DE69834964T2

DE69834964T2 - Verfahren und Vorrichtung zur effizienten Wiederübertragung mittels Symbolakkumulation

Info

Publication number: DE69834964T2
Application number: DE69834964T
Authority: DE
Inventors: Tao San Diego CHEN; Jr Edward G. San Diego Tiedemann; Joseph P. Odenwalder; Serge Willenegger
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-11-13
Filing date: 1998-11-12
Publication date: 2007-01-25
Anticipated expiration: 2018-11-13
Also published as: JP5074355B2; FI117842B; HK1032163A1; FI20001071A; RU2000114892A; EP1720278A1; FI20060720A; IL136065A; BR9814863A; US6101168A; EP1592162A2; DE69835447T2; JP2006254490A; NO334851B1; IL164827A0; KR20060103284A; EP1720278B1; CN100525169C; CA2309932A1; EP1033005A1

Description

I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Datenkommunikation. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung ein neues und verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung für die effiziente Neuübertragung von Daten unter Verwendung von Symbolakkumulation.
II. Beschreibung verwandter Technik
Die Verwendung von Code-Multiplexvielfachzugriff-(CDMA = code division multiple access)-Modulationstechniken ist eine von mehreren Techniken zum Ermöglichen von Kommunikationen, bei denen eine große Anzahl. von Systemnutzern vorhanden ist. Andere Vielfachzugriffkommunikationssystemtechniken, wie beispielsweise Zeit-Multiplexvielfachzugriff (TDMA = time division multiple access) und Frequenz-Multiplexvielfachzugriff (FDMA = frequency division multiple access) sind in der Technik bekannt. Jedoch besitzen die Spreizspektrummodulationstechniken von CDMA erhebliche Vorteile über anderen Modulationstechniken für Vielfachzugriff-Kommunikationssysteme.
Die Verwendung von CDMA-Techniken in einem Vielfachzugriff-Kommunikationssystem ist in US-Patent Nr. 4,901,307 mit dem Titel "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS" des Anmelders der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die Verwendung von CDMA-Techniken in einem Vielfachzugriff-Kommunikationssystem ist ferner offenbart in dem US-Patent Nr. 5,103,459 mit dem Titel "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" des Anmelders der vorliegenden Erfindung. Ferner kann das CDMA-System aufgebaut sein, um dem "TIA/EIA/IS-95A Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System", der nachfolgend als der IS-95A-Standard bezeichnet wird, zu entsprechen.
CDMA, aufgrund seiner inhärenten Natur eines Breitbandsignals bietet eine Art der Frequenzvielfalt bzw. -diversity durch Spreizen der Signalenergie über eine große Bandbreite. Daher beeinträchtigt ein frequenzselektives Fading nur einen geringen Teil der CDMA-Signalbandbreite. Raum- oder Pfadvielfalt bzw. -diversity wird erhalten durch Vorsehen multipler Signalpfade durch simultane Verbindungen zu einem mobilen Nutzer oder eine entfernte Station durch zwei oder mehr Basisstationen. Ferner kann Pfadvielfalt erhalten werden durch Ausnutzen der Multipfadumgebung durch Spreizspektrumverarbeitung durch Erlauben von Signalen, die mit unterschiedlichen Ausbreitungsverzögerungen ankommen, separat empfangen und verarbeitet werden. Beispiele einer verbesserten Demodulation unter Verwendung von Pfadvielfalt sind in dem US-Patent Nr. 5,101,501 mit dem Titel "METHOD AND SYSTEM FOR PROVIDING A SOFT HANDOFF IN COMMUNICATIONS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", und US-Patent Nr. 5,09,390 mit dem Titel "DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" des Anmelders der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Die Rückwärtsverbindung bezieht sich auf eine Übertragung von einer entfernten Station zu einer Basisstation. Bei der Rückwärtsverbindung wirkt jede übertragende entfernte Station als eine Interferenz zu anderen entfernten Stationen in dem Netzwerk. Daher ist die Rückwärtsverbindungskapazität begrenzt durch die Gesamtinterferenz, die eine entfernte Station von anderen entfernten Stationen erfährt. Das CDMA-System erhöht die Rückwärtsverbindungskapazität durch Übertragen von weniger Bits, um dadurch weniger Leistung zu verwenden und Interferenz zu reduzieren, wenn der Nutzer nicht spricht.
Die Vorwärtsverbindung bezieht sich auf eine Übertragung von einer Basisstation zu einer entfernten Station. Bei der Vorwärtsverbindung wird die Übertragungsleistung der Basisstation aus unterschiedlichen Gründen gesteuert. Eine hohe Übertragungsleistung von der Basisstation kann exzessive Interferenz mit anderen Basisstationen bewirken. Wenn alternativ die Übertragungsleistung der Basisstation zu gering ist, kann die entfernte Station fehlerhafte Datenübertragungen empfangen. Terrestrisches Kanalfading und andere bekannte Faktoren können die Qualität des Vorwärtsverbindungssignals, wie es durch die entfernte Station empfangen wird, beeinträchtigen. Infolge dessen versucht die Basisstation die Übertragungsleistung des Signals für jede entfernte Station einzustellen, um das gewünschte Leistungsniveau an der entfernten Station beizubehalten.
Die Vorwärtsverbindung und die Rückwärtsverbindung sind in der Lage eine Datenübertragung mit variablen Datenraten vorzunehmen. Ein Verfahren zum Übertragen von Daten in Datenpaketen mit fester Größe, bei der die Datenquelle, Daten mit einer variablen Datenrate vorsieht, ist im Detail im US-Patent Nr. 5,504,773 mit dem Titel "METHOD AND APPARATUS FOR THE FORMATTING OF DATA FOR TRANSMISSION" der Anmelderin der vorliegenden Erfindung beschrieben. Daten werden in Datenpakete (oder Pakete) partitioniert und jedes Datenpaket wird dann in ein codiertes Paket codiert. Typischerweise besitzen die codierten Datenpakete eine vorbestimmte Dauer bzw. Länge. Zum Beispiel ist gemäß dem IS-95A-Standard für die Vorwärtsverbindung jedes codierte Paket 20 Millisekunden breit und bei einer 19,2-Kbps-Symbolrate enthält jedes codierte Paket 384 Symbole. Ein Rate-1/2-oder ein Rate-3/4-Faltungscodierer wird verwendet zum Codieren der Daten, und zwar in Abhängigkeit von der Anwendung. Bei der Verwendung eines Rate 1/2 Codierers ist die Datenrate ungefähr 9,6 Kbps. Bei der 9,6-Kbps-Datenrate gibt es 172 Datenbits, 12 zyklische Redundanzprüfungs-(CRC = cyclic redundancy check)-Bits und 8 Codeendbits pro Datenpaket. Bei niedrigeren Datenraten wie beispielsweise 4,8 Kbps, 2,4 Kbps oder 1,2 Kbps werden die Codesymbole innerhalb des codierten Pakets N_S Male wiederholt, um eine konstante 19,2-Kbps- Symbolrate beizubehalten. Eine Symbolwiederholung wird durchgeführt, um Zeitdiversity vorzusehen, welche die Decodierleistung in einem beeinträchtigten Kanal verbessert. Zum Minimieren der Übertragungsleistung und zum Erhöhen der Systemkapazität wird das Übertragungsleistungsniveau von jedem Symbol gemäß der Wiederholungsrate N_S skaliert.
Gemäß dem IS-95A-Standard wird jedes Datenpaket blockcodiert mit einem CRC-Polynom und dann faltungsmäßig codiert. Das codierte Paket wird von der Quellvorrichtung zu der Zielvorrichtung übertragen. An der Zielvorrichtung wird das empfangene Paket demoduliert und faltungsmäßig decodiert mit einem Viterbi-Decodierer. Die decodierten Daten werden dann durch einen CRC-Überprüfer überprüft, um zu bestimmen, ob das empfangene Paket korrekt oder fehlerhaft decodiert wurde. Die CRC-Überprüfung ist nur in der Lage zu bestimmen, ob ein Fehler innerhalb des decodierten Pakets vorhanden ist. Die CRC-Überprüfung ist nicht in der Lage den Fehler zu korrigieren. Daher ist ein weiterer Mechanismus erforderlich, um eine Korrektur von Datenpaketen zu erlauben, die fehlerhaft empfangen wurden.
Eine Publikation von Wicker S. B. et al mit dem Titel "TYPE II HYBRID-ARQ PROTOCOLS USING PUNCTURED MDS CODES" IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, IEEE INC. Band 42 Nr. 2/3/4, Februar 1994, Seiten 1431 bis 1440 verwendet maximalabstandseparierbare (MDS = Maximum Distance Separable) Codes für Typ II Hybrid ARQ-Protokolle. Im Abschnitt IV erklärt die Publikation wie die Codes aufgebaut sind. Die Codewörter von einem Code werden punktiert, um Codewörter in zwei anderen Codes zu bilden. Eine Publikation von Buch G. et al mit dem Titel "TO COMPRESS OR NOT TO COMPRESS?', GLOBAL TELECOMMUNICATIONS CONFERENCE (GLOBECOM), IEEE, US, Band SUPP, 18. November 1996 Seiten 198 bis 203 lehrt Situationen mit schlechten oder mittleren Kanälen, bei denen es nicht wert ist, sie zu komprimieren. Die Autoren dieses Dokuments schlagen vor die Redundanz in der Quelle zu lassen und die Redundanz an dem Kanaldecodierer zu verwenden, um Information a priori für das nächste Quellbit abzuleiten.
