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Technischer
Bereich der Erfindung
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Diese
Erfindung betrifft den Bereich von Isolationssystemen zur Verwendung
im selektiven Isolieren elektrischer Schaltungen von einer anderen. Insbesondere
betrifft diese Erfindung Isolationssysteme mit Kondensator-gekoppelten
Isolationsbarrieren und direkte digitale Zugangsanordnungsschaltungen zum
Koppeln an Telefonleitungen. Diese Erfindung ist zum Beispiel nützlich in
der Telefonie, medizinischen Elektronik- und industriellen Verfahrenssteuerungs-Anwendungen
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Hintergrund
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Elektrische
Isolationsbarrieren können
in vielen Industrie-, Medizin-, und Kommunikationsanwendungen identifiziert
werden, wo es notwendig ist, einen Bereich der elektronischen Schaltung
von einem anderen elektronischen Bereich zu isolieren. In diesem
Zusammenhang existieren Isolationen zwischen zwei Bereichen einer
elektrischen Schaltung, falls eine Hochspannungsquelle, typischerweise
in der Größenordnung
von eintausend Volt oder mehr, bewirkt, dass zwischen zwei beliebigen
Knoten der Schaltung, die durch die Barriere getrennt sind, eine minimale
Menge an Strom fließt.
Eine elektrische Isolationsbarriere muss beispielsweise in Kommunikationsschaltungen
existieren, die direkt mit dem öffentlich-geschalteten
Standard-Zwei-Draht Telefonnetzwerk koppeln und die direkt durch
eine Standart-Wandsteckdose versorgt werden. Besonders, um die reguläre Einhaltung
des Bundes-Kommunikations-Komission-Teils 68 zu erreichen, welcher
elektrische Kopplungen an das Telefonnetzwerk regelt, um Netzwerkschäden vorzubeugen,
muss eine Isolationsbarriere in der Lage sein, einem zwischen der
direkt an das Zwei- Draht-Telefonnetzwerk
gekoppelten Schaltung und der direkt mit der Wandsteckdose gekoppelten
Schaltung existierenden Effektivwert (rms) von 1000 Volt bei 60
Hz mit nicht mehr als 10 Milliampere Stromfluss standzuhalten.
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In
vielen Anwendungen existiert ein analoges oder kontinuierlich zeitvariierendes
Signal auf einer Seite der Isolationsbarriere, und die Information, die
in diesem Signal enthalten ist, muss über die Isolationsbarriere übermittelt
werden. Eine herkömmliche
Telefonnetzwerk-Modulator/Demodulator-
oder Modem-Schaltung, die durch eine Wandsteckdose versorgt wird,
muss beispielsweise typischerweise ein analoges Signal mit einer
Bandweite von annähernd
4 Kilohertz für
eine Übertragung über das öffentlich-geschaltete
Zwei-Draht-Telefonnetzwerk über
eine Isolationsbarriere übertragen.
Das Isolationsverfahren und die assoziierte Schaltung muss diese Übertragung
zuverlässig
und kostengünstig bereitstellen.
In diesem Zusammenhang wird die Übertragung
von Information über
die Isolationsbarriere nur als zuverlässig betrachtet, falls die
folgenden Bedingungen gelten: die Isolationselemente selbst stören nicht
signifikant die Signalinformation, die Kommunikation ist im Wesentlichen
unempfindlich auf oder ungestört
von Spannungssignalen oder Impedanzen, die zwischen den isolierten
Bereichen der Schaltung existieren, und schließlich, die Kommunikation ist
im Wesentlichen unempfindlich auf oder ungestört von Rausch-Quellen in physikalischer
Nähe zu
den Isolationselementen.
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Hochspannungsisolationsquellen
werden herkömmlicherweise
mittels Verwendens von magnetischen Feldern, elektrischen Feldern,
oder Licht implementiert. Die korrespondierenden Signalkommunikationselemente
sind Transformatoren, Kondensatoren und Optoisolatoren. Transformatoren können eine
hohe Spannungsisolation zwischen primären und sekundären Windungen
liefern, und können
auch im hohen Maße
eine Unterdrückung
von Niederspannungssignalen liefern, die über die Barriere existieren,
da diese Signale in Transformatorisolierten Anwendungen als gemeinsame
Mode auftreten. Aus diesen Gründen
wurden herkömmlicherweise
Transformatoren verwendet, um Modemschaltungen an das standardmäßige Zwei-Draht-Telefonnetzwerk
zu koppeln. In Modemschaltengen ist das über die Barriere übertragene
Signal typischerweise von analoger Natur, und die Signalkommunikation
in beiden Richtungen über
die Barriere wird durch einen einzigen Transformator gestützt. Jedoch
ist eine analoge Signalkommunikation durch einen Transformator den
Begrenzungen niedriger Frequenzbandbreiten sowie einer durch Nichtlinearitäten des
Kerns verursachten Störung
unterworden. Weitere Nachteile von Transformatoren sind deren Größe, Gewicht
und Kosten.
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Die
Verzerrungs-Performance das Transformator-Koppelns kann verbessert
werden obwohl die Größe und das
Gewichts reduziert werden, indem kleineren Pulstransformatoren zum Übertragen
einer digital-kodierten Version des analogen Informationssignals über die
Isolationsbarriere verwendet werden, wie in dem US-Patent Nr. 5
369 666 "MODEM WITH
DIGITAL ISOLATION" offenbart
ist. Jedoch sind für
eine bidirektionale Kommunikation zwei separate Pulstransformatoren
offenbart, was einen Kostennachteil zur Folge hat. An anderer Nachteil des
Transformatorkoppelns ist, dass typischerweise zusätzliche
Isolationselemente, wie zum Beispiel Relais oder Optoisolatoren,
benötigt
werden, um Steuersignalinformation, wie zum eine Beispiel Telefonleitungs-Gabelschalter-Steuerung
und eine Klingel- Detektion, über die
Isolationsbarriere zu übertragen, wodurch
die Kosten und die Größe von Transformator-basierten
Isolationslösungen
weiter ansteigen.
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Aufgrund
deren geringen Kosten wurden herkömmlicherweise Hochspannungskondensatoren für eine Signalübertragung
in Isolationssystemschaltungen verwendet. Typischerweise wird das über die Isolationsbarriere
zu übertragende
Basisband- oder Niedrigfrequenz-Analogsignal
auf eine höheren
Frequenz moduliert, bei der die kapazitiven Isolationselemente besser
leiten. Die empfangende Schaltung auf der anderen Seite der Barriere
demoduliert das Signal, um das Signal niedriger Bandweite von Interesse
wieder herzustellen. Beispielsweise offenbart das US-Patent Nr.
5 500 895, "TELEPHONE
ISOLATION DEVICE" ein
schaltendes Modulationsschema, dass für eine Übertragung über eine kapazitive Isolationsbarriere
direkt auf ein analoges Informationssignal angewandt wird. Der Nachteil
dieser Technik ist es, dass die analoge Kommunikation, obgleich
sie differentiell ist, nicht robust ist. Fehlanpassungen in den
differentiellen Komponenten erlauben Rauschsignalen, welche kapazitiv
in die Isolationsbarriere koppeln können, leicht sowohl die Amplitude
als auch das Zeitverhalten (oder die Phase) des analogen modulierten
Signals zu korrumpieren, wodurch eine unzuverlässige Kommunikation über die
Barriere resultiert. Selbst mit perfekt abgestimmten Komponenten können Rauschsignale
begünstigt
in eine Seite des differentiellen Kommunikationskanals koppeln.
Dieses Schema benötigt
auch separate Isolationskomponenten für Steuersignale, wie zum Beispiel
Gabelschalter-Steuerung und Klingel-Detektion, wodurch die Kosten
und die Komplexität
dieser Lösung
ansteigen.
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Die
Amplitudenkorrumpierungssache kann mittels anderer Modulationsschemen
eliminiert werden, wie zum Beispiel gemäß dem US-Patent 4 292 595 "CAPACITANCE COUPLED
ISOLATION AMPLFIER AND METHOD",
welches ein Pulsweiten-Modulationsschema
offenbart; US-Patent Nr. 4 835 486 "ISOLATION AMPLIFIER WITH PRECISE TIMING OF
SIGNALS COUPLED ACROSS ISOLATION BARRIER", welches ein Spannungs-zu-Frequenz-Modulationsschema
offenbart; und US-Patent Nr. 4 843 339 "ISOLATION AMPLIFIER INCLUDING PRECISION
VOLTAGE-TO-DUTY CYCLE CONVERTER AND LOW RIPPLE, HIGH BANDWITH CHARGE
BALANCE DEMODULATOR",
welches ein Spannungs-zu-Tastverhältnis-Modulationsschema offenbart. Bei diesen
Modulationsschemen trägt
die Amplitude des modulierten Signals keine Information und eine
Korrumpierung ihres Wertes durch Rauschen stört nicht den akkuraten Empfang.
Stattdessen wird die über
die Isolationsbarriere zu übertragende
Signalinformation in Spannungsübergänge kodiert,
die an präzisen
Zeitpunkten auftreten. Aufgrund dieser benötigten Präzision im Zeitverhalten sind
diese Modulationsschemen von analoger Natur. Ferner, da kapazitiv
gekoppeltes Rauschen Zeitverhaltens- (oder Phasen-)Fehler der Spannungsübergänge zusätzlich zu
den Amplitudenfehlern verursachen kann, bleiben die Modulationsschemen
empfindlich auf Rausch-Interferenzen an der Isolationsbarriere.
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Ein
anderes Verfahren zum Übertragen
eines analogen Informationssignals über eine Isolationsbarriere
ist in dem Silicon Systems, Inc. Datenblatt für die Produktnummer SSI73D2950
beschrieben (siehe das dazugehörige
US-Patent 5 500 894 für "TELEPHONE LINE INTERFACE
WITH AC AND DC TRANSCONDUCTANCE LOOPS" und 5 602 912 für "TELEPHONE HYBRID CIRCUIT"). In diesem Modemchipsatz
wird ein analoges Signal mit über eine
Isolationsbarriere zu übertragender
Information in ein digitales Format umgewandelt, wobei die Amplitude
des digitalen Signals, auf standardmäßige digitale logische Niveaus
beschränkt
ist. Das digitale Signal wird mittels zweier separater Hochspannungs-Isolationskondensatoren über die
Barriere übertragen.
Ein Kondensator wird dazu verwendet, das logischen Niveau des digitalen
Signals zu übertragen,
während
ein separater Kondensator dazu verwendet wird, ein Takt- oder Zeitverhaltens-Synchronisationssignal über die
Barriere zu übertragen. Das
Taktsignal wird auf der empfangenden Seite der Barriere als eine
Zeitbasis für
eine Analogsignal-Wiederherstellung verwendet und benötigt daher
eine ähnliche
Präzision
im Zeitverhalten wie die, welche von analogen Modulationsschemen
benötigt
wird. Konsequenterweise ist ein Nachteil dieses Ansatzes, dass an
der Isolationsbarriere kapazitiv gekoppeltes Rauschen Taktsignal-Zeitverhaltensfehler,
bekannt als Jitter (Flackern), verursachen kann, was das wiederhergestellte
analoge Signal korrumpiert und eine unzuverlässige Kommunikation über die
Isolationsbarriere zur Folge hat. Zuverlässige Signalkommunikation ist
ferner durch die Empfindlichkeit der einendigen (single ended) Signalübermittlung
auf Spannungen gefährdet,
die zwischen den isolierten Schaltungsbereichen existieren. Weitere
Nachteile des in diesem Datenblatt beschriebenen Verfahrens sind zusätzliche
Kosten und Platinenplatz, der mit anderen benötigten Isolationselementen
assoziiert ist, einschließlich
eines separaten Hochspannungs-Isolationskondensators
für das
Taktsignal, eines anderen separaten Isolationskondensators für bidirektionale Kommunikation,
und Optoisolatoren und Relais zum Übertragen von Steuerinformation über die
Isolationsbarriere.
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Herkömmlicherweise
werden Optoisolatoren zum Übertragen
von Information über
eine Hochspannungsisolationsbarriere verwendet. Signalinformation
wird typischerweise in zwei Niveaus, die mit einem "EIN"- oder "AUS"-Zustand für die lichtemittierende
Diode (LED) innerhalb des Optoisolators korrespondieren, quantisiert.
Das US-Patent Nr. 5 287 107 "OPTICAL
ISOLATION AMPLIFIER WITH SIGMA-DELTA MODULATION" offenbart ein Delta-Sigma-Modulationsschema
für eine
Zwei-Niveau-Quantisierung
eines Basisband- oder Niedrigfrequenzsignals, und eine nachfolgende Übertragung über eine Isolationsbarriere
durch Optoisolatoren. Dekodierer und analoge Filterschaltungen stellen
das Basisbandsignal auf der empfangenden Seite der Isolationsbarriere
wieder her. Wie beschrieben, kodiert das Modulationsschema die Signalinformation
in EIN/AUS-Übergänge der
LED an bestimmten Zeitpunkten, wodurch sie empfänglich auf dieselbe Jitter (Übergangs-Zeitverhaltens)-Sensitivität wie die
kapazitiven Isolationsverstärkungsmodulationsschemen
werden.
