Sigma-Delta-Modulators an sich ist bekannt und wird nur kurz beschrieben. Eine Eingangsspannung zwischen den Eingängen 40A und 40B wird an den Eingangsabtastkondensatoren 42A und 42B. Die an den Eingangskondensatoren gespeicherte Ladung wird zu dem Operationsver stärker 54 weiter geleitet, der die Ladung an den Eingangsabtastkondensatoren 42A und 42B an den betreffenden Integrationskondensatoren 53A und 53B speichert. Die Ladung an den Integrationskondensatoren 53A und 53B wird zum Schluss mit einer datenabhängigen Ladung verarbeitet, die über die Kondensatoren 51B und 51A in der Rückkopplungsstufe von der Spannung VREF herrührt. Welche Daten (eine logische "0" oder eine logische "1") verarbeitet werden sollen wird von der Vergleichsstufe 54 entschieden. Das Datensignal an dem Ausgang 55 wird dem Timing-Generator 57 zugeführt zum Erzeugen der Steuersignale PE, P, CE und C. Die Steuersignale in der Rückkopplungsstufe (DP = CE oder DN = CE) sind datenabhängig und werden deswegen auch von dem Timing-Generator 57 erzeugt. Zusätzlich zu dieser bekannten Analog-Digital-Umwandlungsfunktion wird eine Mischfunktion verwirklicht, und zwar durch Modifikation der Steuersignale P und C zu den Steuersignalen IP und IC, wie beschrieben. Das digitale Signal fmod bestimmt die Polarität der abgetasteten Ladung an den Kondensatoren 42A und 42B. Im Wesentlichen funktioniert die Eingangsstufe als eine Gilbertzelle, wodurch fmod ein binäres Signal (+1, –1).
  • 6 zeigt eine zugehörige steuerbare Eingangsstufe für komplexe Eingangssignale. Bestandteile eines komplexen ZF-Signals sind differentiell verfügbar zwischen den Klemmen 61A und 61B, bzw. den Klemmen 62A und 62B. Die komplexen Bestandteile, die meistens als I- und Q-Signale bezeichnet werden, werden den Kondensatoren 63A und 63B bzw. den Kondensatoren 64A und 64B zugeführt. Dazu befinden sich die Schalter 65A und 65B, 66A und 66B, 67A und 67B und 68A und 68B in einer modifizierten Eingangsschaltung eines geschalteten Kondensator-Sigma-Delta-Modulators. Weiterhin befinden sich die Schalter 69A und 69B und 70A und 70B in der Eingangsschaltung, gesteuert von den nicht modifizierten Steuersignalen PE bzw. CE. Für die komplexe Implementierung sind zwei derartiger modifizierter geschalteter Kondensator-Sigma-Delta-Wandler erforderlich zum Erzeugen von I- und Q-Datenausgangssignalen. Auf der rechten Seite der gestrichelten Linie umfasst die komplexe Mischstufe eine Schaltungsanordnung ähnlich wie die Schaltungsanordnung 13 aus 4, sei es in doppelter Ausführung.
  • 7 bis 9 zeigen eine Schaltungsanordnung zum Implementieren der komplexen Modifikation
  • 7 und 8 zeigen Schaltungsanordnungen ähnlich wie die Schaltungsanordnung aus 5. Die Schaltungsanordnung nach 7 besteht aus zwei XORs 80 und 81 und die Schaltungsanordnung nach 8 besteht aus zwei XORs 82 und 83. Den Schal tungsanordnungen aus den 7 und 8 werden Quadratur-Ortsoszillatorsignale fmod und fmodQ zugeführt. Die Schaltungsanordnung nach 7 erzeugt phasengleiche Steuersignale IP und IC aus den Steuersignalen P und C und die Schaltungsanordnung nach 8 erzeugt Quadratursteuersignale aus den Steuersignalen P und C. Das Signal IP steuert die Schalter 65A und 65B, das Signal IC steuert die Schalter 66A und 66B. Das Signal OP steuert die Schalter 67A und 67B und das Signal QC steuert die Schalter 68A und 68B.
  • 9 zeigt das Schalten der Quadraturoszillatorsignale fmodI und fmodQ zu der komplexen Mischerstruktur. Die Signale fmodI und fmodQ werden unmittelbar betreffenden Quadratureingängen für Ortsoszillatorsignale zugeführt, wie in den 7 und 8 dargestellt. Dadurch erzeugt der entsprechende Mischer/Analog-Digital-Wandler phasengleiche Basisbandabtastwerte an einem Datenausgang. Zur Steuerung des Quadraturteils des Mischers wird zunächst das Signal fmodI von einem Inverter 84 invertiert und danach wird das invertierte fmodI Signal und das nicht invertierte Signal fmodQ einer ähnlichen Schaltungsanordnung wie in den 7 und 8 kreuzweise zugeführt.
  • 10 zeigt ein komplexes Eingangsspektrum an den Eingängen 61A und 61B, 62A und 62B des Quadraturteils und an entsprechenden Eingängen des phasengleichen Teils des komplexen Mischers. Die Größe des Eingangsspektrums ist als eine Funktion der Frequenz aufgetragen. Das komplexe Eingangsspektrum zeigt einen gewünschten Kanal 90 und einen angrenzenden oder Nachbarkanal 91. Der komplexe Mischer soll den gewünschten Kanal nach rechts schieben und den Nachbarkanal zurückweisen. In dem gegebenen Beispiel, wo die Ortsoszillatorfrequenz 100 kHz ist, wird der gewünschte Kanal von –120 kHz auf –20 kHz verschoben.