Eine Publikation von Narayanan K.R. et al veröffentlicht in IEEE, US, Band VOL. 2 CONF 47, 4. Mai 1997, Seiten 1029 bis 1033 evaluiert mehrere Schemata für Vorwärtsfehlerkorrektur-(FEC = Forward Error Correction)-Verschachtelung und für automatische Wiederholungsanforderung (ARQ = Automatic Repeat Request) für die Übertragung von Paketdaten über IS-136-TDMA. Die Erfindung des Anmelders ist geeignet für die Verwendung mit einer drahtlosen Architektur, die in einem IS-95-CDMA-System arbeitet.
Eine Publikation von Farley R.O. et al veröffentlicht in IEEE, Band VOL. 1, 23. Juni 1995, Seiten 260 bis 266 beschreibt, das sich das ATM-Protokoll als ein universeller Standard etabliert und das Anwendungen von Kommunikationen, die auf Paketen mit konstanter Länge basieren in einer drahtlosen Umgebung vorhersehbar sind. Diese Veröffentlichung schlägt Antennenvielfalt bzw. Diversity-Techniken vor, einschließlich des Betriebs an einer Paketbasis kombiniert mit Codierung, welche empfohlen wird als Mittel zum Verbessern der Drahtlosverbindungen und um zu erlauben, dass sich ATM-bezogene Protokolle hinsichtlich der Verlässlichkeit von drahtlosen Verbindungen ausdehnen und um zu erlauben, dass sich ATM-bezogene Protokolle auf eine drahtlose Umgebung ausdehnen.
Die europäische Veröffentlichung Nr. EP 0 771 092 (Nokia Mobile Phones Limited) beschreibt ein Verfahren zum Übertragen von Paketdaten mit einem Hybrid-FEC/ARC-Typ II in einem GSM-System. Die europäische Veröffentlichung Nr. EP 0 797 327 (Lucent Techologies Inc.) beschreibt ein Verfahren für adaptive Hybrid-ARC-Codierschemata für Langsamfadingkanäle in Mobilfunksystemen. Der Zustand des Kanals wird implizit bestimmt durch den Transmitter basierend auf der Frequenz von Bestätigungen (ACKs und NACKs), die von dem Empfänger empfangen werden. Da ein NACK eine schwache Signalstärke impliziert, wird die Coderate des FEC reduziert. Wenn ein ACK empfangen wird, kann die Coderate erhöht werden.
DIE ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung, wie sie durch die nachfolgenden Ansprüche definiert wird, ist ein neues und verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung für die effiziente Neuübertragung von Daten unter Verwendung von Symbolakkumulation. Bei der vorliegenden Erfindung tritt eine Datenübertragung von einer Quellvorrichtung zu einer Zielvorrichtung in der nominalen Art und Weise auf. Die Zielvorrichtung empfängt die Datenübertragung, demoduliert das Signal und decodiert die Daten. Bei der beispielhaften Ausführungsform sind die Daten in Datenpakete partitioniert, welche innerhalb eines Rahmens einer Zeitperiode übertragen werden. Als Teil des Decodiervorgangs führt die Zielvorrichtung die CRC-Überprüfung des Datenpakets durch, um zu bestimmen, ob das Paket fehlerhaft empfangen wurde. In der beispielhaften Ausführungsform überträgt die Zielvorrichtung, wenn ein Paket fehlerhaft empfangen wurde, eine NACK-Nachricht an die Quellvorrichtung.
Bei der beispielhaften Ausführungsform spricht die Quellvorrichtung auf die NACK-Nachricht an, durch eine erneute Übertragung des fehlerhaft empfangenen Pakets, und zwar gleichzeitig mit der Übertragung des neuen Datenpakets. Die Zielvorrichtung empfängt die Datenübertragung und die Neuübertragung, demoduliert das Signal und separiert die empfangenen Daten in das neue Paket und das erneut übertragene Paket. Die Zielvorrichtung akkumuliert dann die Energie des empfangenen neu übertragenen Pakets mit der Energie, die schon durch die Zielvorrichtung für das fehlerhaft empfangene Paket akkumuliert wurde. Die Zielvorrichtung versucht dann das akkumulierte Datenpaket zu decodieren. Die Akkumulation der zusätzlichen Energie, die durch nachfolgende Neuübertragung vorgesehen wird, verbessert die Wahrscheinlichkeit einer korrekten Decodierung. Alternativ kann die Zielvorrichtung das neu übertragene Paket selbst decodieren ohne Kombinieren der zwei Pakete. In beiden Fällen kann die Durchsatzrate verbessert werden, da das fehlerhaft empfangene Paket gleichzeitig mit der Übertragung des neuen Datenpakets erneut übertragen wird.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung die Durchsatzrate eines Kommunikationssystems in der Gegenwart von Kanalbeeinträchtigungen beizubehalten. In der beispielhaften Ausführungsform wird ein Datenpaket, das fehlerhaft empfangen wurde erneut durch die Quellvorrichtung übertragen, und zwar gleichzeitig mit dem neuen Datenpaket innerhalb derselben Zeitperiode. Alternativ kann das fehlerhaft empfangene Paket auf einem zusätzlichen Verkehrskanal erneut übertragen werden, der unabhängig von dem Verkehrskanal ist, der verwendet wird zum Übertragen des neuen Pakets. Da das erneut übertragene Paket die Übertragung des neuen Pakets nicht verzögert oder behindert, wird die Durchsatzrate während der erneuten Übertragung des fehlerhaft empfangenen Pakets beibehalten.
Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung die Kapazität des Kommunikationskanals zu maximieren durch erneute Übertragung des fehlerhaft empfangenen Pakets mit der minimalen Energiemenge, so dass die Akkumulation der Energie der Übertragung und der erneuten Übertragung die korrekte Decodierung des Pakets zur Folge hat. Das fehlerhaft empfangene Paket kann mit weniger Energie pro Bit erneut übertragen werden als das neue Paket, das zum ersten Mal übertragen wird. An der Zielvorrichtung wird die Energie für jedes Symbol in dem fehlerhaft empfangenen Paket akkumuliert mit der Energie jedes Symbols in dem erneut übertragenen Paket. Die akkumulierten Symbole werden dann decodiert.
Es ist noch ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung die Leistung der Decodierung der fehlerhaft empfangenen Pakete zu verbessern durch das Durchführen der maximalen Verhältniskombinierung der übertragenen und erneut übertragenen Pakete. Für ein Kommunikationssystem, das kohärente Demodulation mit der Verwendung eines Pilotsignals unterstützt, führt die Zielvorrichtung ein Skalarprodukt der empfangenen Symbole mit dem Pilotsignal durch. Das Skalarprodukt gewichtet jedes Symbol gemäß der Signalstärke des empfangenen Signals und hat die maximale Verhältniskombination zur Folge. Innerhalb einer Übertragung oder einer erneuten Übertragung werden die Skalarwerte von jeder Skalarproduktschaltung, welche einem Signalpfad zugewiesen sind kohärent kombiniert zum Erhalten kombinierter Skalarwerte. Die kombinierten Skalarwerte von mehreren Übertragungen und erneuten Übertragungen werden auch kohärent kombiniert. Das Skalarprodukt und die kohärente Kombination verbessern die Leistung des nachfolgenden Decodierschritts. Für ein Kommunikationssystem, das kein Pilotsignal überträgt, werden die Symbole von mehreren Übertragungen und Neuübertragungen skaliert, gemäß den empfangenen Signal-zu-Rauschverhältnissen der empfangenen Übertragung oder der erneuten Übertragungen vor einer Akkumulation.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch die nachfolgende, detaillierte Beschreibung verdeutlicht in Kombination mit den Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen in entsprechender Weise verwendet werden; in den Zeichnungen zeigt:
1 ein beispielhaftes Diagramm des Kommunikationssystems der vorliegenden Erfindung, das eine Vielzahl von Basisstationen in Kommunikation mit einer entfernten Station zeigt;
2 ein Blockdiagramm einer beispielhaften Basisstation und einer beispielhaften entfernten Station;
3 ein Blockdiagramm eines beispielhaften Vorwärtsverkehrskanalübertragungssystems;
4 ein beispielhaftes Blockdiagramm eines alternativen Modulators;
5 ein Blockdiagramm eines beispielhaften Faltungscodierers;
6 ein Blockdiagramm eines beispielhaften Demodulators innerhalb der entfernten Station;
7 ein Blockdiagramm eines beispielhaften Pilotkorrelators;
8 ein Blockdiagramm eines beispielhaften Decodierers innerhalb der entfernten Station; und
9 ein Blockdiagramm einer beispielhaften Architektur, welche Datenübertragung über mehrere Codekanäle unterstützt.
DETALLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Zur Vereinfachung der folgenden Beschreibung wird die Übertragung und erneute Übertragung von Datenpaketen von einer Quellvorrichtung zu einer Zielvorrichtung beschrieben, und zwar unabhängig davon ob die Quellvorrichtung eine Basisstation 4 oder eine entfernte Station 6 ist. Die vorliegende Erfindung ist in gleicher Weise anwendbar für Datenübertragung durch die Basisstation 4 auf der Vorwärtsverbindung und Datenübertragung durch die entfernte Station 6 auf der Rückwärtsverbindung.