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Ein
anderes Beispiel einer Signalübertragung über eine
optische Isolationsbarriere ist in dem Vereinigten-Staaten-Patent Nr. 4 901
275 "ANALOG DATA
ACQUISITION APPARATUS AND METHOD PROVIDED WITH ELECTRO-OPTICAL ISOLATION" offenbart. In dieser
Offenbarung wird ein Analog-zu-Digital-Umwandler, oder ADC, dazu
verwendet, verschiedene, multiplexte Analogkanäle zum Übertragen an ein digitales
System in digitales Format umzuwandeln. Optoisolatoren werden verwendet,
den ADC von elektrischem Rauschen zu isolieren, das in dem digitalen
System erzeugt wurde. Serielle Datenübermittlung über die
Isolationsbarriere wird mittels eines Taktsignals synchronisiert,
dass durch einen separaten Optoisolator passiert. Die ADC-Zeitbasis
oder der ADC-Takt wird jedoch entweder auf der analogen Seite der
Barriere erzeugt oder durch ein Softwareereignis auf der digitalen
Seite der Barriere ausgelöst.
In jedem Fall wird kein Mechanismus für eine Jitter-unempfindliche Übertragung
des ADC-Taktes, die für
eine zuverlässige
Signalrekonstruktion benötigt
wird, über
die Isolationsbarriere bereitgestellt. Einige weitere Nachteile
sind, dass Optoisolatoren typischerweise teurer sind als Hochspannungsisolationskondensatoren
und dass sie naturgemäß unidirektional
sind, wodurch eine Mehrzahl von Optoisolatoren benötigt wird,
um eine bidirektionale Kommunikation zu implementieren.
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In
einer nicht-Telefonleitungs Anwendung wurde gezeigt, dass die Erzeugung
einer Spannungsversorgung aus einem Signal durch die Verwendung
einer aus Dioden bestehenden Vollwellen-Brückenschaltung
erreichbar ist, wie in dem US-Patent Nr. 5 438 678 gezeigt wird.
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Daher
existiert ein ungedeckter Bedarf nach einer zuverlässigen,
akkuraten und billigen Vorrichtung zum Erwirken einer bidirektionalen
Kommunikation von sowohl analoger Signalinformation als auch Steuerinformation über eine
Hochspannungsisolationsbarriere, während die Unzulänglichkeiten
des Standes der Technik vermieden werden.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
Unzulänglichkeiten
des Standes der Technik, auf die oben hingewiesen wurde, werden mittels
der vorliegenden Erfindung behandelt, die ein zuverlässiges,
billiges, leichtgewichtiges Isolationssystem bereitstellt, dass
im Wesentlichen immun auf Rauschen ist, welches sich auf das Zeitverhalten und/oder
die Amplitude des Signals auswirkt, das über das Isolationselement übermittelt
wird, wodurch es erlaubt wird, dass ein Eingabesignal akkurat am Ausgang
des Isolationssystems reproduziert wird.
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Die
Erfindung stellt eine digitale Direktzugriffsanordnungs (direct
access arrangement)- (DAA) Schaltung bereit, die zum Beenden bzw.
Abschließen (terminating)
von Telefonverbindungen seitens des Benutzers verwendet werden kann,
die einen Kommunikationspfad für
Signale zu und von den Telefonleitungen bereitstellt. Kurz beschrieben,
die Erfindung stellt Mittel zum Senden und Empfangen eines Signals über eine
kapazitive Isolationsbarriere bereit. Das Signal wird digitalisiert
und auf standardmäßige logische
Niveaus quantisiert für
eine Übertragung durch
die Barriere und ist daher weitgehend auf Amplitudenrauschinterferenz
immun. Das digitale Signal ist synchron und das Signal wird auf
der empfangenden Seite der Isolationsbarriere zeitlich wieder-bestimmt
(retimed) oder zwischengespeichert (latched) unter Verwendung eines
Taktsignals, dass aus den digitalen, über die Barriere gesendeten
Daten wiederhergestellt wurde. Die Taktwiederherstellungsschaltung
stellt Mittel zum Filtern eines Jitters der empfangenen digitalen
Daten bereit, so dass der wiederhergestellte Takt einen wesentlich
geringeren Jitter als das empfangene digitale Signal hat. Demzufolge
ist die digitale Kommunikation über
die kapazitive Isolationsbarriere weitgehend auf Zeitverhaltens- oder
Phasenrauschinterferenz immun.
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Eine
digitale Direktzugriffsanordnungsschaltung zum Beenden einer Telefonleitungsverbindung wird
gemäß dem unabhängigen Anspruch
1 bereitgestellt. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung
werden in den abhängigen
Ansprüchen
2 bis 4 beschrieben.
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Beschreibung der Zeichnungen
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Damit
die Art und Weise, auf welche die hierin beschriebenen Vorteile
und Eigenschaften der Erfindung, sowie andere, welche offensichtlich
werden, erlangt werden und im Detail verstanden werden können, kann
eine genauere Beschreibung der oben zusammengefassten Erfindung
bekommen werden mittels Bezugnahme auf die Ausführungsbeispiele davon, welche
in den beigefügten
Zeichnungen gezeigt sind, welche Zeichnungen einen Teil dieser Beschreibung
bilden.
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Es
wird bemerkt, dass die beigefügten
Zeichnungen nur exemplarische Ausführungsbeispiele der Erfindung
zeigen und daher nicht als Einschränkung ihres Rahmens betrachtet
werden sollen, denn die Erfindung kann andere äquivalente Ausführungsbeispiele
zulassen.
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1 ist
ein Blockdiagramm eines Telefonsatzes, das eine typische Anwendung
der Erfindung zeigt.
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2 ist
ein Blockdiagramm, dass ein erfindungsgemäßes unidirektionales Kommunikationssystem
zeigt.
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3A ist
ein Blockdiagramm, dass die Schaltung genau zeigt, die verwendet
wird, ein nicht-überlappendes
Zweiphasen-Taktsignal an die Delta-Sigma-Modulatoren zu liefern,
die in bevorzugten Ausführungsbeispielen
der Erfindung verwendet werden.
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3B ist
ein Zeitverhaltens-Diagramm, dass die Beziehungen des Zeitverhaltens
zwischen verschiedenen Takt- und
Datensignalen zeigt, die in der Schaltung der Erfindung auftreten.
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4A und 4B sind
Diagramme, die Signalformate zeigen, die durch die in dieser Erfindung verwendeten
Kodierer erzeugt werden können.
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5 ist
ein Blockdiagramm, das die Komponenten einer exemplarischen Taktwiederherstellungsschaltung
zeigt, die in der Erfindung verwendet wird.
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6A und 6B sind
schematische Diagramme von aktiven Diodenbrückenschaltungen, die als Spannungsquelle
in bevorzugten Ausführungsbeispielen
der Erfindung verwendet werden können.
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7 ist
ein Blockdiagramm, das ein erfindungsgemäßes bidirektionales Isolationssystem zeigt.
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8 ist
ein Blockdiagramm einer Taktwiederherstellungs- und Datensynchronisierungsschaltung
gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel der
Erfindung.
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9 ist
ein schematisches Diagramm einer Phasendetektorschaltung, die in
einer Taktwiederherstellungsschaltung verwendet werden kann, gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung.
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10 ist
ein schematisches Diagramm einer Frequenzdetektorschaltung, die
in einer Taktwiederherstellungsschaltung verwendet werden kann, gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung.
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11 ist
ein Blockdiagramm einer Kodiererschaltung, die in einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel
der Erfindung verwendet werden kann.
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12 ist
eine Illustration, die ein Rahmungs (framing)-Format darstellt, dass nutzbringend
in bevorzugen Ausführungsbeispielen
der Erfindung verwendet werden kann.
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13A und 13B sind
schematische Diagramme von Ansteuerungsschaltungen, die verwendet
werden können,
die Erfindung zu implementieren.
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14 ist
ein Zeitverhaltens-Diagramm, das ein alternatives Rahmungsformat
darstellt, dass in bidirektionalen Ausführungsbeispielen der Erfindung verwendet
werden kann.
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15 ist
ein Blockdiagramm einer Taktwiederherstellungsschaltung, die zur
Verwendung mit dem Rahmungsformat aus 14 eingesetzt
werden kann.
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16 ist
ein allgemeines Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen digitalen
DAA-Schaltung einschließlich
telefonleitungsseitiger Schaltung, einer Isolationsbarriere, und
spannungsversorgungsseitiger Schaltung.
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17 ist
ein allgemeines Blockdiagramm von Sende- und Empfangssignalwegen
in einer digitalen DAA-Schaltung gemäß der Erfindung.
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18 ist
ein allgemeines Blockdiagramm einer digitalen DAA-Schaltung, implementiert
mit zwei integrierten Schaltungen (ICs) und einer Isolationsbarriere,
gemäß der Erfindung.
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Beschreibung von bevorzugten
Ausführungsbeispielen
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Um
einen Kontext für
das Verständnis
dieser Beschreibung bereit zu stellen, zeigt 1 eine typische
Anwendung für
die Erfindung: ein Telefon, dass Schaltungen aufweist, die mittels
einer telefonsystemexternen Quelle versorgt werden. Eine grundlegende
Telefonschaltung 118 wird durch die "Batterie"-Spannung versorgt, die durch das öffentliche
Telefonsystem bereit gestellt wird, und hat keine separate Spanngsankopplung.
Viele moderne Telefone 110 weisen jedoch ein (kabelloses)
Radio-Lautsprechertelefon (speakerphone) auf, oder Beantwortungsmaschinenfunktionen,
die eine externe Spannungsquelle 112 benötigen, die
typischerweise mittels Einsteckens des Telefons (oder eines Spannungsversorgungs-Transformators/Gleichrichters)
in eine typische 110-Volt Wandsteckdose erhalten wird. Um das öffentliche
Telefonsystem 114 zu schützen (und um die staatlichen
Vorschriften einzuhalten), ist es notwendig, die "spannungsversorgte
Schaltung" 116,
die extern versorgte wird, von der "isolierten Schaltung" 118, die an die Telefonleitungen
gekoppelt ist, zu isolieren, um gefährliche oder destruktive Spannungs-
oder Strom-Niveaus vom Eintreten in das Telefonsystem abzuhalten.
(Ähnliche
Betrachtungen existieren auch in vielen anderen Anwendungen, einschließlich Kommunikation,
medizinischer Anwendungen und Instrumentierungs-Anwendungen, in
welchen diese Erfindung nutzbringend angewandt werden kann.) Die
benötigte
Isolation wird mittels der Isolationsbarriere 120 bereitgestellt.
Das Signal, das durch die Isolationsbarriere 120 passiert,
ist ein analoges Stimmsignal in einer typischen Telefonanwendung,
aber es kann auch ein digitales Signal oder ein multiplextes Signal
mit sowohl analogen als auch digitalen Komponenten in verschiedenen
Anwendungen sein. In einigen Anwendungen kann die Kommunikation über die
Isolationsbarriere 120 unidirektional (in einer Richtung)
sein, aber in vielen Anwendungen, einschließlich Telefonie, wird bidirektionale
Kommunkation benötigt.
Bidirektionale Kommunikation kann unter Verwendung eines Paars unidirektionaler
Kommunikationskanäle
bereit gestellt werden, oder mittels Bildens eines einzelnen Isolationskanals
und Multiplexens bidirektionaler Signale durch den Kanal.
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Die
primären
an die Isolationsbarriere 120 gestellten Anforderungen
sind, dass sie effektiv das Passieren schädlicher Niveaus elektrischer
Spannung über
sie verhindert, während
dass gewünschte Signal
akkurat von der spannungsversorgten Seite 122 zur isolierten
Seite 124, oder in der umgekehrten Richtung, falls gewünscht, passiert.