  • 11 zeigt eine schnelle Fourier Transformation eines komplexen Bitstroms von herunter gemischten komplexen Eingangssignalen. Auf der horizontalen Achse ist die Frequenz in Hz dargestellt. Vertikal ist die Größe der FFT des komplexen Bitstroms dargestellt. Wie in dem Spektrum zu sehen, ist das erwünschte Eingangssignal, wie in 10 dargestellt, nach rechts verschoben. Frequenzspitzen des Eingangssignals sind durch die Bezugszeichen 100 und 101 angegeben. Verzerrungsspitzen durch Vermischung mit einer Rechteckwelle sind durch die Bezugszeichen 102 und 103 angegeben. Auf diese Weise erreicht der komplexe Mischer nach der vorliegenden Erfindung eine zugehörige Bildzurückweisung unerwünschter Signale, die in dem Mischprozess erzeugt worden sind. Wegen der Verwendung der geschalteten Kondensatorlogik tritt kein Ortsoszillatordurchführungssignal auf.
  • Im Hinblick auf das Obenstehende dürfte es einem Fachmann einleuchten, dass im Rahmen der vorliegenden Erfindung viele Abwandlung möglich sind, wie nachstehend durch die beiliegenden Patentansprüche definiert, und dass die vorliegende Erfindung folglich nicht auf die gegebenen Beispiel begrenzt ist.

Claims (9)

  1. Mischer mit analogen und digitalen Umwandlungsmitteln (11) zum Umwandeln eines ersten ZF-Signals in einer Kommunikationsanordnung in Basisbandsignalabtastwerte eines gewünschten Basisbandsignals in einem HF-Signal, das von der Kommunikationsanordnung empfangen worden ist, wobei die analogen und digitalen Umwandlungsmittel eine Stufe (12) aufweisen zum Empfangen des ersten ZF-Signals und einer Rechteckwelle, sowie einen Bitstrom-Analog-Digital-Wandler (13), der mit einem Ausgang der Stufe gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Stufe (12) eine steuerbare Inverterstufe ist zum Multiplizieren des ersten ZF-Signals mit der Rechteckwelle.
  2. Mischer nach Anspruch 1, wobei der Bitstrom-Analog-Digital-Wandler ein geschalteter Kondensator-Signal-Delta-Analog-Digital-Wandler ist mit einem geschalteten Kondensator-Sigma-Delta-Modulator (25), der mit einem digitalen Dezimierungsfilter (27) gekoppelt ist, wobei das Filter unerwünschte Frequenzanteile in einem Ausgangsspektrum eines Ausgangssignals der steuerbaren Inverterstufe ausfiltert.
  3. Mischer nach Anspruch 2, wobei der Wandler (13) ein komplexer Wandler ist, bestehend aus zwei Sigma-Delte-Modulatoren mit modifizierten Eingangsstufen und zugehörigen Ortsoszillatorsignalen.
  4. Mischer nach Anspruch 2 oder 3, wobei die steuerbare Inverterstufe (12) durch zugehörige Steuersignale zur Steuerung der geschalteten Kondensator-Sigma-Delta-Modulatoren in Kraft gesetzt wird.
  5. Mischer nach Anspruch 2, wobei das analoge und digitale Umwandlungsmittel ein modifizierter herkömmlicher Sigma-Delta-Wandler ist, von dem eine Eingangsstufe (61A–70B) derart modifiziert ist, dass diese die steuerbare Inverterstufe umfasst, wobei der modifizierte, herkömmliche Sigma-Delta-Wandler funktionell eine zweite Mischstufe ist, die mit einer Abtaststufe zum Heruntermischen des ersten ZF-Signals zu einem Basisband oder zu einem sehr niedrigen ZF-Signal und zum Abtasten des herunter gemischten Signals kombiniert ist.
  6. Mischer nach Anspruch 2, wobei das digitale Dezimierungsfilter (27) ein laufendes Mittelwertfilter mit einem nachfolgenden Endimpulsanwortfilter zum Durchführen einer Tiefpassfilterung mit Nullen an unerwünschten Harmonischen durch Heruntermischung mit einem Rechtecksignal.
  7. Mischer nach Anspruch 1, wobei der Bitstrom-Analog-Digital-Wandler ein Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler (25) ist mit einem Sigma-Delta-Modulator, der mit einem digitalen Dezimierungsfilter (27) gekoppelt ist, wobei das Filter unerwünschte Frequenzanteile in einem Ausgangsspektrum eines Ausgangssignals der steuerbaren Inverterstufe filtert.
  8. Mischer nach Anspruch 1 oder 7, wobei der Mischer ein Quadraturmischer ist.
  9. Digitale Kommunikationsanordnung mit einem Empfänger (2, 5, 7) zum Empfangen eines HF-Signals, wobei die Anordnung einen Mischer (11) nach einem der Ansprüche 1 bis 8 aufweist, wobei der Empfänger eine Mischstufe (7) aufweist zum Heruntermischen des HF-Signals zu dem ersten ZF-Signal.
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EP97202492 1997-08-12
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