I. Schaltungsbeschreibung
Gemäß den Figuren, repräsentiert 1 ein beispielhaftes Kommunikationssystem der vorliegenden Erfindung, das aus mehreren Basisstationen 4 aufgebaut ist, die mit mehreren entfernten Stationen 6 (es ist zur Vereinfachung nur eine entfernte Station 6 dargestellt) kommunizieren. Eine Systemsteuerung 2 ist mit allen Basisstationen 4 in dem Kommunikationssystem und dem öffentlichen vermittelten Telefonnetz (PSTN = public switched telephone network) 8 verbunden. Die Systemsteuerung 2 koordiniert die Kommunikation zwischen Nutzern, die mit dem PSTN 8 verbunden sind und Nutzern an entfernten Stationen 6. Eine Datenübertragung von der Basisstation 4 zu der entfernten Station 6 tritt auf der Vorwärtsverbindung auf über Signalpfade 10 und eine Übertragung von der entfernten Station 6 zu der Basisstation 4 tritt auf der Rückwärtsverbindung auf über Signalpfade 12. Der Signalpfad kann ein gerader Pfad sein, wie beispielsweise der Signalpfad 10a oder ein reflektierter Pfad wie beispielsweise der Signalpfad 14. Der reflektierte Pfad 14 wird erzeugt, wenn das Signal, das von der Basisstation 4a übertragen wird von einer Reflektionsquelle 16 reflektiert wird und an einer entfernten Station 6 über einen unterschiedlichen Pfad, als den geraden Pfad, ankommt. Obwohl sie in 1 als ein Block dargestellt ist, ist die Reflektionsquelle 16 ein Artefakt in der Umgebung, in der die entfernte Station 6 arbeitet, zum Beispiel ein Gebäude oder andere Strukturen.
Ein beispielhaftes Blockdiagramm der Basisstation 4 und der entfernten Station 6 der vorliegenden Erfindung ist in 2 dargestellt. Die Datenübertragung auf der Vorwärtsverbindung hat ihren Ursprung von einer Datenquelle 120, welche die Daten in Datenpaketen für den Codierer 122 vorsieht. Ein beispielhaftes Blockdiagramm des Codierers 122 ist in 3 dargestellt. Innerhalb des Codierers 122 blockcodiert ein CRC-Codierer 312 die Daten mit einem CRC-Polynom, das in der beispielhaften Ausführungsform mit dem IS-95A-Standard konform ist. Der CRC-Codierer 312 hängt die CRC-Bits an und fügt einen Satz von Codeendbits in das Datenpaket ein. Das formatierte Datenpaket wird an einen Faltungscodierer 314 vorgesehen, der eine Faltungscodierung der Daten durchführt und das codierte Datenpaket an einen Symbol-Repeater bzw. -Wiederholer 316 vorsieht. Der Symbol-Repeater 316 wiederholt die codierten Symbole N_S-Male, zum Vorsehen einer konstanten Symbolrate an dem Ausgang des Symbol-Repeaters 316, und zwar unabhängig von der Datenrate des Datenpakets. Die wiederholten Daten werden an einen Blockinterleaver bzw. -verschachteler 318 vorgesehen, der die Symbole neu ordnet und die verschachtelten Daten an einen Modulator (MOD) 124 vorsieht. Ein Blockdiagramm eines beispielhaften Modulators 124a ist in 3 dargestellt.
Innerhalb des Modulators 124a werden die verschachtelten Daten durch Multiplizierer 330 mit dem langen PN-Code gespreizt, der die entfernte Station 6 identifiziert, an die die Daten übertragen werden. Die lang-PN-gespreizten Daten werden an den Multiplizierer 332 vorgesehen, der die Daten mit dem Walsh-Code abdeckt bzw. codiert, und zwar entsprechend dem Verkehrskanal, der der entfernten Station 6 zugewiesen ist. Die walshabgedeckten Daten werden ferner gespreizt mit den kurzen PNI- und PNQ-Codes durch Multiplizierer 334a und 334b. Die kurz-PN-gespreizten Daten werden an den Transmitter (TMTR) 126 (siehe 2) vorgesehen, der das Signal filtert, moduliert und verstärkt. Das modulierte Signal wird durch den Duplexer 128 geroutet und von der Antenne 130 auf dem Vorwärtsverbindungsdurchgangssignalpfad 10 übertragen.
Ein Blockdiagramm eines alternativen Modulators 124b ist in 4 gezeigt. Bei dieser Ausführungsform sieht die Datenquelle 120 Datenpakete für zwei Codierer 122 vor, welche die Daten wie oben beschrieben codieren. Die verschachtelten Daten und die Pilot- und Steuerdaten werden an den Modulator 124b vorgesehen. Innerhalb des Modulators 124b werden die verschachtelten Daten von dem ersten Codierer 122 an einen Walsh-Modulator 420a vorgesehen und die verschachtelten Daten von dem zweiten Codierer 122 werden an einen Walsh-Modulator 420b vorgesehen. Innerhalb jedes Walsh-Modulators 420 werden die Daten an einen Multiplizierer 422 vorgesehen, der die Daten mit einem Walsh-Code abdeckt bzw. codiert, der dem Walsh-Modulator 420 zugewiesen ist. Die abgedeckten Daten werden an ein Verstärkungselement 442 vorgesehen, welches die Daten mit einem Skalierfaktor skaliert, um die gewünschte Amplitude zu erhalten.
Die skalierten Daten von den Walsh-Modulatoren 420a und 420b werden an einen Summierer 426 vorgesehen, der die zwei Signale summiert und das sich ergebende Signal an einen Komplex-Multiplizierer 430 vorsieht. Die Pilot- und Steuerdaten werden an einen Multiplexer (MUX) 412 vorgesehen, der die zwei Daten zeitmultiplexiert und den Ausgang bzw. das Ausgangssignal an ein Verstärkungselement 414 vorsieht. Das Verstärkungselement 414 skaliert die Daten zum Erhalten der gewünschten Amplitude und sieht die skalierten Daten an den Komplex-Multiplizierer 430 vor.
Innerhalb des Komplex-Multiplizierers 430 werden die Daten von dem Verstärkungselement 414 an Multiplizierer 432a und 432d vorgesehen und die Daten von dem Summierer 426 werden an Multiplizierer 432b und 432c vorgesehen. Die Multiplizierer 432a und 432b spreizen die Daten mit der Spreizsequenz von dem Multiplizierer 440a und die Multiplizierer 432c und 432d spreizen die Daten mit der Spreizsequenz von dem Multiplizierer 440b. Der Ausgang bzw. das Ausgangssignal der Multiplizierer 432a und 432c wird an einen Summierer 434a vorgesehen, der das Ausgangssignal des Multiplizierer 432c von dem Ausgangssignals des Multiplizierers 432a subtrahiert, um die I-Kanaldaten vorzusehen. Das Ausgangssignal der Multiplizierer 432b und 432d werden an einen Summierer 434b vorgesehen, der die zwei Signale summiert zum Vorsehen der Q-Kanaldaten. Die Spreizsequenzen der Multiplizierer 440a und 440b werden erhalten durch Multiplizieren der PNI- bzw. PNQ-Codes mit dem langen PN-Code.
Obwohl der Modulator 124b gemäß 4 eine Übertragung von zwei Verkehrskanälen unterstützt, die als der Grundkanal und der Zusatzkanal bezeichnet werden können, kann der Modulator 124b modifiziert werden zum Ermöglichen einer Übertragung auf zusätzlichen Verkehrskanälen. Bei der obigen Beschreibung wird ein Codierer 122 für jeden Verkehrskanal verwendet. Alternativ kann ein Codierer 122 für alle Verkehrskanäle verwendet werden, wobei das Ausgangssignal des Codierers 122 in mehrere Datenströme endmultiplexiert wird, und zwar in einen Datenstrom für jeden Verkehrskanal. Unterschiedliche Modifikationen des oben beschriebenen Codierers und Modulators können in Betracht gezogen werden und liegen innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung. An der entfernten Station 6 (siehe 2) wird das Vorwärtsverbindungssignal durch eine Antenne 202 empfangen, durch einen Duplexer 204 geroutet und an einen Empfänger (RCVR) 206 vorgesehen. Der Empfänger 206 filtert, verstärkt, demoduliert und quantisiert das Signal zum Erhalten der digitalisierten I- und Q- Basisbandsignale. Die Basisbandsignale werden an einen Demodulator (DEMOD) 208 vorgesehen. Der Demodulator 208 entspreizt die Basisbandsignale mit den kurzen PNI- und PNQ-Codes, legt die entspreizten Daten mit dem identischen Walsh-Code, der an der Basisstation 4 verwendet wurde, frei bzw. decodiert sie, entspreizt die walsh-freigelegten Daten mit dem langen PN-Code und sieht die demodulierten Daten an den Decodierer 210 vor.
Innerhalb des Decodierers 210, der in 8 dargestellt ist, ordnet ein Blockdeinterleaver 812 die Symbole innerhalb der demodulierten Daten neu um und sieht die entschachtelten Daten an eine Viterbi-Decodierer 814 vor. Der Viterbi-Decodierer 814 decodiert die entschachtelten Daten faltungsmäßig und sieht die decodierten Daten an ein CRC-Prüfelement 816 vor. Das CRC-Prüfelement 816 führt die CRC-Überprüfung durch und liefert die überprüften Daten unter Vorbehalt an eine Datensenke 212.
Die Übertragung von der entfernten Station 6 zu der Basisstation 4 auf der Rückwärtsverbindung kann in einer von mehreren Ausführungsformen auftreten. Bei der ersten Ausführungsform kann die Rückwärtsverbindungsübertragung über multiple, orthogonale Codekanäle erfolgen ähnlich zu der Struktur, die für die Vorwärtsverbindung verwendet wird. Die beispielhafte Ausführungsform eines entfernten Übertragungssystems, das multiple Codekanäle auf der Rückwärtsverbindung unterstützt ist im Detail in der US-Patentanmeldung Nr. 08/654,443 mit dem Titel "HIGH DATA RATE CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM", vom 28. Mai 1996 des Anmelders der vorliegenden Erfindung beschrieben. Ein vereinfachtes Blockdiagramm der Struktur ist in 9 dargestellt. Die Datenquelle 230 liefert die Daten in Datenpaketen durch DEMUX 912 zu Kanalcodierern 910. Innerhalb jedes Kanalcodierers 910 blockcodiert ein CRC-Codierer 914 das Datenpaket und hängt dann die CRC-Bits und einen Satz von Codeendbits an die Daten an. Das formatierte Datenpaket wird an einen Faltungscodierer 916 geliefert, der die Daten faltungsmäßig codiert und das codierte Datenpaket an einen Symbol-Repeater bzw. -wiederholer 918 liefert. Der Symbolwiederholer 918 wiederholt die Symbole mit dem codierten Datenpaket N_S Male zum Vorsehen einer konstanten Symbolrate an dem Ausgang des Symbolwiederholers 918, und zwar unabhängig von der Datenrate. Die wiederholten Daten werden an einen Blockinterleaver 920 geliefert, der die Symbole innerhalb der wiederholten Daten neu ordnet und die verschachtelten Daten an einen Modulator (MOD) 234 liefert.