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2 zeigt
ein grundlegendes Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung. Zunächst
wird der insgesamte Betrieb der Erfindung beschrieben, und dann
wird jede Komponente im Detail im benötigen Umfang beschrieben, um
einen Fachmann in die Lage zu versetzen, die Erfindung herzustellen
und zu verwenden. Als eine Sache der Terminologie wird die auf der
linken oder spannungsversorgten Seite der Isolationsbarriere gezeigte
Schaltung (Kondensatoren 209 und 210 in 2)
als die "spannungsversorgte" Schaltung oder die "Sende"-Schaltung oder das "Sende"-System bezeichnet,
und die Schaltung auf der rechten Seite der Isolationsbarriere wird
als "isolierte" oder "Empfangs"-Schaltung oder -System
bezeichnet. Die "Sende"-Seite kann gewöhnlich mittels
des Standorts des dominanten Hauptoszillators 202 auf dieser
Seite der Barriere identifiziert werden, und der abhängige Oszillator
(beispielsweise die Taktwiederherstellungsschaltung 216)
ist auf der empfangenden Seite angeordnet. Beachte jedoch, dass in
einigen Ausführungsbeispielen
der Erfindung Signale vom Empfangssystem zum Sendesystem übermittelt
werden können,
so dass diese Bezeichnungen nicht notwendigerweise die Richtung
des Datenflusses über
die Barriere angeben. Ferner kann in einigen Ausführungsbeispielen
der Hauptoszillator auf der Niedrigspannungs-Seite (beispielsweise
Telefonsystem)-Seite der Barriere sein, und eine Taktwiederherstellung
PLL kann auf der Hochspannungsseite der Barriere angeordnet sein.
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Unter
Bezugnahme auf 2 enthält ein bevorzugtes erfindungsgemäßes unidirektionales
kapazitives Isolationssystem einen Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler 201,
der über
den Analogeingang 212 betreibbar ist und durch ein Taktsignal vom
Oszillator 202 angesteuert wird. Die digitale Ausgabe des
Delta-Sigma-ADC 224 ist synchron mit der Betriebsfrequenz
des Oszillators 202 und wird mittels der Kodiererschaltung 213 mit
digitalen Steuersignalen 219 zeitgemultiplext. Die Kodiererschaltung 213 formatiert
auch den resultierenden digitalen Datenstrom 230 in ein
Kodierschema oder Rahmungsformat, das eine robuste Taktwiederherstellung
auf der empfangenden Seite der Isolationsbarriere erlaubt. Die Isolationsbarriere
weist zwei Hochspannungskondensatoren 209 und 210 auf.
In einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung steuert die Ansteuerungsschaltung 214 die
Sendeseite des Kondensators 209 mit einem digitalen Spannungssignal.
Die Taktwiederherstellungsschaltung 216 stellt für die Empfangsseite
des Kondensators 209 eine sehr hohe Impedanz dar, der digitalen Spannungsausgabe
des Ansteuerers bzw. Treibers (driver) 214 erlaubend, über die
Isolationsbarriere zu koppeln. In diesem Ausführungsbeispiel stellt der Kondensator 210 einen
Rückkehrpfad über die
Barriere bereit. In einem anderen Ausführungsbeispiel werden die Kondensatoren 209 und 210 unterschiedlich
durch komplementäre
digitale Ausgaben der Ansteuerschaltung 214 angesteuert.
In diesem Ausführungsbeispiel
stellt die Taktwiederherstellungsschaltung 216 eine sehr
hohe Impedanz für
die Empfangsseiten der Kondensatoren 209 und 210 dar,
den differentiellen digitalen Spannungsausgaben des Ansteuerers 214 erlaubend, über die
Isolationsbarriere zu koppeln. Die Eingabe zu der Ansteuerungsschaltung 214 ist
die Ausgabe 230 des Kodierers 213.
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Die
Empfangsseite der Isolationsbarriere enthält eine Taktwiederherstellungsschaltung 216, mit
an die Isolationskondensatoren 209 und 210 gekoppelten
Eingängen.
Die Taktwiederherstellungsschaltung stellt ein Taktsignal aus den über die
Isolationsbarriere gesteuerten digitalen Daten wieder her. Der wiederhergestellte
Takt stellt taktgebende Signale für den Dekodierer 217 und
den Delta-Sigma Digital-zu-Analog-Umwandler 208 bereit.
Der wiederhergestellte Takt stellt Taktsignale für den Dekodierer 217 und
den Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler bereit. Die Dekodiererschaltung 217 separiert
die zeitgemultiplexten Datensignale von Steuersignalen, eine digitale
Steuerausgabe 228 und Datenausgabe 232 bereitstellend,
die zu dem Delta-Sigma DAC 208 geführt werden. Der Delta-Sigma
DAC (digital to analog converter = Digital-zu-Analog-Umwandler) 208,
mit digitalen Eingaben, die vom Kodierer 217 geliefert
werden, und Takt, der von der Taktwiederherstellungsschaltung 216 geliefert
wird, stellt die analoge Ausgabe der Empfangsseite des Isolationssystems
bereit, welches eng mit der ursprünglichen analogen Eingabe 212 korrepondiert.
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Eine
aktive Diodenbrückenschaltung 640 kann
auch an die Isolationskondensatoren 209 und 210 gekoppelt
werden, um eine Gleichspannungsquelle 220, die abgezweigt
wurde aus in dem über die
Isolationsbarriere übertragenen
Signal enthaltener Energie, für
die Taktwiederherstellungsschaltung 216 und Dekodiererschaltung 217 bereitzustellen.
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In
der folgenden Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen werden alle
Schaltungsreferenzen mit Hinsicht auf MOS (Metalloxidhalbleiter)-integrierte
Schaltungstechnologie gemacht, obgleich, wie von einem Fachmann
verstanden wird, die Erfindung genauso mit anderen Technologien
implementiert werden kann. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel inkorporiert
ein Sendesystem 225, das aus einem Delta-Sigma ADC 201,
einem Oszillator 202, einem Kodierer 213 und einer
Ansteuerung 214 besteht, die auf einem Siliziumsubstrat hergestellt
sind, und ein Empfangssystem 226, das aus einer Taktwiederherstellungsschaltung 216,
einem Dekodierer 217, einem Delta-Sigma DAC 208 und
einer aktiven Diodenbrückenschaltung 640 besteht,
die auf einem zweiten Siliziumsubstrat hergestellt sind. Die zwei
separaten Siliziumsubstrate werden benötigt, um die durch die Kondensatoren 209 und 210 bereitgestellte
Hochspannungsisolation beizubehalten, da typische MOS-Technologien keine Hochspannungsisolation
von 1000 Volt oder mehr bereit stellen können.
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Der
Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler, gezeigt als Block 201 in 2,
ist im Stand der Technik wohlbekannt. Siehe, zum Beispiel, J.C. Candy,
A Use of Double Integration on Sigma Delta Modulation, IEEE Trans.
On Communication, März 1985,
Seiten 249 bis 258, und B.E. Boser und B.A. Wooley, The Design of
Sigma-Delta Modulation Analog-to-Digital Converters, IEEE Journal
Solid State Circuits, Dez. 1988, Seiten 1298 bis 1303. Die spezielle
Gestaltung des ADC 201 wird Gegenstand der von den Bedürfnissen
der besonderen Anwendung, in welcher die Isolationsbarriere verwendet
wird, abhängigen
Gestaltungswahl sein.
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Die
Verwendung eines Delta-Sigma-Umwandlers-innerhalb des Isolationssystems
stellt verschiedene wünschenswerte
Merkmale bereit. Es wird geschätzt
werden, dass der Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler eine hohe Überabtastungsrate
verwendet, um eine akkurate A/D-Umwandlung über die Eingangssignal-Bandweite
ohne die Verwendung von präzise
abgestimmten Komponenten oder von Antialias-Filtern hoher Ordnung
bereitzustellen. Außerdem
nehmen solche Umwandler einen relativ kleinen Betrag an Platz auf
einer integrierten Schaltung ein und sind relativ einfach auf einem
CMOS-Chip herzustellen.
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Die
digitale Pulsstromausgabe 224 vom Delta-Sigma-Umwandler 201 kodiert
das analoge Eingangssignal 212 in ein Pulsdichtenmodulationsformat.
In Pulsdichtenmodulation ist die Amplitudeninformation des analogen
Eingangssignals in der Dichte der während eines gegebenen Zeitintervalls
erzeugten Ausgangspulse enthalten.
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Geeignete
Gestaltungen für
eine Oszillatorschaltung sind im Stand der Technik wohlbekannt und
können
typischerweise einen Ringoszillator oder einen auf einem piezoelektrischen
Kristall basierenden Oszillator aufweisen, der extern zu der integrierten
MOS-Schaltung angeordnet ist. Siehe, zum Beispiel, A.B. Grebene,
Bipolar and MOS Analog Integrated Circuit Design, John Wiley and
Söhne,
1984. 3A zeigt ferner die Taktsignale,
die zum Delta-Sigma Umwandler 201 bereitgestellt werden,
in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Taktsignal 302 vom Oszillator 202 wird
zur Taktteilungsschaltung 304 eingegeben, die die Frequenz
des Eingangstaktes teilt und eine Ausgabe in der Form von zweiphasigen,
nichtüberlappenden Taktsignalen ∅1 und ∅2 zu
der Delta-Sigma Modulatorschaltung bereitstellt. Die Gestaltung
und die Konstruktion der Taktteilungsschaltung 304 liegt
innerhalb des normalen Fachwissens und ist hier nicht ausführlich beschrieben.
Da die Kodiererschaltung 213 das Zeitmultiplexen des digitalisierten
Datensignals 224 mit digitalen Steuereingangsdaten 219 unter
Verwendung einer vom Oszillator 202 abgeleiteten Zeitbasis
ausführen
kann, muss der Taktteiler 304 aus 3A die
Frequenz des Oszillators 202 mindestens durch einen Faktor
Zwei teilen.
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3B zeigt
beispielhaft Signale, die mit der Taktteilerschaltung 304 und
dem Delta-Sigma Modulator 201 in 3A assoziiert
sind. Die Spur 210 ist das vom Oszillator 202 auf
der Leitung 302 erhaltene Taktsignal. Die Spur 312 ist
das "Takt geteilt
durch 2" Signal,
dass durch die Taktteilerschaltung 304 erzeugt wurde. Die
Spuren 314 und 316 zeigen beispielhaft zwei Phasen
nichtüberlappender
Taktsignale ∅1 beziehungsweise ∅2, die von der Taktteilerschaltung 304 zum
Delta-Sigma-Modulator 201 ausgegeben werden. Die Spur 318 stellt
die analoge Eingabe zum ADC 201 dar, welche sich im Allgemeinen sehr
langsam verändert
im Vergleich zu der Frequenz des Taktsignals 310. Diese
Bandweitenbeziehung wird benötigt,
da der Delta-Sigma Modulator bei einer Abtastrate betrieben werden
muss, die viel höher
als eine typische Nyquistrate ist (beispielsweise ist eine 1 MHz
Abtastrate für
ein 4 kHz Stimm-Band typisch), damit die Informationen in dem analogen
Signal akkurat durch die Einbit-Binärausgabe dargestellt wird.
Schließlich
stellt die Spur 320 die digitale Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators 201 dar,
welche beispielsweise zur Anstiegskante des Taktsignals ∅1 synchronisiert sein kann (Das gezeigte
Ausgangsbitmuster 320 ist bereitgestellt, um beispielhaft Zeitverhältnis-Beziehungen
zu zeigen und versucht nicht, die gezeigte analoge Eingabe 318 akkurat
zu reflektieren).
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Bezugnehmend
auf 2, in bevorzugten Ausführungsbeispielen dieser Erfindung
führt die
Kodiererschaltung 213 zwei primäre Funktionen durch. Die erste
Funktion des Kodierers 213 ist ein Zeitmultiplexen von
Steuersignalen 219 von anderen Schaltungen und Datensignalen 224 von
dem Delta-Sigma Modulator 201, eine Operation, die im Stand
der Technik wohl bekannt und Gegenstand vieler geeigneter Implementierungen
ist. Die Multiplexfunktion ist mittels eines Taktsignal vom Oszillator 202 synchronisiert.
Die zweite Funktion des Kodierers 213 ist Formatieren der
Daten für
eine Übertragung über die Isolationskondensatoren 209 und 210. 4 zeigt genau ein Kodierschema, dass verwendet
werden kann, um digitale Pulse über
die kapazitive Isolationsbarriere zu übertragen. (Ein anderes geeignetes Kodierschema
wird unten unter Bezugnahme auf 14 beschrieben.) 4A zeigt
das Format für von
der Sendeschaltung zur Empfangsschaltung gesendete Daten. Wenn für eine gegebene
Zelle Datum = 1 gilt, ist die Ausgabe des Kodierers für das erste Viertel
der Bitzellenperiode hoch. Wenn für eine gegebene Zelle Datum
= 0 gilt, ist die Ausgabe des Kodierers für das dritte Viertel der Bitzellenperiode hoch.
Dieses Kodierschema garantiert einen Niedrig-zu-Hoch-Übergang, gefolgt durch einen Hoch-zu-Niedrig-Übergang
für jede
Bitzellenperiode, unabhängig
vom Datenmuster. Die resultierende datenunabhängige Übergangsdichte erlaubt eine
robuste Taktwiederherstellung auf der anderen Seite der Isolationskondensatoren 209, 210.