Innerhalb des Modulators 234 werden die verschachtelten Daten von jedem Kanalcodierer 910 an einen Walsh-Modulator 930 geliefert. Innerhalb des Walsh-Modulators 930 werden die verschachtelten Daten abgedeckt bzw. codiert durch einen Multiplizierer 932, und zwar mit dem Walsh-Code, der den Codekanal identifiziert, auf dem die Daten übertragen werden, und zwar aus dem Satz von Codekanälen, die durch die entfernte Station übertragen werden. Die walsh-abgedeckten Daten werden an einen Verstärkungseinsteller 934 geliefert, der die Daten mit der gewünschten Verstärkungseinstellung für den Codekanal verstärkt. Die Ausgänge bzw. Ausgangssignale von den Walsh-Modulatoren 930 werden an einen komplexen PN-Spreizer 940 geliefert, der die walsh-abgedeckten Daten mit dem langen PN-Code und den kurzen PN-Codes spreizt. Die modulierten Daten werden an den Transmitter 236 (siehe 2) geliefert, der das Signal filtert, moduliert und verstärkt. Das modulierte Signal wird durch den Duplexer 204 geroutet und von der Antenne 202 auf dem Rückwärtsverbindungsdurchgangssignalpfad 12 übertragen. Eine detailliertere Beschreibung der Rückwärtsverbindungsarchitektur ergibt sich aus der zuvor genannten US-Patentanmeldung Nr. 08/654,443.
Bei der zweiten Ausführungsform ist die Rückwärtsverbindung gemäß dem IS-95A-Standard definiert. Im Wesentlichen ist die Rückwärtsverbindungsübertragung durch die entfernte Station 6 definiert gemäß dem zeitlichen Offset eines gemeinsamen Lang-PN-Sequenzgenerators. Bei zwei unterschiedlichen Offsets sind die sich ergebenden Modulationssequenzen unkorreliert. Der Offset jeder entfernten Station wird bestimmt gemäß einer einzigartigen numerischen Identifikation der entfernten Station 6, die bei der beispielhaften Ausführungsform einer IS-95A entfernten Station 6 die elektronische Seriennummer (ESN) ist. Somit überträgt jede entfernte Station 6 auf einem unkorrelierten Rückwärtsverbindungskanal, der gemäß ihrer einzigartigen elektronischen Seriennummer bestimmt ist.
Die Rückwärtsverbindungsstruktur der zweiten Ausführungsform ist vollständig in dem zuvor genannten US-Patent Nr. 4,901,307 beschrieben. Zusammengefasst werden die Datenpakete durch die Datenquelle 230 an den Codierer 232 geliefert, der die Datenpakete mit einem CRC-Blockcode und einem Faltungscode codiert. Die codierten Daten werden wiederholt um eine konstante Symbolrate unabhängig von der Datenrate beizubehalten. Sechs Symbole von codierten Daten werden in einem 64-Bit-Walsh-Symbol gemapped. Die gemappten Signale werden durch den langen PN-Code und die kurzen PN-Codes gespreizt. Die modulierten Daten werden an den Transmitter 236 geliefert, der dieselbe Funktion durchführt, die bei der ersten Ausführungsform beschrieben wurde.
II. Demodulation der Datensymbole
Ein beispielhaftes Blockdiagramm, das die Schaltung zum Demodulieren des empfangenen Signals zeigt, ist in 6 dargestellt. Die digitalisierten I- und Q-Basisbandsignale von dem Empfänger 150 oder 206 werden an eine Bank von Korrelatoren 610 geliefert. Jeder Korrelator 610 kann einem unterschiedlichen Signalpfad von derselben Quellvorrichtung oder einer unterschiedlichen Übertragung von unterschiedlichen Quellvorrichtungen zugewiesen sein. Innerhalb jedes zugewiesenen Korrelators 610 werden die Basisbandsignale entspreizt mit den kurzen PNI- und PNQ-Codes durch Multiplizierer 620. Die kurzen PNI- und PNQ-Codes innerhalb jedes Korrelators 610 können ein einzigartiges Offset besitzen, und zwar entsprechend der Ausbreitungsverzögerung, welche das Signal beim Demodulieren durch den Korrelator 610 erfährt. Die kurz-PN-entspreizten Daten werden freigelegt durch Multiplizierer 622 mit dem Walsh-Code, der dem Verkehrskanal zugewiesen ist, der von dem Korrelator 610 empfangen wird. Die freigelegten Daten werden an Filter 624 geliefert, welche die Energie der freigelegten Daten über eine Walsh-Symbolperiode akkumulieren.
Die kurz-PN-entspreizten Daten von den Multiplizierern 620 enthalten auch das Pilotsignal. Bei der beispielhaften Ausführungsform wird an der Quellvorrichtung das Pilotsignal mit der Alle-Null-Sequenz entsprechend dem Walsh-Code 0 abgedeckt. Bei der alternativen Ausführungsform wird das Pilotsignal mit einer orthogonalen Pilotsequenz abgedeckt, wie in der mitanhängigen US-Patentanmeldung Nr. 08/925,522 mit dem Titel "METHOD AND APPARATUS FOR PROVIDING ORTHOGONAL SPOT BEAMS, SECTORS, AND PICOCELLS" vom 8. September 1997 des Anmelders der vorliegenden Erfindung beschrieben ist. Die kurz-PN-entspreizten Daten werden an einen Pilotkorrelator 626 geliefert, der eine Pilotfreilegung, Symbolakkumulation und Tiefpassfilterung der entspreizten Daten durchführt, um die Signale von anderen orthogonalen Kanälen zu entfernen (zum Beispiel den Verkehrskanälen, Funkrufkanälen, Zugriffskanälen und Leistungssteuerkanal), welche durch die Quellvorrichtung übertragen werden. Wenn das Pilotsignal mit dem Walsh-Code Null abgedeckt ist, ist keine Walsh-Freilegung notwendig, um das Pilotsignal zu erhalten.
Ein Blockdiagramm eines beispielhaften Pilotkorrelators 626 ist in 7 dargestellt. Die entspreizten Daten von dem Multiplizierer 620 werden an den Multiplizierer 712 geliefert, der die entspreizten Daten mit der Pilot-Walshsequenz freilegt. In der beispielhaften Ausführungsform entspricht die Pilot-Walshsequenz dem Walsh-Code 0. Jedoch können andere orthogonale Sequenzen verwendet werden und diese liegen auch im Umfang der vorliegenden Erfindung. Die freigelegten Daten werden an einen Symbolakkumulator 714 vorgesehen. Bei der beispielhaften Ausführungsform akkumuliert der Symbolakkumulator 714 die freigelegten Symbole über die Länge der Pilot-Walshsequenz, die für eine IS-95 Walshsequenz eine Dauer von 64 Chips besitzt. Die akkumulierten Daten werden an einen Tiefpassfilter 716 geschickt, der die Daten zum Entfernen von Rauschen filtert. Der Ausgang des Tiefpassfilters 716 weist das Pilotsignal auf.
Die zwei komplexen Signale (oder Vektoren), die dem gefilterten Pilotsignal und den gefilterten Datensymbolen entsprechen, werden an eine Skalarproduktschaltung 630 geschickt, welche das Skalarprodukt der zwei Vektoren in einer bekannten Art und Weise berechnet. Bei der beispielhaften Ausführungsform ist die Skalarproduktschaltung 630 im Detail in dem US-Patent Nr. 5,506,865 mit dem Titel "PILOT CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT" des Anmelders der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die Skalarproduktschaltung 630 projeziert den Vektor, der dem gefilterten Datensymbol entspricht auf den Vektor, der dem gefilterten Pilotsignal entspricht, multipliziert die Amplitude der Vektoren und liefert einen signierten Skalarwert an den Kombinierer 640.
Das Pilotsignal von jedem Korrelator 610 reflektiert die Signalstärke des Signalpfades, der durch den Korrelator 610 empfangen wird. Die Skalarproduktschaltung 630 multipliziert die Amplitude des Vektors, der den gefilterten Datensymbolen entspricht, die Amplitude des Vektors, der dem gefilterten Pilotsignal entspricht, und dem Kosinus des Winkels zwischen den Vektoren. Somit entspricht der Ausgang bzw. das Ausgangssignal der Skalarproduktschaltung 630 der Energie des empfangenen Datensymbols. Der Kosinus des Winkels zwischen den Vektoren (zum Beispiel der Winkel des Pilotsignals minus dem Winkel des Verkehrssignals) gewichtet das Ausgangssignal gemäß dem Rauschen in sowohl Pilot- als auch Verkehrsvektoren.