Alternativ kann eine robuste Taktwiederherstellung auch mittels Verwendens
einer zum Frequenzsichern verwendeten Präambel, gefolgt durch ein Datenmuster
verwendet wird, welches nicht von konstanter mittleren Frequenz
ist, erreicht werden.
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In
einem bidirektionalen System, wie es unten in Verbindung mit 7 beschrieben
ist, können der
Sendesystem-Kodierer 702 und -Ansteuerer 703 kooperieren,
um eine Hochimpedanz-Dreizustands (tristate)-Ausgabe
zu dem Isolationskondensator 705 während entweder der letzten
Hälfte
der Bitzellenperiode 410 (falls Sendedatum = 1) oder der
ersten Hälfte
der Bitzellenperiode 411 (falls Sendedatum = 0) bereitzustellen,
wie in 4A gezeigt ist. Dies erlaubt
die Übertragung
von Informationen von dem Empfangssystem zum Sendesystem während dem Teil
jeder Bitzelle, wenn der Sendeansteuerer 703 sich im Dreizustand
befindet.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel detektiert
das Empfangssystem des Dekodiererabschnitts 708 zu Beginn
jeder Bitzellenperiode ob die Sendeschaltung ein Datum = 1 -Puls über die
Isolationsbarriere gesendet hat. Falls ein Sendedatum = 1 Puls gesendet
wurde, behält
der Empfangsansteuerer den Dreizustand bis zur zweiten Hälfte der
Bitzellenperiode bei, während
welcher Zeit ein Empfangsdatum = 0 oder 1 Puls über die Isolationsbarriere
zum Sendesystem zurück
gesendet werden kann. Falls ein Sendedatum = 1-Puls durch die Empfangsschaltung
nicht detektiert wird, sendet der Empfangsansteuerer Empfangsdaten
= 0 oder 1 während
der ersten Hälfte
der Bitzellenperiode und befindet sich für die zweite Hälfte der
Bitzellenperiode im Dreizustand. Diese Operation ist in 4B gezeigt.
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In
diesen Ausführungsbeispielen,
in welchen die digitale, bidirektionale Kommunikation differentiell ist,
werden Kondensatoren 705 und 706 mittels komplementärer digitaler
Spannungen in beiden Richtungen angesteuert, und die mit beiden
Kondensatoren assoziierten Ansteuerschaltungen werden während ausgewählter Bereiche
der Bitzellenperiode in den Dreizustand geschaltet in Übereinstimmung
mit dem in 4 gezeigten Kodierschema.
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Ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel
der unidirektionalen Ansteuerungsschaltung 214 von 2 ist
ausführlich
gezeigt in 13A für Einendige (single ended)
(nicht differentielle) Kommunikation und in 13B für differentielle
Kommunikation über die
kapazitive Isolationsbarriere. Bezugnehmend auf 13A, der Sendeschaltungsansteuerer 214 kann einen
mittels des Kodiererausgangssignals 230 angesteuerten Inverter 250 aufweisen.
Der Ausgang des Inverters steuert die Sendeschaltungsseite des Isolationskondenstors 209 an,
um logische Niveaus, die durch die Sende VDD-
und Massenspannungsniveaus definiert sind. Der Taktwiederherstellungseingangspuffer
stellt für
die Empfangsseite des Kondensators 209 eine hohe Impedanz
dar, und erlaubt dadurch der Empfangsseite des Kondensators 209 im Wesentlichen
dasselbe logische Niveau zu erlangen, wie die Sendeseite des Kondensators 209.
Auf diese Art und Weise ist das digitale logische Signal effektiv über die
kapazitive Isolationsbarriere gekoppelt.
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Der
Kondensator 210 ist zwischen dem Sendeschaltungs-Masseknoten 254 und
dem Empfangsschaltungs-Masseknoten 256 angeordnet, um einen Masse-Stromrückkehrpfad über die
Isolationsbarriere zu bilden. Dieser Pfad wird benötigt, weil
die Taktwiederherstellungspuffer-Eingangsimpedanz, obgleich hoch,
nicht unendlich ist. Daher muss ein kleiner Strom über die
Barriere und zurück
fließen,
um das digitale logische Signal über
die Barriere zu koppeln. Außerdem
muss der Kondensator 209 Ladung zur aktiven Diodenschaltung 640 (2)
liefern, damit eine Versorgungsspannung für verschiedene Empfangsschaltungsabschnitte
bereit gestellt werden kann. Der mit diesem Ladungstransfer von
der Sendeschaltung zur Empfangsschaltung assoziierte Strom muss
einen Pfad zum Zurückkehren
zur Sendeschaltung haben.
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Das
oben beschriebene einendige Kommunikationssystem ist unempfindlich
auf Spannungssignale, die zwischen der Sendeschaltungs-Masse 254 und
Empfangsschaltungs-Masse 256 existieren können, vorrausgesetzt,
dass die Veränderungsrate
solcher Spannungssignale wesentlich niedriger ist als die Frequenz
des digitalen, über
die Barriere übertragenen
Signals. Das Einendige Verfahren ist also unempfindlich auf resistive
oder kapazitive Impedanzen, die zwischen der Sendeschaltungs-Masse 254 und
der Empfangsschaltungs-Masse 256 existieren können. Das
System kann unempfindlich auf induktive Impedanzen gemacht werden,
die zwischen der Sendeschaltungs-Masse 254 und Empfangsschaltungs-Masse 256 existieren,
indem resistive Elemente in Serie mit dem Kondensator 210,
in Serie mit der Sende-Massekopplung, in Serie mit der Empfangs-Massekopplung 256,
oder einer Kombination von diesen hinzugefügt werden.
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13B zeigt ein Beispiel eines geeigneten differentiellen
Ansteuerers 258 für
unidirektionale digitale Kommunikation über eine kapazitive Isolationsbarriere.
Der Inverter 260, der den Kondensator 209 ansteuert,
wird durch die digitale Signalausgabe von der Sendekodiererschaltung 213 angesteuert,
während
der Inverter 261, welcher den Kondensator 210 ansteuert,
durch das Komplement 231 der digitalen Signalausgabe von
der Sendekodiererschaltung 213 angesteuert wird. Der Taktwiederherstellungs-Eingangspuffer 262 stellt
für die
Empfangsseiten der Kondensatoren 209 und 210 hohe
Impedanzen dar, den differentiellen digitalen Sendespannungen erlaubend, über die
Isolationsbarriere zu koppeln. In diesem differentiellen Kommunikationsverfahren
stellen sowohl der Kondensator 209 als auch der Kondensator 210 Rückkehr-Stromwege über die
Isolationsbarriere bereit. Das oben beschriebene digitale Kommunikationssystem
ist im hohen Maße
unempfindlich ist auf Spannungssignale und Impedanzen, die zwischen
der Sendeschaltungs-Masse 254 und der Empfangsschaltungs-Masse 256 existieren
können, da
diese Spannungen und Impedanzen in differentieller Kommunikation
als gemeinsame-Moden-Einflüsse
erscheinen.
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Eine
bidirektionale Kommunikation über
die Barriere kann mittels zusätzlicher
Ansteuer- und Empfangspufferstrukturen, ähnlich zu denen in 13, ohne die Erfordernis irgendwelcher
zusätzlicher
Isolationselemente unterstützt
werden, vorrausgesetzt, dass die Inverter 250, 260, 261,
welche die Hochspannungs-Isolationskondensatoren ansteuern, allgemein,
in Übereinstimmung
mit dem in 4 oder irgendeinem anderen
geeigneten Kodier- und Zeitverhaltsschema in den Dreizustand versetzt
werden können.
In einigen Ausführungsbeispielen
können
zusätzliche
Kondensatoransteuernde Inverter, die in einen Dreizustand versetzt
werden können,
in einer empfangsseitigen Ansteuerschaltung 713 (7)
bereitgestellt werden, und Eingangspuffer können in einer sendeseitigen
Dekodiererschaltung 714 bereit gestellt werden.
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In
derzeitigen bevorzugten Ausführungsbeispielen
weist die tatsächliche
Isolationsbarriere ein Paar von Isolationskondensatoren 209 und 210 auf, welche
Hochspannungskondensatoren sind, die für eine besondere Anwendung
gewählt
sein können, um
zu verhindern, dass Gleichstrom und Strom niedriger Frequenz über die
Isolationsbarriere fließt
und um die isolierte Schaltung von Hochspannungs-Fehlern und -Übergängen zu
schützen,
während
Daten bei ausgewählten Übertragungsfrequenzen
erlaubt wird, die Barriere zu überqueren.
Die Kondensatoren müssen
fähig sein,
erwartete Spannungen auszuhalten, die aufgrund von Fehlern in der
versorgten Schaltung 225 auftreten können, um eine Schutzfunktion,
die der Zweck dieser Barriere ist, bereit zu stellen. In bevorzugten
Ausführungsbeispielen
können
zum Beispiel normalerweise 2000 Volt-Kondensatoren mit Kapazitäten in der
Ordnung von 100 pF in der Isolationsbarriere verwendet werden. In
einem erfindungsgemäßen Barrieresystem
ist es nicht notwendig, Hochpräzisionskondensatoren
zu verwenden, weil das System sehr tolerant hinsichtlich Variationen
in der Kondensator-Leistungsfähigkeit
aufgrund umgebungsbedingter Einflüsse, wie zum Beispiel Variationen
in der Spannung und Temperatur, ist.
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Ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel
für eine
Taktwiederherstellungsschaltung 216 zur Verwendung in dieser
Erfindung ist ausführlich
in 5 dargestellt und unten beschrieben. Ein Abschnitt
der Taktwiederherstellungsschaltung kann eine phasengekoppelter
Regelkreis (phase locked loop)("PLL") sein, der aus einem
Phasen/Frequenzdetektor 531, einer Ladungspumpe 532,
einem Widerstand 533, einem Kondensator 534, und
einen spannungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled oscillator)
("VCO") 535 besteht.
Der andere Abschnitt des Taktwiederherstellungsblocks ist ein Datenlatch 542,
das außerhalb
des phasengekoppelten Regelkreises betreibbar ist, um die über die
Isolationsbarriere empfangenen digitalen Daten zeitlich wieder zu
bestimmen. Schaltungen zum Durchführen dieser Funktionen sind
einem Fachmann wohlbekannt. Siehe, zum Beispiel, F. Gardner, Phaselock
Techniques, zweite Ausgabe, John Wiley & Söhne, NY, 1979; und R. Best, Phase-Locked
Loops, McGraw-Hill, 1984. Die Dateneingabe zum Empfangssystem von
den Isolationskondensatoren kann von einem differentiellen Signal abgezweigt
werden, dass an der Barriere präsent
ist, mittels Durchführen
des differentiellen Signals durch MOS-Eingangspuffer (nicht gezeigt), welche
im Stand der Technik wohlbekannt sind, und Bereitstellen eines einendigen
binären
Ausgabesignals 530 zu der Taktwiederherstellungsschaltung.
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Der
gezeigte exemplarische Phasen/Frequenzdetektor 531 empfängt eine
digitale Eingabe 530 von der Isolationsbarriere und eine
Eingabe 536 vom Ausgang des VCO 535 und führt einen
Phasenvergleich zwischen diesen beiden Eingaben durch. Falls die
VCO-Phase der Eingabedatenphase nacheilt, wird ein Beschleunigungssignal 538 zur
Ladungspumpe 532 geliefert. Falls die Phase der Eingangsdaten 530 der
Phase der VCO Ausgabe nacheilt, wird ein Verlangsamungssignal 540 zu
der Ladungspumpe 532 geliefert. In Antwort auf "Beschleunigungs"-Eingaben vom Phasen/Frequenz-Detektor 531 liefert
eine Ladungspumpe 532 einen positiven Strom zu dem aus
einem in Serie gekoppelten Widerstand 533 und Kondensator 534 bestehenden
Schleifen-Filter. In Antwort auf "Verlangsamungs"-Eingaben von dem Phasen/Frequenz-Detektor
sinkt eine positiver Strom von dem Schleifen-Filter. Die Ausgangsspannung
des Schleifen-Filters am Knoten 542 steuert den spannungsgesteuerter
Oszillator 535 an, welcher seine Operationsfrequenz erhöht, wie
sich die Eingangsspannung erhöht.
Die Ausgabe des VCO 535 wird als Eingabe 536 zum Phasen/Frequenz-Detektor
rückgekoppelt,
und sie wird auch verwendet, um die Eingangsdaten 530 zeitlich
wieder zu bestimmen, indem sie als Takteingabe zum Flipflop-Latch 542 dienen,
wodurch ein Taktsignal zur isolierten Schaltung bereit gestellt
wird und auch ein Datensignal 546 bereitgestellt wird,
das mit dem Taktsignal 544 synchronisiert ist. Eine Teilerschaltung kann
in dem Rückkopplungspfad 536 enthalten
sein.
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Der
Phasen/Frequenz-Detektor und die Ladungspumpe arbeiten, um die Schleifen-Filter-Spannung 542 und
die VCO-Frequenz zu erhöhen,
falls die VCO Phase 536 der Eingangsdatenphase 530 nacheilt.
Umgekehrt wird die VCO-Frequenz verringert, falls die VCO-Phase
der Eingangsdatenphase voreilt. Auf diese Art und Weise wird die
VCO-Ausgangsphase angepasst, bis eine Phasenkopplung mit Eingangsdaten
erreicht ist. Umgekehrt wird die VCO-Frequenz angesteuert, im Wesentlichen
identisch zu der Eingangsdatenfrequenz zu sein.
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Falls
Rauschinterferenz in der Isolationsbarriere auftritt, werden die
Eingangsdatenübergänge an Zeitpunkten
auftreten, die rauschbehaftet oder schwankend (jittered) relativ
zu den Übergangszeiten des
Sendeschaltungsansteuerers sind. Diese schwankenden Datenkanten
werden eine Rauschkomponente im Ladungspumpenstrom, der den Schleifen-Filter
ansteuert, verursachen. Jedoch Tiefpass-filtern der Schleifen-Filter
und VCO diese Rauschkomponente, im Wesentlichen die Effekte dieses
Eingangsdatenjitters dämpfend.
Demzufolge enthält
das VCO-Ausgangssignal, obgleich es mit den Eingangsdaten frequenzgekoppelt
ist, im Wesentlichen weniger Phasenrauschen als die rauschbehafteten
Eingangsdaten. Die Bandweiten dieser Phasenrauschen-Filteroperation
kann unabhängig zur
Bandweite des über
die Isolationsbarriere zu übertragenden
analogen Signals gesetzt werden. Da das gefilterte, phasenschleifengekoppelte
Ausgangstaktsignal 544 dazu verwendet wird, die rauschbehafteten
Eingabedaten am Flipflop 542 einzuklinken (latch) oder
zeitlich wieder zu bestimmen, werden die Effekte der Rauschinterferenz
an der kapazitiven Isolationsbarriere im Wesentlichen eliminiert.
Schließlich
wird das gefilterte, phasenschleifengekoppelte Ausgangstaktsignal 544 als
Zeitbasis oder Takt für
die anderen Empfangsschaltungen verwendet, einschließlich Dekodierer 217 und
Delta-Sigma DAC 208, die in 2 gezeigt
sind, resultierend in eine analoge Ausgabe 218 des kapazitiven
Isolationssystems, die im Wesentlichen frei von irgendeiner Rauschinterferenz
ist, die an der kapazitiven Isolationsbarriere eingeführt wurde.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der aktiven Diodenbrückeschaltung 640 in 2 werden
in 6A für
einendige digitale Kommunikation und 6B für differentielle
digitale Kommunikation über die
Isolationsbarriere genau gezeigt. Die aktive Diodenbrücke erzeugt
eine Gleichstromversorgungspannung VDD, welche dazu verwendet werden
kann, die Taktwiederherstellungsschaltung und Empfängerdekodiererschaltungen
zu betreiben, in Antwort auf die über die kapazitive Isolationsbarriere
empfangenen digitalen Daten. Eine aktive Diodenbrückenschaltung
ist von einer standardmäßigen oder
passiven Diodenschaltung darin abgegrenzt, dass die Ansteuerungs
(gating)-Elemente statt passiver Elemente, wie zum Beispiel bipolare
Dioden, aktive Transistoren sind.
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Bezugnehmend
auf die in 6A gezeigte exemplarische Schaltung,
ist der Isolationskondensator 209 mit dem Knoten 625 gekoppelt,
und der Isolationskondensator 210 ist mit dem Knoten 626 gekoppelt.
Die Quelle des n-Kanal MOSFET 621 und die Quelle des p-Kanal
MOSFET-622 sind mit dem Knoten 625 gekoppelt.
Auch mit dem Knoten 625 gekoppelt ist der Eingang des Standard-CMOS
Inverters 623. Der Ausgang des Inverters 623 steuert
die Gates der MOSFETs 621 und 622. Die Drain des n-Kanal
MOSFETs 621 ist mit dem Knoten 626, dem Empfangsschaltungs-Masseknoten,
gekoppelt, während
die Drain des p-Kanal MOSFETs 622 mit dem Knoten 627 gekoppelt
ist, welcher die VDD Spannung für die isolierte
Schaltung bereit stellt. Auch gekoppelt mit dem VDD Knoten 627 sind
der Lastkondensator CL 624 und
der Spannungsversorgungseingang des CMOS Inverters 623.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
sind die Spannungsversorgungseingänge der Taktwiederherstellungsschaltung 216 und
der Dekodiererschaltung 217, die in 2 gezeigt
sind, auch mit dem VDD-Knoten 627 gekoppelt.
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Bezugnehmend
auf das in 6A gezeigte exemplarische Beispiel,
wird nun die Funktionsweise der in der einendigen digitalen Kommunikation
verwendeten aktiven Diodenbrückenschaltung
beschrieben. Ein digitales logisches Signal ist gekoppelt über den
Kondensator 209 vom Sendeabschnitt. Wenn eine digitales "Hoch"-Signal durch den
Kondensator 209 empfangen wird, geht der Knoten 625 in
den Hoch-Zustand über.
Das logische "Hoch"-Signal am Knoten 625 forciert
den Ausgangsknoten des CMOS-Inverters in den Niedrig-Zustand überzugehen,
dabei die Vorrichtung 621 ausschaltend und die Vorrichtung 622 einschaltend.
Demzufolge fließt Strom
durch den Kondensator 209, die Vorrichtung 622,
und von VDD durch den Kondensator CL und durch die Taktwiederherstellungs- und
Dekodiererschaltung zur Empfangsschaltungs-Masse, wie in 2 gezeigt
ist. Die Schaltung ist komplett, indem Strom zurückkehrend über die Isolationsbarriere durch
den Kondensator 210 fließt. Der Strombedarf durch die
Schaltung an VDD durch die Kondensatoren 209 und 210 muss
begrenzt werden, so dass die Spannung an dem Knoten 625 relativ
zu dem Knoten 626 immer noch als ein digitales hohes logisches
Niveau erkannt werden kann. Wenn ein digitales "Niedrig"-Signal durch den Kondensator 209 empfangen wird,
schaltet der CMOS-Inverter 623 die Vorrichtung 622 aus
und schaltet die Vorrichtung 621 ein. Demzufolge fließt Strom über die
Isolationsbarriere durch den Kondensator 210, durch die
Vorrichtung 621, und kehrt über die Isolationsbarriere über den
Kondensator 209 zurück.
Daher kann, obgleich kein mittlerer Strom durch die Kondensatoren 209 und 210 fließt, ein
mittlerer Strom von der VDD zur Empfangsschaltungs-Masse
geliefert werden, um die Taktwiederherstellungsschaltung 216 und
Dekodiererschaltung 217 zu betreiben. Der Lastkondensator 624 arbeitet,
um die Versorgungswelligkeit der am Knoten VDD errichteten
Gleichspannungsquelle zu minimieren.
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Bezugnehmend
auf das in 6B gezeigte Ausführungsbeispiel,
der Isolationskondensator 209 ist mit dem Knoten 646 gekoppelt
und der Isolationskondensator 210 ist mit dem Knoten 647 gekoppelt. Der
Source-Knoten des n-Kanal-MOSFETs 641 und der
Source-Knoten des p-Kanal-MOSFETs 642 sind gekoppelt mit
dem Knoten 646. Auch gekoppelt mit dem Knoten 646 sind
die Gates des n-Kanal-MOSFETs 643 und p-Kanal-MOSFETs 644. Der Source-Knoten
des n-Kanal-MOSFETs 643 und der Source-Knoten des p-Kanal-MOSFETs 644 koppeln
mit dem Knoten 647. Auch gekoppelt mit dem Knoten 647 sind
die Gates des n-Kanal-MOSFETs 641 und des p-Kanal-MOSFETs 642.
Die Drains der Vorrichtungen 641 und 643 sind
mit dem Masse-Knoten
der Empfangsschaltung gekoppelt. Die Drains der Vorrichtungen 642 und 644 sind
gekoppelt mit dem Knoten 220, welcher die VDD-Spannung
für die
isolierte Schaltung bereitstellt. Auch gekoppelt mit dem VDD-Knoten 220 sind der Lastkondensator
CL 645 und die Spannungsversorgungseingänge der
Taktwiederherstellungsschaltung 216 und der Dekodiererschaltung 217,
wie in 2 gezeigt ist.
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Bezugnehmend
auf das in 6B gezeigte beispielhafte Ausführungsbeispiel,
wird nun die Funktion der in der differentiellen digitalen Kommunikation
verwendeten aktiven Diodenbrücke
beschrieben. Ein differentielles digitales Signal wird durch die Kondensatoren 209 und 210 empfangen.
Wenn ein digitales "Hoch"-Signal durch den
Kondensator 210 empfangen wird, wird ein korrespondierendes
digitales "Niedrig"-Signal durch den
Kondensator 210 empfangen, und der Knoten 646 geht
in den Hoch-Zustand über,
während
der Knoten 647 in den Niedrig-Zustand übergeht. Diese Bedingung schaltet die
Vorrichtungen 642 und 643 an, während die
Vorrichtungen 641 und 644 ausgeschaltet werden.
Demzufolge fließt
Strom durch den Kondensator 209, die Vorrichtung 642,
von VDD nach Masse durch den Kondensator
CL und durch die Taktwiederherstellungsschaltung 216 und
Dekodiererschaltung 217 gezeigt in 2. Der Kreis
wird komplettiert von der Empfangsschaltungs-Masse 650,
durch die Vorrichtung 643 und schließlich zurückkehrend über die Isolationsbarriere
durch den Kondensator 210. Der Strombedarf an VDD muss begrenzt werden, so dass die Spannung
am Knoten 646 relativ zu Knoten 650 durch die
Taktwiederherstellungs- und Dekodiererschaltung als ein Signal hohen
logischen Niveaus erkannt werden kann.
-
Wenn
ein digitales "Niedrig"-Signal durch den
Kondensaotr 209 empfangen wird, wird ein digitales "Hoch"-Signal durch den
Kondensator 210 empfangen, und der Knoten 646 geht
in den Niedrig-Zustand über,
während
der Knoten 647 in den Hoch- Zustand übergeht. Diese Bedingung schaltet die
Vorrichtungen 641 und 644 ein, während die
Vorrichtungen 642 und 643 ausgeschaltet werden.
Demzufolge fließt
Strom durch den Kondensator 210 und die Vorrichtung 644 zu
dem VDD Knoten 220, und von dort
zur Masse durch den Kondensator 645 und durch die Taktwiederherstellungs-
und Dekodiererschaltung gezeigt in 2. Die Schaltung
wird komplettiert von Masse 650, durch die Vorrichtung 641 und
schließlich
zurückkehrend über die
Isolationsbarriere durch den Kondensator 209. Daher fließt, in jedem
logischen Zustand, und unabhängig
von der Stromflussrichtung durch die Kondensatoren 209 und 210,
Strom in dieselbe Richtung von VDD nach Masse.
Daher ist eine mittlere oder Gleichstrom-Versorgungspannung am Knoten
VDD errichtet, und ein adäquater Strom
kann geliefert werden, um die Taktwiederherstellungsschaltung 216 und
die Dekodiererschaltung 217 zu betreiben. Der Lastkondensator 645 arbeitet,
um die Spannungsversorgungswelligkeit zu minimieren, eine Filterfunktion
in VDD bereitstellend. Ein zusätzlicher
Nutzen der Fähigkeit,
aus dem von der versorgten Schaltung über die kapazitive Isolationsbarriere übertragenen
digitalen Signal Abschnitte der isolierten Schaltung zu versorgen,
ist, dass es eine isolierte Einschalt (power up)- und Ausschalt (power down)-Steuerung
der isolierten Schaltungsabschnitte auf einer wie-benötigt-Basis
erlaubt.
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Parasitäre bipolare
Transistoren können
aus typischen CMOS-Prozessen
resultieren. Falls sie nicht gesteuert werden, können diese bipolaren Transistoren
die in 6A gezeigte Spannungsversorgung 627 während einer
anfänglichen
Einschalt (power up)-Zeit entladen. Falls der Entladestrom von den
parasitären
bipolaren Transistoren größer ist
als der durch den Transistor 622 zu der Spannungsversorgung 627 gelieferte
Strom, dann kann die Schaltung nicht das gewünschte volle Spannungsniveau aufbauen.