Ein Kombinierer 640 empfängt die Skalarwerte von jedem Korrelator 610, der einem Signalpfad zugewiesen wurde und kombiniert die Skalarwerte. Bei der beispielhaften Ausführungsform kombiniert der Kombinierer 640 kohärent die Skalarwerte für jedes empfangene Symbol. Eine beispielhafte Ausführungsform eines Kombinierers 640 ist im Detail im US-Patent Nr. 5,109,390 mit dem Titel "DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" des Anmelders der vorliegenden Erfindung beschrieben. Eine kohärente Kombination berücksichtigt das Vorzeichen des Skalarausgangs von jedem Korrelator 610 und resultiert in der maximalen Verhältniskombinierung der empfangenen Symbole von unterschiedlichen Signalpfaden. Der kombinierte Skalarwert von dem Kombinierer 640 ist als ein M-Bit weicher Entscheidungswert für die nachfolgende Demodulation und Decodierung repräsentiert. Die weichen Entscheidungswerte werden an den Multiplizierer 642 geliefert, der die weichen Entscheidungswerte mit dem langen PN-Code entspreizt zum Erzeugen der demodulierten Daten. Die demodulierten Daten werden in der oben beschriebenen Art und Weise decodiert.
Bei einem Kommunikationssystem, bei dem das Pilotsignal nicht durch die Quellvorrichtung übertragen wird, wird das Skalarprodukt nicht durchgeführt. Der Kombinierer 640 kombiniert nur die gemessene Amplitude (oder Energie) des empfangenen Signals von den Filtern 624.
III. Bestätigungsvorgang
Mit der CRC-Prüfung ist die Zielvorrichtung in der Lage zu bestimmen, ob das Datenpaket in einem Zustand empfangen wurde, das durch den Viterbi-Decodierer korrigiert werden kann. Bei der vorliegenden Erfindung kann eine Anzahl von Protokollen verwendet werden zum Steuern der erneuten Übertragung von fehlerhaft empfangenen Paketen. Die folgenden Ausführungsformen nennen nur einige der Verfahren, die verwendet werden können. Andere Verfahren sind Fortsätze der vorliegenden Erfindung und liegen im Umfang der vorliegenden Erfindung.
Bei der ersten Ausführungsform bestätigt die Zielvorrichtung jedes empfangene Paket und sendet eine ACK-Nachricht zurück zu der Quellvorrichtung, wenn das Paket korrekt empfangen wurde oder eine NACK-Nachricht, wenn das Paket fehlerhaft empfangen wurde. Für jedes übertragene Paket überwacht die Quellvorrichtung die ACK- und NACK-Nachrichten und überträgt die fehlerhaft empfangenen Pakete erneut. Bei dieser Ausführungsform kann die Quellvorrichtung ein Paket erneut übertragen, wenn eine ACK- oder NACK-Nachricht für dieses Paket nicht innerhalb einer vorbestimmten Zeitperiode empfangen wurde. Ferner kann die Quellvorrichtung die erneute Übertragung eines Pakets terminieren bzw. beenden, wenn eine ACK- oder NACK-Nachricht nicht nach einer vorbestimmten Anzahl von erneuten Übertragungen empfangen wurde.
Bei der zweiten Ausführungsform bestätigt die Zielvorrichtung jedes empfangene Paket mit einer ACK- oder NACK-Nachricht, wie bei der ersten Ausführungsform. Diese Nachrichten werden durch die Zielvorrichtung in einer geordneten Art und Weise an die Quellvorrichtung geschickt. Wenn die Quellvorrichtung daher erkennt, dass eine Nachricht für ein Paket nicht empfangen wurde, überträgt die Quellvorrichtung das Paket erneut. Wenn die Quellvorrichtung zum Beispiel eine Nachricht für ein Paket i + 1 empfängt, aber eine Nachricht für das Paket i nicht empfangen hat, dann realisiert die Quellvorrichtung, dass entweder das Paket i oder die Nachricht für das Paket i nicht ordnungsgemäß empfangen wurde. Daher überträgt die Quellvorrichtung das Paket i erneut. Die zweite Ausführungsform ist eine Fortsetzung der ersten Ausführungsform, die verwendet werden kann, um erneute Übertragungsprozesse zu beschleunigen.
In der dritten Ausführungsform bestätigt die Zielvorrichtung nur Pakete, die fehlerhaft empfangen wurden mit den NACK-Nachrichten. Die Quellvorrichtung überträgt ein Paket nur dann neu, wenn eine NACK-Nachricht empfangen wurde. Die Zielvorrichtung kann die NACK-Nachricht erneut übertragen (zum Beispiel wenn eine erneute Übertragung nach einer vorbestimmten Zeitperiode nicht ordnungsgemäß empfangen wurde).
IV. Erneute Datenübertragung
Bei der beispielhaften Ausführungsform überträgt die Zielvorrichtung, wenn ein Paket fehlerhaft empfangen wurde, eine NACK-Nachricht zurück zu der Quellvorrichtung. Das fehlerhaft empfangene Paket kann erneut übertragen werden, und zwar gleichzeitig mit dem neuen Paket in dem derzeitigen Rahmen oder einem nachfolgenden Rahmen. Vorzugsweise wird das fehlerhaft empfangene Paket in dem derzeitigen Rahmen erneut übertragen, um Verarbeitungsverzögerungen zu minimieren. Bei der beispielhaften Ausführungsform weist das erneut übertragene Paket die identischen Codesymbole auf, die zuvor übertragen wurden. In einer alternativen Ausführungsform weist das erneut übertragene Paket neue Codesymbole auf.
Ein Blockdiagramm eines beispielhaften Faltungscodierers 314 der vorliegenden Erfindung ist in 5 dargestellt. Bei der beispielhaften Ausführungsform ist der Faltungscodierer 314 ein Codierer mit einer Einflusslänge (constraint length) von K = 9, obwohl andere Einflusslängen auch verwendet werden können. Die Eingangsbits werden an (K – 1) Verzögerungselemente 512 geliefert. Die Ausgänge von den ausgewählten Verzögerungselementen 512 werden an einen Satz von Summierern 514 geliefert, welche eine Modulo-2-Addition der Eingänge vorsehen, um den Generatorausgang bzw. das Generatorausgangssignal vorzusehen. Für jeden Summierer 514 sind die Verzögerungselemente 512 ausgewählt basierend auf einem Polynom, das sorgfältig hinsichtlich hoher Leistung ausgewählt ist.
Bei der beispielhaften Ausführungsform, bei der das erneut übertragene Paket die identischen Codesymbole aufweist, die zuvor übertragen wurden, ist der Faltungscodierer 314 für die notwendige Coderate entworfen. Zum Beispiel sind für einen Rate-1/2-Faltungscodierer 314 nur zwei Generatoren (zum Beispiel g0 und g1 von den Summierern 514a bzw. 514b) notwendig und die verbleibenden Generatoren können weggelassen werden. An dem Empfänger können die Codesymbole für die erneut übertragenen Pakete mit den entsprechenden Codesymbolen von vorhergehenden Übertragungen kombiniert werden oder sie können diese zuvor übertragenen Symbole ersetzen. Die erhöhte Energie aus der Symbolakkumulation hat eine verbesserte Decodierleistung an dem Empfänger zur Folge.
Bei der alternativen Ausführungsform, bei der das erneut übertragene Paket neue Codesymbole aufweist, die womöglich noch nicht zuvor übertragen wurden, ist der Faltungscodierer 314 aufgebaut, um Codesymbole mit unterschiedlichen Coderaten zu erzeugen. Gemäß 5 resultiert bei einem beispielhaften Rate-1/2-Faltungscodierer 314 jedes Eingangsbit in zwei Ausgangscodesymbolen (zum Beispiel von den Generatoren g0 und g1). Die ursprüngliche Übertragung kann die Codesymbole für die Originalcoderate aufweisen (zum Beispiel Codesymbole von dem Generator g0 und g1 für die Rate 1/2). Wenn dieses Paket fehlerhaft empfangen wurde, kann das erneut übertragene Paket die Codesymbole von anderen Generatoren aufweisen, welche zuvor nicht übertragen wurden (zum Beispiel Generatoren g2 und/oder g3).
An dem Empfänger werden die Codesymbole für die erneut übertragenen Pakete verschachtelt (nicht kombiniert) mit den entsprechenden Codesymbolen von vorhergehenden Übertragungen. Der Viterbi-Decodierer decodiert dann das akkumulierte Paket (das die Codesymbole von den übertragenen und erneut übertragenen Paketen aufweist) unter Verwendung einer Coderate, die dem akkumulierten Paket entspricht. Als ein Beispiel nehmen wir an, das die ursprüngliche Übertragung eine Rate 1/2 verwendet und der Viterbi-Decodierer ursprünglich decodiert unter Verwendung der Rate 1/2. Nehmen wir ferner an, dass das Paket fehlerhaft empfangen wurde. Das erneut übertragene Paket kann die Codesymbole vom Generator g2 aufweisen. In diesem Fall würde der Viterbi-Decodierer die empfangenen Codesymbole von Generatoren g0, g1 und g2 decodieren unter Verwendung der Rate 1/3. Wenn das akkumulierte Paket fehlerhaft decodiert wird, kann in ähnlicher Weise ein zusätzliches erneut übertragenes Paket Codesymbole vom Generator g3 aufweisen und der Viterbi-Decodierer würde das akkumulierte Paket, das Codesymbole von den Generatoren g0, g1, g2 und g3 aufweist, unter Verwendung der Rate 1/4, decodieren. Die niedrigeren Coderaten sehen eine verbesserte Fehlerkorrekturfähigkeit gegenüber der ursprünglichen Rate 1/2 vor.
Andere Coderaten können auch erzeugt werden unter Verwendung punktierter Codes und sie liegen innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung.
Punktierte Codes werden ausführlich von J. Cain, G. Clark und J. Geist in "Punctured Convolutional Codes of Rate (n – 1)/n and Simplified Maximum Likelihood Decoding" in IEEE Transaction on Information Theory, IT-25 Seiten 97 bis 100, Januar 1979 beschrieben. Als ein Beispiel kann die ursprüngliche Übertragung die Codesymbole von den Generatoren g0 und g1 für die Rate 1/2 aufweisen und die erneute Übertragung kann Codesymbole von Generatoren g2 und g3 aufweisen, welche auf die Rate 3/4 punktiert wurden. Das akkumulierte Paket von beiden Übertragungen würde Codesymbole von den Generatoren g0, g1, g2 und g3 mit einer punktierten Rate 3/10 aufweisen. Punktierung reduziert die Anzahl von Codesymbolen, die erneut übertragen werden, reduziert aber auch die Fehlerkorrekturfähigkeit des Faltungscodes.
Bei Kommunikationssystemen, bei denen die Symbolrate nicht erhöht werden kann, um zusätzliche erneut übertragene Symbole aufzunehmen, kann die Quellvorrichtung die Coderate des Faltungscodierers verändern, um die Anzahl von Codesymbolen die für das neue Paket benötigt werden zu reduzieren. Die Ersparnis in Codesymbolen kann dann für das erneut übertragene Paket verwendet werden. Zum Beispiel kann ein Datenpaket, das 192 Bits enthält, normal codiert werden unter Verwendung eines Rate-1/2-Codes, um 384 Codesymbole zu erzeugen. Zur erneuten Übertragung eines Pakets gleichzeitig mit der Übertragung eines neuen Pakets kann das neue Paket mit einer Rate 3/4 codiert werden, was die Erzeugung von 256 Codesymbolen zur Folge hat. Die verbleibenden 128 Codesymbole können das erneut übertragene Paket aufweisen.
Unter Verwendung dieses Schemas, bei dem die Coderate des neuen Pakets eingestellt werden kann, kann es möglich sein die Symbolwiederholung in der normalen Art und Weise einzusetzen. Da die Coderate verringert ist, ist wahrscheinlich ein höheres Betriebs-E_S/I_O erforderlich, um dasselbe Leistungsniveau beizubehalten. Das Übertragungsleistungsniveau kann eingestellt werden, sodass das E_S jedes Symbols erhöht wird, um das erforderliche Leistungs- bzw. Performanceniveau beizubehalten. Dieses Schema ist besonders nützlich, um eine zusätzliche Verzögerung zu vermeiden, wenn die Datenrate des neuen Pakets bei voller Rate ist.
Die Quellvorrichtung kann das fehlerhaft empfangene Paket in einer von vielen unterschiedlichen Ausführungsformen erneut übertragen. Bei der ersten Ausführungsform wird die erneute Übertragung erreicht durch Substituieren der wiederholten Symbole für das neue Paket mit den Codesymbolen für das erneut zu übertragende Paket. Wenn es zum Beispiel 384 Symbole in einem Rahmen gibt und 288 der Symbole wiederholt werden, dann können diese 288 Symbole für die Codesymbole für das erneut zu übertragende Paket verwendet werden. Wenigstens 96 Symbole werden für die Codesymbole für das neue Paket reserviert. Wenn das erneut zu übertragende Paket die Decodierung durch die Zielvorrichtung verbessert und ein fehlerfreies Datenpaket zur Folge hat, dann verschlechtert die erneute Übertragung nicht die Durchsatzrate selbst in der Gegenwart von Fehlern in dem Kanal.
Die Wahrscheinlichkeit eines fehlerhaft empfangenen Paket ist abhängig von der Qualität gemessen durch das Verhältnis von Energie-pro-Bit-zu-Rauschen-plus-Interferenz (E_S/I_O) des empfangenen Signals und die Variation der Signalqualität über die Zeit hinweg. Die Energie-pro-Bit E_S wird bestimmt durch die empfangene Energiemenge über eine Symbolperiode hinweg. Wenn die wiederholten Symbole für die Codesymbole für das erneut übertragene Paket verwendet werden, werden die Symbolperioden für die neuen Symbole und die erneut übertragenen Symbole entsprechend verkürzt. Wenn die Übertragungsleistung auf demselben Niveau durch die Quellvorrichtung gehalten wird, ist das E_S für jedes neue und erneut übertragene Symbol niedriger und kann eine höhere Fehlerrate zur Folge haben. Um dasselbe E_S über eine kürzere Symbolperiode beizubehalten, wird das Übertragungsleistungsniveau der Symbole erhöht. Tatsächlich kann das Übertragungsleistungsniveau erhöht werden, sodass das E_S höher als normal bzw. nominal ist, um für den Verlust der zeitlichen Vielfalt bzw. Diversity zu kompensieren, die sich daraus ergibt, dass sich die Symbole nicht wiederholen.
Das Übertragungsleistungsniveau kann um dieselbe Menge erhöht werden für die neuen und erneut übertragenen Symbole oder um unterschiedliche Größen. Diese Auswahl wird durch Systembetrachtungen bestimmt. Wenn das Übertragungsleistungsniveau ausreichend für die erneut übertragenen Symbole erhöht wird, kann die Zielvorrichtung das erneut übertragene Paket decodieren unabhängig von dem Originalpaket, das fehlerhaft empfangen wurde. Jedoch konsumiert höhere Übertragungsleistung Systemressourcen und kann die Systemkapazität verringern. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird das Übertragungsleistungsniveau eingestellt, sodass das E_S für die erneut übertragenen Symbole geringer ist als das der neuen Symbole. Ferner wird das Übertragungsleistungsniveau für die erneut übertragenen Symbole auf oder etwas über das minimale Niveau eingestellt werden, sodass die Energie, der erneut übertragenen Symbole in Kombination mit der Energie, die schon durch die Zielvorrichtung für diese Symbole akkumuliert wurde, das erforderliche Leistungs- bzw. Performanceniveau zur Folge hat.
Das minimale Übertragungsleistungsniveau für die erneut übertragenen Symbole kann wie folgt berechnet werden. Zunächst bestimmt das Kommunikationssystem das E_S/I_O, das für das erforderliche Performanceniveau benötigt wird. Das benötigte E_S/I_O ist ungefähr gleich zu einem E_S/I_O-Setzpunkt, der durch die Leistungssteuerschleife beibehalten wird. Die Leistungssteuerschleife stellt die Übertragungsleistung ein, um die Qualität des empfangenen Signals an dem E_S/I_O-Setzpunkt beizubehalten. Als zweites kann die Zielvorrichtung das Signal-zu-Rausch-plus-Interferenz-Verhältnis
des empfangenen Signals messen. Aus
kann das E_S/I_O des empfangenen Pakets berechnet werden. Eine beispielhafte Ausführungsform zum Messen des E_S/I_O in einem Spreizspektrumkommunikationssystem ist im Detail in der US-Patentanmeldung mit der Seriennummer 08/722,763 mit dem Titel "METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING LINK QUALITY IN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM" vom 27. September 1996 des Anmelders der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die Zielvorrichtung kann dann die zusätzliche Energie-pro-Bit E_S aus der nachfolgenden erneuten Übertragung berechnen (unter Annahme desselben I_O), die erforderlich ist, um das gemessene E_S/I_O des empfangenen Signals auf das benötigte E_S/I_O anzuheben. Die Information (zum Beispiel das zusätzliche E_S) kann an die Quellvorrichtung übertragen werden, welche die Übertragungsverstärkung der erneut übertragenen Symbole einstellt, um das zusätzliche E_S zu erhalten, das durch die Zielvorrichtung benötigt wird. Für jede erneute Übertragung kann die Zielvorrichtung das empfangene E_S/I_O für die akkumulierten Symbole aktualisieren. Die Zielvorrichtung kann dann das benötigte zusätzliche E_S erneut berechnen, wenn die Decodierung noch immer einen Paketfehler zur Folge hat.
Bei der vorliegenden Erfindung wird eine Symbolwiederholung nur dann durchgeführt, wenn die Datenrate des Pakets geringer ist als eine Voll-Rate. Wenn die Datenrate für das neue Paket bei einer Voll-Rate liegt, dann gibt es keine wiederholten Symbole, welche für die erneute Übertragung des fehlerhaft empfangenen Pakets verwendet werden können. Daher kann die vorliegende Erfindung mit einem anderen Erneutübertragungsprotokoll auf einer höheren Ebene implementiert sein. Ein solches Schema ist das Funkverbindungsprotokoll (RLP = radio link protocol), das durch den IS-657-Standard definiert ist. Die RLP-Layer bzw. -Schicht kann die Übertragung des neuen Datenpakets verzögern, um eine erneute Übertragung des fehlerhaft empfangenen Pakets zu erlauben.
Bei der zweiten Ausführungsform wird das fehlerhaft empfangene Paket auf einem zusätzlichen Codekanal erneut übertragen, der für die Übertragung zu der Zielvorrichtung verfügbar ist. Ein Hauptvorteil dieser Ausführungsform liegt darin, dass die erneute Übertragung des fehlerhaft empfangenen Pakets unabhängig von der Übertragung des neuen Pakets ist. Daher müssen die Anzahl der Wiederholungen, das Leistungsniveau und die Coderate nicht verändert werden, um die erneute Übertragung zu ermöglichen. Ferner erlaubt die zweite Ausführungsform, dass die Quellvorrichtung erneut überträgt, selbst dann, wenn das neue Paket ein Vollratenrahmen ist (d.h. wenn keine Codesymbole in dem Rahmen wiederholt werden). Ein zusätzlicher Vorteil der zweiten Ausführungsform liegt in der Einfachheit der Platzierung des zusätzlichen Codekanals auf einem Quadraturkanal von dem üblichen Verkehrskanal, um die Spitze gegenüber der durchschnittlichen Amplitudenvariation, welche die Systemperformance reduzieren kann, zu reduzieren. Der Pilotkanal, der übliche Verkehrskanal, der Leistungssteuerkanal und der zusätzliche Codekanal können organisiert werden, um die I- und die Q-Kanäle in der QPSK- oder OQPSK-Modulation auszugleichen.