Das Beta eines lateralen bipolaren Transistors in irgendeinem CMOS-Prozess
ist eine Funktion des Layouts. Mit angemessenem Layout (das heißt großer Basisbereich)
kann das Beta klein genug gehalten werden, um unerwünschte Entladeströme zu minimieren.
Weitere Aufmerksamkeit muss der Gestaltung einer Schaltung gegeben
werden, die mit der Spannungsversorgung 627 gekoppelt ist.
Die mit der Spannungsversorgung 627 gekoppelten Schaltungen
können
nicht mehr Strom aus der Stromversorgung beziehen, als von der aktiven
Diodenbrücke
erhältlich
ist, selbst bevor die Versorgung zu dem vollen Wert hochgelaufen
ist.
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In
dem in 2 gezeigten anschaulichen Ausführungsbeispiel empfängt der
Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler (DAC) 208 die Eingangsdaten
vom Dekodierer 217 und die synchrone Takteingabe von der
Taktwiederherstellungsschaltung 216. Ein analoges Ausgangssignal 218 wird
durch den DAC 208 in Antwort auf die über die kapazitive Isolationsbarriere übertragenen
digitalen Daten erzeugt. Das Ausgangssignal 218 ist im
hohen Maße gegen
Amplituden- und Phasenrauschen immun, die in die Barrierenschaltung
eingeführt
werden können, weil
das über
die Isolationskondensatoren übertragene
Signal ein synchrones digitales Signal ist, und weil die empfangenen
Daten mit dem wiederhergestellten, Jitter-gefilterten Taktsignal
resynchronisiert werden. Der DAC ist auch durch das Taktsignal zeitlich abgepasst.
Delta-Sigma DAC-Technologie ist im Stand der Technik wohlbekannt,
und das Auswählen einer
geeigneten DAC-Schaltung wird ein Gegenstand einer auf die beabsichtigte
Anwendung der Barrierenschaltung gerichteten routinierten Gestaltungswahl
sein. Siehe, zum Beispiel, P. Naus et. al., A CMOS Stereo 16-Bit
D/A Converter for Digital Audio, IEEE Journal of Solid State Circuits,
Juni 1987, Seiten 390 bis 395.
-
7 zeigt
ein bevorzugtes bidirektionales Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung. Es wird erkannt werden, dass andere unidirektionale und
bidirektionale Isolationsbarrieren von Fachleuten unter Verwendung
der hierin beschriebenen Prinzipien gestaltet werden können, und
dass solche Barrieren in den Rahmen dieser Erfindung fallen. In
dem gezeigten und beschriebenen Ausführungsbeispiel weist das kapazitive
Isolationssystem auf ein "Sende"-System links von
der Mitte, eine "Empfangs"-System rechts von der Mitte, und eine
kapazitive Isolationsbarriere, aufweisend zwei Hochspannungskondensatoren 705 und 706 in
der Mitte der Figur. Beachte, dass die Bezeichnungen "Sende" und "Empfang" dazu verwendet werden,
die versorgte beziehungsweise die isolierte Seite der Barriere zu identifizieren,
und dass in diesem Ausführungsbeispiel
Daten in beiden Richtungen über
die Barriere übertragen
werden können.
Viele dieser Komponenten in diesem bidirektionalen Ausführungsbeispiel sind
identisch oder ähnlich
zu denen in dem oben unter Bezugnahme auf 2 beschriebenen
unidirektionalen Ausführungsbeispiel.
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Das
Sendesystem enthält
einen Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler 701, der über die
analoge Eingabe 720 der Sendeschaltung betreibbar ist und
mit dem Taktsignal 722 vom Oszillator 704 synchronisiert
ist. Die analoge Eingabe 720 des Sendesystems ist ein analoges
Signal, das über
die Isolationsbarriere zu übertragende
Information enthält, die
beispielsweise ein an ein Telefonsystem zu koppelndes analoges Stimm-Signal
sein kann. Die digitale Ausgabe 724 des Delta-Sigma-ADCs
kann mit der digitalen Steuereingabe 726 mittels der Kodiererschaltung
zeitgemultiplext werden. Die digitale Steuereingabe 726 ist
ein digitales Signal, das zusätzliche über die
Isolationsbarriere 705, 706 zu übertragender Information
enthält.
Die digitale Steuereingabe 726 kann Steuerinformation für die analoge
Schaltung auf der Empfangsseite der Isolationsbarriere enthalten. Die
Kodiererschaltung 702 formatiert auch den resultierenden
Datenstrom in ein Kodierschema, das eine robuste Taktwiederherstellung
auf der empfangenden Seite der Isolationsbarriere erlaubt, wie oben
beschrieben ist.
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Die
Kodiererschaltung 702 empfängt auch ein Taktsignal 722 vom
Oszillator 704. Die Ansteuerschaltung 703 des
Sendesystems steuert das kodierte Signal zu den Isolationskondensatoren 705 und 706 in
Antwort auf die Ausgabe der Kodiererschaltung 702 an.
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Die
Isolationsbarriere weist zwei Hochspannungskondensatoren 705 und 706 auf.
In einem Ausführungsbeispiel
wird der Kondensator 705 mittels den Ansteuerern 703 und 713 bidirektional
angesteuert, während
der Kondensator 706 einen Rückkehrweg über die Isolationsbarriere
bereitstellt. In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung
werden die Kondensatoren 705 und 706 differentiell
mittels den digitalen Ansteuerschaltungen 703, 713 angesteuert.
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Ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel
des Empfangssystems, gezeigt in 7 rechts
von den Isolationskondenstoren 705, 706 enthält eine
Taktwiederherstellungsschaltung, deren Eingänge mit den Isolationskondensatoren 705, 706 gekoppelt sind.
Die Taktwiederherstellungsschaltung stellt aus den über die
Isolationsbarriere gesteuerten Daten ein Taktsignal wieder her und
stellt ein synchronisiertes Taktsignal 730 zu den verschiedenen
Schaltungen in dem Empfangssystem bereit.
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Der
wiederhergestellte Takt arbeitet als Zeitbasis für den Dekodierer 708 und
den Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler 709. Der Dekodiererabschnitt 708 separiert
die zeitgemultiplexten Daten- und Steuerinformationen, eine digitale
Steuerausgabe 732 zur anderen Schaltung bereitstellend,
und ein synchrones Datensignal 734 als Eingabe zu dem Delta-Sigma-DRC 709 bereitstellend.
Der Delta-Sigma-DAC 709,
mit durch den Dekodierer gelieferter digitaler Eingabe 734,
und durch den Taktwiederherstellungsabschnitt 707 geliefertem
Taktsignal 730 arbeitet, synchron mit dem Delta-Sigma-ADC 701 des Sendesystems
und stellt eine analoge Ausgabe 736 auf der empfangenden
Seite der Isolationsbarriere bereit. Die aktive Diodenbrücke 710 ist
mit den Isolationskondensatoren 705 und 706 gekoppelt
und liefert Strom aus dem über
die Isolationsbarriere übertragenen
digitalen Signal, wie oben im Detail beschrieben ist. Der Ansteuerer 713 muss
den Dreizustand beibehalten, bis der Dekodierer 708 einen
gültigen
Rahmen detektiert hat, ein erfolgreiches Einschalten der Empfangsschaltungsabschnitte
angebend.
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Das
in 7 gezeigte Ausführungsbeispiel ermöglicht auch
eine Übertragung
von dem Empfangssystem zu dem Sendesystem, oder von rechts nach
links über
die Isolationskondensatoren wie gezeigt. Die Kodiererschaltung 712 und
Ansteuerschaltung 713 des Empfangssystems kooperieren,
um Information zurück
vom Empfangssystem zu der Dekodiererschaltung 714 in dem
Sendesystem zu übertragen.
Der Empfangssystem-Kodiererabschnitt 712 empfängt eine
Takteingabe 730 vom Taktwiederherstellungsabschnitt 707,
und ist dadurch mit dem Sendesystem-Oszillator 704 und
-Kodierer 702 synchronisiert. Diese Synchronisation erlaubt
die Übertragung
in jede Richtung in verschiedenen Zeitschlitzen aufzutreten. In Zeitschlitzen,
wo der Sendeansteuerer 703 betreibbar ist, Information
vom Sendesystem zum Empfangssystem zu übertragen, befindet sich der
Empfangsansteuerer 713 im Dreizustand oder ist gesperrt.
Alternativ, in Zeitschlitzen, wo der Empfangsansteuerer 713 betreibbar
ist, Information zurück
vom Empfangssystem zum Sendesystem zu übertragen, befindet sich der
Sendeansteuerer 703 im Dreizustand oder ist gesperrt. Auf
diese Art und Weise kann eine bidirektionale Kommunikation über ein
einzelnes Paar von Hochspannungskondensatoren errichtet werden.
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Die
digitale Steuereingabe 738 des Empfangssystems ist ein
digitales Signal, das über
die Isolationsbarriere zu übertragende
Information enthält,
einschließlich
Steuerinformation für
die analoge Schaltung auf der Sendeseite der Barriere. Das Empfangssystem
enthält
auch einen Delta-Sigma-ADC 711, der über das analoge Eingangssignal 740 betreibbar
ist, so dass die in dem analogen Signal 740 enthaltene
Information auf der Empfangssystemseite der Isolationsbarriere in
digitaler Form über
die Barriere übertragen
werden kann und dann akkurat auf der Sendesystemseite der Barriere
reproduziert werden kann. Der Empfangssystem-Delta-Sigma-RDC 711 empfängt seine
Takteingabe von der Taktwiederherstellungsschaltung 707 und
ist dadurch mit dem Sendesystemoszillator 704 synchronisiert.
Das durch den Empfangssystem-ADC 711 erzeugte digitale Ausgangssignal
kann in dem Kodiererabschnitt 712 mit der digitalen Steuereingabe 738 des
Empfangssystems zeitgemultiplext werden.
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In
dem Sendesystem ist die Dekodiererschaltung 714 mit den
Isolationskondensatoren 705, 706 gekoppelt, um
von dort Signale zu empfangen, Identifikationssignale, die die von
dem Empfangssystem kommende Information repräsentiert. Der Dekodierer 714 extrahiert
dann die von der Empfangsschaltung empfangene digitale Steuerinformation aus
dem empfangenen Datenstrom und leitet das mittels dem Delta-Sigma-ADC 711 erzeugte
Datensignal 744 zu dem Sendesystem-Delta-Sigma-DAC 715.
Der Dekodierer 714 zwischenspeichert (latch) und bestimmt
zeitlich wieder die über
die Barriere empfangenden Daten, um sie mit dem Taktsignal 722 zu
synchronisieren, welches durch den Oszillator erzeugt wird, dadurch
die Effekte der Phasenrauscheninterferenz und anderer Jitter-Quellen in dem synchronen
digitalen Signal eliminierend. Schaltungen, die zum Durchführen dieser
Dekodiererfunktionen geeignet sind, sind im Stand der Technik wohlbekannt.
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Der
Sendesystem-Delta-Sigma-DAC 715 empfängt seine Takteingabe vom Oszillator 704 und ist
dadurch mit dem Empfangssystem-ADC 711 synchronisiert.
Der Sendesystem-DAC 715 stellt ein rekonstruiertes analoges
Datenausgangssignal 746 bereit, dadurch die Übertragung
von analoger Information zurück
von dem Empfangssystem zum Sendesystem komplettierend.
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Zusammenfassend, 7 beschreibt
ein bidirektionales Kommunikationssystem zum Übertragen analoger und digitaler
Information über
eine kapazitive Isolationsbarriere. Die Barriere selbst ist billig,
da nur zwei Hochspannungskondensatoren für synchrone, bidirektionale
Kommunikation benötigt werden.
Die Barriere ist ein zuverlässiger
Kommunikationskanal, weil die über
die Barriere übertragenen digitalen
Signale unempfindlich auf Amplituden- und Phasenrausch-Interferenz sind,
die an der Isolationsbarriere eingeführt werden können.
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Eine
detailliertere Beschreibung einer zur Verwendung in dieser Erfindung
geeigneten Taktwiederherstellungsschaltung mit dem Kodierschema
aus 4 wird nun geliefert, unter Bezugnahme
auf 8. Die Taktwiederherstellung PLL 805 hat
eine Dateneingabe 530, Datenausgabe 546 und wiedergestelltes
Taktsignal-Ausgabe 544. Der Phasendetektor 810 hat
Eingaben DATA 530 und Rückkopplungstaktsignal
CK2 545. Die Ausgaben des Phasendetektors 810 sind
BESCHLEUNIGUNG1- und VERLANGSAMGUNG1-Signale, von denen beide mit
den Eingängen
der Phasendetektorladungspumpe 816 gekoppelt sind. Der
Frequenzdetektor 818 hat die Eingaben DATA 530 und
Ausgangstaktsignal CK4 544. Die Ausgaben des Frequenzdetektors 818 sind
die mit BESCHLEUNIGUNG2 und VERLANGSAMUNG2 bezeichneten Signale,
welche mit den Eingängen
der Frequenzdetektorladungspumpe 824 gekoppelt sind. Die
Ausgänge
der Frequenzdetektorladungspumpe 816 und der Frequenzdetektorladungspumpe 824 sind
zusammen gekoppelt und sind auch mit dem Eingang des spannungsgesteuerten
Oszillators ("VCO") 535 und
einem Anschluss des Widerstands 533 gekoppelt. Der andere Anschluss
des Widerstands 533 ist mit einem Anschluss des Kondensators 534 gekoppelt.