Die unterschiedlichen Modi für die erneute Datenübertragung, die oben beschrieben wurden, können für die erneute Übertragung eines gesamten Pakets oder eines Teilpakets verwendet werden. Für einige Kommunikationssysteme kann es möglich sein die Qualität der Übertragungsverbindung über die Dauer eines Pakets hinweg zu überwachen. Bei der beispielhaften Ausführungsform kann die Verbindungsqualität überwacht werden durch Messen von E_S/I_O in der Art und Weise, die in der zuvor genannten US-Patentanmeldung mit der Seriennummer 08/722,763 beschrieben ist. In diesem Fall kann es wirtschaftlicher sein, nur einen Teil des Pakets erneut zu übertragen, und zwar entsprechend der Zeitperiode, in der die Übertragungsverbindungsqualität schlecht war (zum Beispiel unterhalb eines vorbestimmten Schwellenwerts). Eine Anzeige der Zeitdauer, in der die Verbindungsqualität schlecht ist, kann zu der Quelle übertragen werden, die dann nur den Teil des Pakets erneut überträgt, der der benannten Zeitdauer entspricht. Die erneute Übertragung der fehlerhaft empfangenen Pakete, wie oben beschrieben, ist anwendbar für die Datenübertragung auf der Vorwärtsverbindung und der Rückwärtsverbindung.
In der obigen Beschreibung bezieht sich Symbolakkumulation, so wie sie in dieser Beschreibung verwendet wird, auf die Akkumulation der Energie einer Übertragung eines Datenpakets mit der Energie von einer oder mehreren erneuten Übertragungen eines vollständigen oder teilweisen Pakets. Symbolakkumulation bezieht sich auch auf die Akkumulation von identischen Codesymbolen (durch Addition und/oder Ersetzen von Codesymbolen und die Verwendung derselben Coderate) und die Akkumulation von unterschiedlichen Codesymbolen (durch Verschachteln und Verwenden niedriger Coderaten).
V. Verarbeitung der erneut übertragenen Pakete
Wenn eine Fehlerkorrekturcodierung für die Datenübertragung verwendet wird, ist eine vollständige erneute Übertragung des fehlerhaft empfangenen Pakets nicht notwendig, um das Paket korrekt zu decodieren. Bei der vorliegenden Erfindung decodiert die Zielvorrichtung das empfangene Paket und führt die CRC-Prüfung durch, um zu bestimmen, ob das Paket fehlerhaft empfangen wurde. Wenn das Paket fehlerhaft empfangen wurde, werden die Symbole, welche das fehlerhaft empfangene Paket bilden für eine nachfolgende Decodierung gespeichert. Bei der beispielhaften Ausführungsform kann die Speicherung implementiert werden unter Verwendung eines Speicherelements oder irgendeines einer Vielzahl von Speichervorrichtungen, die in der Technik bekannt sind, wie beispielsweise RAM-Speichervorrichtungen, Signalspeicher bzw. Auffangregister, oder andere Arten von Speichervorrichtungen.
Die Quellvorrichtung überträgt das fehlerhaft empfangene Paket erneut gemäß einem der oben beschriebenen Verfahren. Die Zielvorrichtung empfängt das erneut übertragene Paket, akkumuliert Energie des erneut übertragenen Pakets mit der Energie, die schon für das fehlerhaft empfangene Paket akkumuliert wurde und decodiert das akkumulierte Paket. Die zusätzliche Energie des erneut übertragenen Pakets erhöht die Wahrscheinlichkeit, dass das akkumulierte Paket korrekt decodiert werden kann. Die Wahrscheinlichkeit eines Fehlers des akkumulierten Pakets ist typischerweise wesentlich geringer als bei dem ursprünglich empfangenen Paket, da eine große Menge an Energie aus der ursprünglichen Übertragung und der erneuten Übertragung bzw. den erneuten Übertragungen akkumuliert werden kann.
Bei der beispielhaften Ausführungsform wird die Energieakkumulation auf einer Symbol-zu-Symbol-Basis durchgeführt. Für jedes Symbol wird der kombinierte Skalarwert (vom Kombinierer 640) des erneut übertragenen Symbols kohärent kombiniert mit dem Skalarwert, der für dieses Datensymbol akkumuliert wurde. Die Akkumulation kann erreicht werden mit einer arithmetischen Logikeinheit (ALU = arithmetic logic unit), einem Mikroprozessor, einen Digitalsignalprozessor (DSP = digital signal processor), oder anderen Vorrichtungen die programmiert oder entworfen sind, um die hier beschriebenen Funktionen durchzuführen. Wiederum beinhaltet eine kohärente Kombination das Vorzeichen des Skalarwerts. Eine kohärente Kombination führt die maximale Verhältniskombination der Signale durch, die von der Übertragung und den erneuten Übertragungen empfangen wurde. Diesbezüglich können die erneuten Übertragungen als die Ausgänge bzw. Ausgangssignale von zusätzlichen Fingern (oder Korrelatoren 610) eines Rake-Empfängers angesehen werden. Die erneuten Übertragungen sehen auch Zeit-Diversity für die Datenübertragung vor.
Bei der beispielhaften Ausführungsform kann der akkumulierte Skalarwert manipuliert werden vor einer nachfolgenden Demodulation und Decodierung. Der akkumulierte Skalarwert jedes Symbols ist ein weicher Entscheidungswert, der typischerweise repräsentiert wird durch ein m-Bit-signierte ganze Zahl. Die weichen Entscheidungswerte werden schlussendlich an den Viterbi-Decodierer 814 für die Decodierung geliefert. Die Performance des Viterbi-Decodierers 814 wird beeinflusst durch die Anzahl von Bits und den Bereich der weichen Entscheidungswerte. Insbesondere vergleichen für jeden Codezweig die Codemetrikberechnungen die weichen Entscheidungswerte für den Codezweig mit einem erwarteten Wert, um eine Zweigmetrik zu erhalten. Die Zweigmetrik wird dann verwendet zum Definieren des Pfades, der die höchste Wahrscheinlichkeit besitzt, dass er in den decodierten Bits resultiert.
Da Energie für jedes Symbol aus den erneuten Übertragungen akkumuliert wird, besitzen die weichen Entscheidungswerte die Tendenz ihren Wert zu erhöhen. Daher kann es notwendig sein die weichen Entscheidungswerte mit einem Verstärkungsfaktor A_v vor der Viterbi-Decodierung zu reskalieren. Da die weichen Entscheidungswerte aus einer Energieakkumulation aus vielfachen Übertragungen, das heißt einer Übertragung oder erneuten Übertragungen abgeleitet werden, wird bevorzugt A_v = 1,0 beizubehalten. Wenn sich der weiche Entscheidungswert erhöht, erhöht sich das Vertrauen in die Korrektheit des Symbols. Das Reskalieren des weichen Entscheidungswerts auf einen kleineren Wert, um ihn innerhalb eines Bereichs einzupassen, kann Quantisierungsfehler und andere Fehler einführen. Jedoch können auch andere Systemfaktoren (zum Beispiel E_b/I_O des empfangenen Signals) diktieren, dass die weichen Entscheidungswerte für eine verbesserte Performance reskaliert werden. Bei der beispielhaften Ausführungsform kann die Skalierung mit einer arithmetischen Logikeinheit (ALU), einem Mikroprozessor, einem Digitalsignalprozessor (DSP) oder anderen Vorrichtungen durchgeführt werden, die programmiert oder entworfen sind, um die hier beschriebenen Funktionen durchzuführen.
Da die Zweigmetrikberechnungsschaltung innerhalb des Viterbi-Decodierers 814 üblicherweise mit einer vorbestimmten Anzahl von Bits aufgebaut ist, ist es wahrscheinlich notwendig die weichen Entscheidungswerte zu clippen bzw. kappen. Um eine Genauigkeit beizubehalten, können die akkumulierten Skalarwerte als ungeclippte bzw. ungekappte Werte gespeichert werden und das Clipping bzw. Kappen kann vor dem Viterbi-Decodierschritt durchgeführt werden.
In einer Systemarchitektur, bei der das Pilotsignal nicht gleichzeitig mit der Datenübertragung übertragen wird, wird die Kombination der Datensymbole aus der Übertragung und den Neuübertragungen durch eine andere Ausführungsform erreicht. Ein Beispiel einer solchen Architektur ist die Rückwärtsverbindungsimplementierung, welche dem IS-95A-Standard entspricht. Es wird bevorzugt die Skalarwerte gemäß dem Signal-zu-Rauschverhältnis (S/N) der empfangenen Signale zu akkumulieren. An der Zielvorrichtung kann die Energie S des gewünschten Signals (zum Beispiel des erneut übertragenen Pakets) berechnet werden nach dem Entspreizen mit dem langen PN-Code und den kurzen PN-Codes. Die Gesamtenergie des empfangenen Signals kann berechnet und dargestellt werden als
. Da das empfangene Signal hauptsächlich aus der Interferenz aufgebaut ist (zum Beispiel N>>S) ist N ungefähr gleich zu
. Somit akkumuliert die Zielvorrichtung die Skalarwerte aus der Übertragung und den erneuten Übertragungen gemäß der folgenden Gleichung:
wobei y_i der akkumulierte Skalarwert für das i^te-Symbol ist, s _ij der Vektor des gewünschten Signals für das i^te-Symbol der j^te ⁿ-Übertragung ist, |s _ij|der Skalarwert vom Filter 624 für das i^te-Symbol der j^te ⁿ-Übertragung ist, und
die Gesamtenergie des empfangenen Signals von der j^ten-Übertragung ist. s _ij kann angenähert werden mit dem Skalarwert |s _ij| vom Filter 624. Ferner kann
für jede Datenübertragung oder erneute Übertragung gemessen werden. Aus der Gleichung (1) wird der Skalarwert für jedes Symbol in dem Paket skaliert durch den Gewinn
vor der Akkumulation. Bei der vorliegenden Erfindung kann die gesamte Energie
des empfangenen Signals berechnet werden auf einer Frame-by-Frame- bzw. Rahmen-zu-Rahmen-Basis oder einer Symbol-zu-Symbol-Basis. Die Symbol-zu-Symbol-Basis erlaubt der Zielvorrichtung den Gewinn für jedes Symbol einzustellen, um rasche Änderungen hinsichtlich der Kanalbedingungen zu berücksichtigen.
Bei der vorliegenden Erfindung erlaubt die Akkumulation der Energie von zusätzlichen erneuten Übertragungen der Zielvorrichtung das korrekte Decodieren der fehlerhaft empfangenen Pakete. Die erneute Übertragung ermöglicht dem Kommunikationssystem mit einer höheren Rahmen-Fehler-Rate (FER = frame-error-rate) als normal zu arbeiten, in Folge der Fähigkeit die Pakete mit einer minimalen Beanspruchung von Systemressourcen korrekt zu decodieren, um dadurch die Verlässlichkeit der Datenübertragung zu verbessern und möglicherweise die Kapazität des Systems zu erhöhen. Ferner sieht die erneute Übertragung zu einem späteren Zeitpunkt Zeit-Diversity vor und verbessert die Verlässlichkeit der Datenübertragung. Jedoch erfordert das Arbeiten mit einer höheren FER die erneute Übertragung von mehr Paketen und kann die Komplexität des Kommunikationssystems erhöhen.
Die vorhergehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele ist vorgesehen, um den Fachmann zu ermöglichen die vorliegende Erfindung zu verwenden. Die unterschiedlichen Modifikationen dieser Ausführungsbeispiele werden sich dem Fachmann ergeben und die Grundprinzipien, die hier definiert wurden, können auf andere Ausführungsformen angewendet werden ohne den Einsatz erfinderischer Tätigkeit. Somit wird bezweckt, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die hier dargestellten Ausführungsformen begrenzt ist, sondern ihr der breiteste Umfang zugesprochen wird, der mit den hier beschriebenen Prinzipien und neuen Merkmalen übereinstimmt.

Claims

Verfahren zum Kommunizieren von Daten, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Codieren von Datenbits eines Datenpakets mit einer Kodierrate zum Erzeugen einer Vielzahl von Codesymbolen für jedes jeweilige Datenbit des Datenpakets; Punktieren der Codesymbole des Datenpakets gemäß einem ersten Punktiermuster zum Erzeugen eines ersten punktierten Datenpakets; Übertragen des ersten punktierten Datenpakets; Empfangen einer ersten negativen Bestätigung, die eine nicht erfolgreiche Decodierung des Datenpakets anzeigt, nach der Übertragung des ersten punktierten Datenpakets; Punktieren der Codesymbole des Datenpakets gemäß einem zweiten Punktiermuster zum Erzeugen eines zweiten punktierten Datenpakets; Übertragen auf einem separaten Codekanal des zweiten punktierten Datenpakets ansprechend auf den Empfang der ersten negativen Bestätigung.
Verfahren nach Anspruch 1, das ferner Folgendes aufweist: Auswählen der ersten und zweiten Punktiermuster zum Erzeugen der ersten und zweiten punktierten Datenpakete derart, dass das zweite punktierte Datenpaket Codesymbole enthält, die vorher nicht übertragen wurden.
Verfahren nach Anspruch 1, das ferner Folgendes aufweist: Auswählen der ersten und zweiten Punktiermuster zum Erzeugen der ersten und zweiten punktierten Datenpakete derart, dass die ersten und zweiten punktierten Datenpakete wenigstens ein gemeinsames Codesymbol besitzen.
Verfahren nach Anspruch 1, das ferner Folgendes aufweist: Auswählen der ersten und zweiten Punktiermuster zum Erzeugen der ersten und zweiten punktierten Datenpakete derart, dass die ersten und zweiten punktierten Datenpakete keine gemeinsamen Codesymbole besitzen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, das ferner Folgendes aufweist: Empfangen einer zweiten negativen Bestätigung, die eine nicht erfolgreiche Decodierung des Datenpakets nach der Übertragung des zweiten punktierten Datenpakets anzeigt; Punktieren der Codesymbole des Datenpakets gemäß einem dritten Punktiermuster zum Erzeugen eines dritten punktierten Datenpakets; Übertragen des dritten punktierten Datenpakets ansprechend auf den Empfang der zweiten negativen Bestätigung.
Verfahren nach Anspruch 5, das ferner Folgendes aufweist: Auswählen der ersten, zweiten und dritten Punktiermuster zum Erzeugen der ersten, zweiten und dritten punktieren Datenpakete derart, dass die ersten, zweiten und dritten punktierten Datenpakete unterschiedliche Codesymbole voneinander besitzen.
Verfahren nach Anspruch 5, das ferner Folgendes aufweist: Auswählen der ersten und dritten Punktiermuster zum Erzeugen der ersten und dritten punktierten Datenpakete derart, dass die ersten und dritten punktierten Datenpakete unterschiedliche Codesymbole voneinander besitzen.
Verfahren nach Anspruch 5, das ferner Folgendes aufweist: Auswählen der zweiten und dritten Punktiermuster zum Erzeugen der zweiten und dritten punktierten Datenpakete derart, dass die zweiten und dritten punktierten Datenpakete unterschiedliche Codesymbole voneinander besitzen.
Vorrichtung zum Kommunizieren von Daten, wobei die Vorrichtung Folgendes aufweist: Einen Codierer (122), der konfiguriert ist zum Codieren von Datenbits eines Datenpakets mit einer Codierrate zum Erzeugen einer Vielzahl von Codesymbolen für jedes jeweilige Datenbit des Datenpakets; einen Prozessor, der konfiguriert ist zum Punktieren der Codesymbole des Datenpakets gemäß einem ersten Punktiermuster zum Erzeugen eines ersten punktierten Datenpakets; einen Transmitter (126), der konfiguriert ist zum Übertragen des ersten punktierten Datenpakets; einen Empfänger (150), der konfiguriert ist zum Empfangen einer ersten negativen Bestätigung, die eine nicht-erfolgreiche Codierung des Datenpakets anzeigt, nachdem der Transmitter (126) das erste punktierte Datenpaket übertragen hat; wobei der Prozessor ferner konfiguriert ist zum Punktieren der Codesymbole des Datenpakets gemäß einem zweiten Punktiermuster zum Erzeugen eines zweiten punktierten Datenpakets; wobei der Transmitter (126) ferner konfiguriert ist zum Übertragen auf einem separaten Codekanal des zweiten punktierten Datenpakets und zwar ansprechend darauf, dass der Empfänger die erste negative Bestätigung empfängt.
Vorrichtung nach Anspruch 9, die ferner Folgendes aufweist: Eine Steuerung (140), die konfiguriert ist zum Auswählen der ersten und zweiten Punktiermuster zum Erzeugen der ersten und zweiten punktierten Datenpakete derart, dass das zweite punktierte Datenpaket Codesymbole umfasst, die zuvor nicht übertragen wurden.
Vorrichtung nach Anspruch 9, die ferner Folgendes aufweist: Eine Steuerung (140), die konfiguriert ist zum Auswählen der ersten und zweiten Punktiermuster zum Erzeugen der ersten und zweiten punktierten Datenpakete derart, dass die ersten und zweiten punktierten Datenpakete wenigstens ein gemeinsames Codesymbol besitzen.
Vorrichtung nach Anspruch 9, die ferner Folgendes aufweist: Eine Steuerung (140), die konfiguriert ist zum Auswählen der ersten und zweiten Punktiermuster zum Erzeugen der ersten und zweiten punktierten Datenpakete derart, dass die ersten und zweiten punktierten Datenpakete keine gemeinsamen Codesymbole besitzen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 12, wobei der Empfänger (150) ferner konfiguriert ist zum Empfangen einer zweiten negativen Bestätigung, die eine nicht-erfolgreiche Decodierung des Datenpakets anzeigt, nachdem der Transmitter das zweite punktierte Datenpaket übertragen hat, wobei der Prozessor ferner konfiguriert ist zum Punktieren der Codesymbole des Datenpakets gemäß einem dritten Punktiermuster zum Erzeugen eines dritten punktierten Datenpakets, und wobei der Transmitter (126) ferner konfiguriert ist zum Übertragen des dritten punktierten Datenpakets ansprechend darauf, dass der Empfänger die zweite negative Bestätigung empfängt.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Steuerung (140) ferner konfiguriert ist zum Auswählen der ersten, zweiten und dritten Punktiermuster zum Erzeugen der ersten, zweiten und dritten punktierten Datenpakete derart, dass die ersten, zweiten und dritten punktierten Datenpakete unterschiedliche Codesymbole voneinander besitzen.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Steuerung (140) ferner konfiguriert ist zum Auswählen der ersten und dritten Punktiermuster, zum Erzeugen der ersten und dritten Datenpakete derart, dass die ersten und dritten punktierten Datenpakete unterschiedliche Codesymole voneinander besitzen.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Steuerung (140) ferner konfiguriert ist zum Auswählen der zweiten und dritten Punktiermuster zum Erzeugen der zweiten und dritten punktierten Datenpakete derart, dass die zweiten und dritten punktierten Datenpakete unterschiedliche Codesymbole voneinander besitzen.