Der andere Anschluss des Kondensators 534 ist mit Masse gekoppelt.
Die Ausgabe des VCO 535 ist das CK2-Signal 545.
Der Takteingang des Flipflop 826 ist mit CK2 545 gekoppelt.
Der Q-Balken-Ausgang des Flipflop 826 ist mit dem D-Eingang
des Flipflops 826 gekoppelt. Die Ausgänge Q und Q-Balken des Flipflops 826 sind
mit den Eingängen
des Multiplexers (mux) 828 gekoppelt. Die Steuereingabe 830 des mux 828 wird
MUX-STEUERUNG genannt
und kommt aus der Rahmungslogik, welche an anderer Stelle in dieser
Beschreibung beschrieben ist. Die Ausgabe des mux 828 ist
das CK4-Signal 544. Der D-Eingang des Flipflop 542 ist
mit der Dateneingabe 530 gekoppelt. Die Takteingabe des
Flipflops 542 ist mit dem CK4-Signal 544 gekoppelt.
Die Q-Ausgabe des Flipflops 542 ist das resynchronisierte
DATENAUS-Signal 546, welches zu der Rahmendetektierlogik
gesendet wird.
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Der
Frequenzdetektor 818 dominiert den Phasendetektor 810,
wenn die Frequenzen der Signale DATEN und CK4 verschieden sind.
Sobald die Frequenzen der Signale DATEN und CK4 im Wesentlichen
gleich sind, werden die Signale BESCHLEUNIGUNG2 und VERLANGSAMUNG2
inaktiv, und der Frequenzdetektor 810 erlaubt eine unabhängige Steuerung
des Gewinns der Phasendetektor- und Frequenzdetektorschaltungen.
Alternativ, falls unabhängige
Gewinne nicht benötigt
werden, dann kann eine logische ODER-Verknüpfung mit den Signalen BESCHLEUNIGUNG1
und BESCHLEUNIGUNG2 durchgeführt
werden, um eine Ladungspumpe anzusteuern. Und ebenso kann eine logische
ODER-Verknüpfung
mit den Signalen VERLANGSAMUNG1 und VERLANGSAMUNG2 durchgeführt werden,
um die andere Eingabe zu der Ladungspumpe zu steuern.
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Die
Ausgabe des VCO 535 ist das CK2-Signal, welche mittels
des Flipflop 826 in der Frequenz durch 2 geteilt ist. Da
CK2 durch 2 geteilt ist, um das Bitratentaktsignal CK4 zu erzeugen,
kann es hinsichtlich des Starts einer Bitperiode zwei Phasen von CK4
geben. Die Phase von CK4, welche die korrekte Funktion des Frequenzdetektors
hervorbringt, ist die, bei der die Anstiegskante des CK4 nach dem
Start einer Bitperiode ausgerichtet ist. Die Rahmen-Detektierlogik
wird benötigt,
um den Start eines Bitintervalls zu detektieren, und wird verwendet,
um die angemessene Phase des CK4 unter Verwendung des mux 828 auszuwählen.
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Es
wird geschätzt
werden, dass eine erfindungsgemäße Taktwiederherstellungsschaltung,
beispielsweise die in 8 oder 15 gezeigte,
nutzbringend verwendet werden kann, um ein Taktsignal auf der isolierten
Seite der Barriere wiederherzustellen und zu stabilisieren, wo das
Taktsignal über
Isolationselemente übertragen
wird, die separat von den Isolationselementen sind, die verwendet
werden, um das Datensignal zu übertragen.
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Ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel
einer Dekodiererschaltung 708 ist in 11 gezeigt.
Das Schieberegister 840 hat einen mit dem DATENAUS-Signal 546 von
der Taktwiederherstellungsschaltung 805 gekoppelten Eingang
und ist mittels des wiederhergestellten Taktsignals CK4 getaktet. Die
Multibitausgabe 842 oder das Schieberegister 840 ist
mit der Rahmendetektierlogik 844 und mit der Demuxlogik 846 gekoppelt.
Die Rahmendetektierlogik 844 hat einen mit der Muxsteuerungslogik 848 gekoppelten
Ausgang und einen mit der Demuxlogik 846 gekoppelten Ausgang.
Die Demuxlogik ist mittels CK4 getaktet. Der Zähler 850 ist auch
mittels CK4 getaktet. Der Ausgang des Zählers 850 ist mit
der Muxsteuerungslogik 848 gekoppelt. Die Ausgabe der Muxsteuerungslogik 848 ist
das MUX-STEUERUNGS-Signal 830, das zur Taktwiederherstellung PLL 805 gesendet
wurde, um die geeignete Phase für
das CK4-Signal auszuwählen.
Die Ausgaben der Demuxlogik 846 sind das DEMUXTE DATEN-Signal und
das STEUER-Signal.
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Das
Schieberegister 840 speichert eine vorbestimmte Anzahl
von Bits des seriellen DATENAUS-Signals 546. Die Rahmen-Detektierlogik 844 bearbeitet
diese Daten und detektiert, wenn ein Rahmensignal empfangen wird.
Viele mögliche
Rahmungssignalformate können
verwendet werden. Ein Format, dass in einem derzeit bevorzugten
Ausführungsbeispiel
verwendet werden kann, ist in 12 gezeigt.
Die Daten 860 alternieren mit Rahmungssignalen 862 und
Steuersignalen. In dem in dieser Figur gezeigten Rahmungsformat
wird für
jede acht Datenbits ein Steuersignal (aushaken) 864 gesendet.
Die verbleibenden sieben Bits in dem Rahmen von sechszehn werden
zur Rahmensynchronisation verwendet. Das gezeigte Rahmungssignal
ist sechs Einsen gefolgt durch eine Null in dem Steuersignalfeld. Es
muss für
das Datensignal garantiert sein, dass es nicht mehr als fünf Einsen
in einer Reihe hat, so dass es nicht mit einem Rahmungssignal verwechselt wird.
Viele andere Rahmungsformate sind möglich, um verschiedene Signaleigenschaften
zu erlauben und um die Verwendung von zusätzlichen Steuerbits zu erlauben.
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Sobald
die Rahmendetektierlogik 844 sechs Einsen gefolgt von einer
Null in dem Steuersignalfeld detektiert, wird die Muxsteuerlogik 848 gesetzt,
die Phase des CK4-Signals beizubehalten. Falls nach einer vorbestimmten
Anzahl von CK4-Taktzyklen
ein Rahmungssignal nicht detektiert wird, dann veranlasst der Zähler 850 die
Muxsteuerlogik 848 die Phase von CK4 mux 828 (8)
verwendend zu wechseln. Der Zähler 850 wird
dann zurückgesetzt,
und die Rahmendetektierlogik 844 versucht wieder, das ausgewählte Rahmungssignal
zu detektieren, um so eine Synchronisation zu erreichen. Nur die
korrekte Phase von CK4 wird eine Rahmensynchronisation erzielen.
Sobald eine Rahmensynchronisation erreicht ist, kann die Demuxlogik 846 korrekt
die Steuer- und Datensignale dekodieren.
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Die
spezielle Struktur und Funktionsweise der Rahmendetektierlogik 844,
Demuxlogik 846, und Muxsteuerlogik 848 ist abhängig von
dem gewählten Rahmungsformat,
dem gewählten
Multiplexschema, und anderen Gestaltungswahlen. Die detaillierte
Gestaltung dieser Schaltung liegt innerhalb gewöhnlichen Fachwissens und wurde
in dieser Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels weggelassen.
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Beispielhafte
Ausführungsbeispiele
von Phasen- und Frequenzdetektoren 810, 818 werden
in den 9 und 10 gezeigt. Bezugnehmend auf 9,
hat ein Phasendetektor 810 Eingangssignale CK2 und DATEN
und Ausgangssignale BESCHLEUNIGUNG1 und VERLANGSAMUNG1. Ein Zwei-Eingangs-NAND-Gatter 860 hat
Eingaben DATEN und CK2 und sein Ausgang ist mit einem Eingang des
NAND-Gatter 862 gekoppelt. Ein Zwei-Eingangs-NOR-Gatter 864 hat
auch zwei Eingaben DATEN und CK2, und sein Ausgang ist mit dem Eingag des
Inverters 866 gekoppelt. Ein Zwei-Eingangs-NAND-Gatter 868 hat
einen mit dem Ausgang des Inverters 866 gekoppelten Eingang
und einen mit dem Ausgang des NAND-Gatters 862 gekoppelten Eingang.
Das NAND-Gatter 862 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang
des NAND-Gatter 860 gekoppelt ist, und der andere Eingang
ist mit dem Ausgang des NAND-Gatters 868 gekoppelt. Ein
Drei-Eingangs UND-Gatter 870 hat einen mit dem Ausgang
des Inverters gekoppelten Eingang, ein anderer Eingang ist mit den
DATEN-Signal und
ein anderer Eingang ist mit dem Ausgang des NAND-Gatters 862 gekoppelt. Das
Ausgang des UND-Gatters 870 ist das VERLANGSAMUNG1-Signal.
Der Eingang des Inverters 872 ist mit dem CK2-Signal gekoppelt.
Ein Drei-Eingangs-UND-Gatter 874 hat einen mit dem Ausgang
des NAND-Gatters 862 gekoppelten Eingang, ein anderer Eingang
ist mit dem CK2-Signal gekoppelt
und ein anderer Eingang ist mit dem Ausgang des Inverters 876 gekoppelt.
Der Ausgang des UND-Gatter 874 ist das BESCHLEUNIGUNG1-Signal.
Der Eingang des Inverters 876 ist gekoppelt, um das DATEN-Signal
zu empfangen.
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In
dem gezeigten Ausführungsbeispiel
vergleicht der Phasendetektor 810 die Phase an den Abfallskanten
von DATEN und CK2, nachdem beide Signale zu gleichen Zeit hoch sind.
Die NAND-Gatter 862 und 868 bilden ein Latch vom
Setzen-Zurücksetzen-Typ.
Das Latch wird "gesetzt" so dass das Ausgang
des NAND-Gatters 862 hoch ist, wenn sowohl das DATEN als
auch das CK2-Signal hoch sind. Das Latch wird "zurückgesetzt" so dass der Ausgang
des NAND-Gatters 862 niedrig ist, wenn sowohl DATEN als
auch CK2 niedrig sind. Wenn das Latch "gesetzt" ist (d.h., sowohl DATEN als auch CK2
sind hoch), sind die UND-Gatter 870 und 874 freigegeben.
Sobald die UND-Gatter 870 und 874 freigegeben
sind, können
sie die Abfallskanten von CK2 und DATEN vergleichen, um zu ermitteln,
welches Signal zuerst in den Niedrig-Zustand übergeht. Falls DATEN zuerst in
den Niedrig-Zustand übergeht,
geht das BESCHLEUNIGUNG1-Signal in den Hoch-Zustand über, bis
das CK2-Signal auch in den Niedrig-Zustand übergeht, angebend, dass der
Oszillatore 535 schneller oszillieren muss, um die Phasenausrichtung
nach dem DATEN-Signal zu erreichen. Falls dass CK2-Signal zuerst
in den Niedrig-Zustand übergeht,
dann geht das VERLANGSAMUNG-Signal in den Hoch-Zustand über, bis
DATEN auch in den Niedrig-Zustand übergeht, angebend, dass der
Oszillator 535 langsamer oszillieren sollte, um die Phasenausrichtung
nach dem DATEN-Signal
zu erreichen. Die Signale BESCHLEUNIGUNG1 und VERLANGSAMUNG1 sind
mit der Phasendetektorladungspumpe 816 gekoppelt.
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Ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel
des Frequenzdetektors 818 ist in 10 gezeigt.
Die Eingaben zum Frequenzdetektor 818 sind die Signale DATEN
und CK4 und die Ausgaben sind die Signale BESCHLEUNIGUNG2 und VERLANGSAMUNG2. Die
Verzögerungszelle 880 hat
ihren Eingang mit dem CK4 gekoppelt und ihren Ausgang mit einem Eingang
des NOR-Gatters 882 gekoppelt. Die Verzögerungszelle 880 besteht
aus einer geraden Anzahl von kapazitiv geladenen Inverterstufen
oder anderen verzögerungserzeugenden
Schaltungen und ist im Stand der Technik wohlbekannt. Der Ausgang
des Inverters 884 ist mit CK4 gekoppelt. Die Ausgabe 886 des
NOR-Gatters 882 ist ein Zurücksetzpuls, der an der Anstiegskante
von CK4 auftritt, und ist mit dem Zurücksetzpuls der D-Flipflops 888, 890 und 892 gekoppelt.
Der Eingang des Inverters 895 ist mit DATEN gekoppelt.
Der Ausgang des Inverters 895 ist mit dem Takteingang der
D-Flipflops 888, 890, und 892 gekoppelt.
Der D-Eingang des Flipflops 888 ist mit VDD gekoppelt.
Der D-Eingang des
Flipflops 890 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 888 gekoppelt. Der
D-Eingang des Flipflops 892 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 890 gekoppelt.
Die D-Flipflops 894 und 896 haben deren Takteingänge mit
CK4 gekoppelt. Der D-Eingang des Flipflops 894 ist mit
dem Q-Ausgang des Flipflops 888 gekoppelt. Der D-Eingang
des Flipflops 896 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 890 gekoppelt.
Der Eingang des Inverters 898 ist mit dem Q-Ausgang des
Flipflops 894 gekoppelt, und der Ausgang des Inverters 898 ist
das VERLANGSUMG2-Signal. Das ODER-Gatter 900 stellt das
BESCHLEUNIGUNG2-Signal bereit. Ein Eingang des ODER-Gatters 900 ist
mit dem Q-Ausgang des Flipflops 896 gekoppelt und der andere
Eingang ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 892 gekoppelt.
Die Signale BESCHLEUNIGUNG2 und VERLANGSAMUNG2 sind mit der Frequenz-Detektor-Ladungspumpe 824 gekoppelt.
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Das
gezeigte Ausführungsbeispiel
des Frequenzdetektors 818 zählt die Anzahl der DATEN-Pulse
innerhalb eines CK4-Zyklus. Die Frequenz CK4 sollte der Bitrate
des DATEN-Musters gleichen. Geeignetes, für das DATEN-Signal verwendetes
Kodieren stellt sicher, dass es nur eine CK4-Anstiegskante für jede Datenpuls-Abstiegskante
gibt, falls die Frequenz von CK4 der Datenrate gleicht. Falls die CK4-Frequenz
der Datenrate gleicht, dann wird die Q-Ausgabe des Flipflops 888 niedrig
vor jeder Anstiegskante von CK4, und die Q-Ausgaben der Flipflops 890 und 892 werden
niedrig vor jeder Anstiegskante von CK4. Falls die Q-Ausgabe des
Flipflops 888 vor der Anstiegskante von CK4 niedrig ist,
dann geht das VERLANGSAMUNG2-Signal für die Dauer des nächsten CK4-Zyklus
in den Hoch-Zustand über, signalisierend,
dass der Oszillator 535 langsamer werden sollte. Falls
die Q-Ausgabe des Flipflops 890 vor der Anstiegskante von
CK4 hoch ist, dann geht das BESCHLEUNIGUNG2-Signal für die Zeitdauer des
nächsten
CK4-Zyklus in den Hoch-Zustand über, signalisierend,
dass der Oszillator beschleunigt werden sollte.
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Ein
anderes beispielhaftes Kodierschema, dass in einem in Übereinstimmung
mit dieser Erfindung konstruierten Isolationssystem verwendet werden
kann, ist in 14 gezeigt. In diesem Schema wird
jede Bitperiode 570 in vier Felder aufgeteilt. Das erste
Feld 572 wird als das Taktfeld bezeichnet und ist, unabhängig von
den Daten, die übertragen
werden, immer hoch. Das zweite Feld 574, welches das zweite
Viertel der Bitperiode 570 besetzen kann, enthält das (von
der Sendeseite zur Empfangsseite) vorwärtsgehende Datenbit. Dieses
Datenbit kann entweder das Delta-Sigma-Datenbit oder ein Steuerbit oder
ein gewünschter
Typ eines Kodierungsbits sein, in Übereinstimmung mit den Erfordernissen
der Anwendung, in welcher die Erfindung verwendet wird. Das Dritte
Feld 576, welches das dritte Viertel der Bitperiode einnehmen
kann, ist immer niedrig, um genügend
Signalübergänge zum
Bereitstellen von Leistungsübertragung
in dem Vorwärtspfad
zusammen mit den ersten beiden Feldern, von denen in jeder Periode
wenigstens eines hoch ist, sicherzustellen. Die Vorwärts (Sendeseite)-Ansteuerschaltung
ist während
des vierten Feldes 578 im Dreizustand, dadurch die Datenübertragung
in der entgegengesetzten Richtung über den Isolationskondensator
erlaubend. Natürlich
ist dieses besondere Kodierungsschema als ein Beispiel vorgesehen,
und es können viele
andere Kodierungsschemen erdacht werden, die in den verschiedenen
Ausführungsbeispielen
der Erfindung betriebsfähig
sein werden.
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Es
ist wünschenswert,
die logische "1", die am Beginn jeder
Bitperiode präsent
ist, zur Taktwiederherstellung zu verwenden, da sie in periodischen Intervallen
immer präsent
ist. Jedoch wird, falls das entgegengesetzte Datenbit von der vorhergehenden Bitperiode
eine Eins ist, die Anstiegsflanke zu Beginn der nächsten Bitperiode
nicht leicht mittels eines logischen Gatters zu sehen sein und wird
daher zur Taktwiederherstellung nicht verwendbar sein. Um diesen Effekt
abzuschwächen
und um eine zuverlässige Taktwiederherstellung
zu erlauben, muss durch die eingesetzten Kodierungsalgorithmen für jedes
vierte Bit in dem entgegengesetzten Feld garantiert sein, dass es
eine Null ist. Die gesamte Rahmenlänge kann erhöht werden,
falls mehr Steuerbits über
die Barriere in der entgegengesetzten Richtung gesendet werden müssen. Jede
vierte Taktkante (die eine mit einer Null assoziierte in dem vorhergehenden
entgegengesetzten Bitfeld) kann dann zur Taktwiederherstellung verwendet
werden.
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Ein
Blockdiagramm einer beispielhaften PLL-Schaltung, die Taktwiederherstellung
in Übereinstimmung
mit dem in 14 gezeigten Kodierungsschema
durchführen
kann, ist in 15 gezeigt. Die Vorwärtsdaten
(Übertragen
von der Sendeseite zur Empfangsseite) sind mit dem Teile-durch-Vier-Zähler 800 gekoppelt.
Der Ausgang des Zählers 800 ist
mit dem Phasen-Frequenz-Detektor 801 gekoppelt.
Der Ausgang des Phasen- Frequenz-Detektors 801 ist
mit der Ladungspumpe 802 gekoppelt. Der Ausgang der Ladungspumpe 802 ist mit
dem Eingang des Schleifenfilters 803 gekoppelt und ist
mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 804 gekoppelt.
Der Ausgang des VCO 804 ist der zum Synchronisieren des
empfangenen Datensignals und zum Bereitstellen eines Taktsignals
zu der empfangsseitigen Schaltung verwendete Bittakt. Der Ausgang
des VCO 804 ist auch mit dem Eingang des Teile-durch-Vier-Zählers 805 verbunden.
Der Ausgang des Zählers 805 ist
mit dem anderen Eingang des Phasen-Frequenz-Detektors 801 gekoppelt.
Der Phasen-Frequenz-Detektor 801 und die anderen Schaltungen
in der gezeigten Taktwiederherstellungsschaltung von 15 sind
im Stand der Technik wohlbekannt, und die spezielle, für eine besondere
Anwendung gewählte
Schaltung wird Gegenstand einer Routine-Gestaltungswahl sein.
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16 ist
ein allgemeines Blockdiagramm einer DAA-Schaltung 110 einschließlich einer
telefonleitungsseitigen Schaltung 118, einer Isolationsbarriere 120,
und einer versorgungsseitigen Schaltung 116 gemäß der Erfindung.
Die Isolationsbarriere 120 kann einen oder mehrere Kondensatoren
enthalten und erlaubt die Übertragung
von digitaler Information zwischen der Isolationsschnittstelle 1614 in der
telefonleitungsseitigen Schaltung und der Isolationsschnittstelle 1610 in
der versorgungsseitigen Schaltung. Die telefonleitungsseitige Schaltung 118 kann
mit Telefonleitungen eines Telefonnetzwerksystems gekoppelt sein,
und die versorgungsseitige Schaltung 116 kann mit externen
Steuereinheiten gekoppelt sein, wie zum Beispiel mit digitalen Signalprozessoren
(DSP), die Teil einer Kommunikationsvorrichtung, beispielsweise
eines Telefons oder Modems, sein können.
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Die
versorgungsseitige Schaltung 116, welche als eine integrierte
Schaltung (IC) implementiert sein kann, kann mit der externen Steuereinheit
durch eine digitale Schnittstelle 1606 and einer Steuerschnittstelle 1608 kommunizieren.
Beispielsweise kann die digitale Schnittstelle 1606 eine
Anzahl von externen Pins haben, die eine serielle Anschluss-Schnittstelle zu
der externen Steuereinheit bereitstellen, wie zum Beispiel ein Haupttakteingangspin
(MCLK), ein serieller Anschluss-Bittaktausgang (SCLK), ein serieller
Anschluss-Daten IN-Pin (SDI), ein serieller Anschluss Daten-Aus-Pin (FC), ein
Rahmensync-Ausgangspin (FSYNC_Balken), und ein sekundärer Übertragungsanfragen-Eingangspin (FC).
Auf ähnliche
Weise kann die Steuerschnittstelle 1608 eine Anzahl von
externen Pins haben, die Steuer- und Statusinformation zu und von
der externen Steuereinheit bereitstellen, wie zum Beispiel ein Klingeldetektier-Statuspin
(RGDT_Balken), ein Aushak-Statuspin (OFHK_Balken), ein Zurücksetzpin (Zurücksetz_Balken),
und Multimoden-Auswahlpins (MODE). (Es wird bemerkt, dass der Suffix "_Balken" verwendet wird,
ein Signal zu bezeichnen, dass sich typischerweise durchsetzt, wenn
es sich auf niedrigem logischen Niveau befindet.) Außerdem sind
die digitale Schnittstelle 1606 und die Steuerschnittstelle 1608 mit
der Isolationsschnittstelle 1610 gekoppelt, so dass Steuerung,
Status, Signal und andere gewünschte
Information von der telefonleitungsseitigen Schaltung 118 über die
Isolationsbarriere 120 gesendet und empfangen werden können.
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Die
telefonleitungsseitige Schaltung 118, welche als eine integrierte
Schaltung (IC) implementiert sein kann, kann mit den Telefonleitungen
durch die hybride Schaltung 1616 kommunizieren, kann Gleichstromspannung
empfangen und eine interne Gleichstromspannung durch die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 bereitstellen,
und Klingel-Detektier- und
Aushakstatus-Information mittels des Aushak/Klingeldetektierblocks 1620 ermitteln.
Außerdem
sind die Hybridschaltung 1616, der Aushak/Klingeldetektierblock 1620,
und die Gleichstromabschlussschaltung 1618 mit der Isolationsschnittstelle 1614 gekoppelt,
so dass Steuerungs-, Status-, Signal- und andere gewünschte Information über die Isolationsbarriere 120 übertragen
zu und empfangen von der versorgungsseitigen Schaltung 116 werden kann.
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In
dem dargestellten Ausführungsbeispiel hat
die hybride Ausgangsschaltung 1616 einen Ausgangspin (TX)
und einen Eingangspin (RX), die mit einer externen Telefonschnittstellenschaltung,
wie zum Beispiel einer Aushakschaltung und einer Diodenbrücke, gekoppelt
sein können.
Die Hybridschaltung 1616 kann arbeiten, um das in dem Telefon
existierende differentielle Signal, welches typischerweise sowohl
Sende- als auch Empfangs-Analoginformation
enthält,
in ein internes Sendesignal (TXINT) und Empfangssignal
(RXINT) zu splitten. Es wird bemerkt, dass
der TX-Ausgangspin gekennzeichnet ist, um anzugeben dass er verwendet
wird, um analoge Information zu den Telefonleitungen zu senden,
und dass der RX-Pin gekennzeichnet ist, um anzugeben, dass er verwendet
wird, um analoge Information von den Telefonleitungen zu empfangen.
Diese externen Pin-Signale sind unterschiedlich zu dem internen analogen
Sendesignal (TXINT) und analogen Empfangssignal
(RXINT).
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Die
Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 kann eine Anzahl von
externen Pins haben, die auch mit einer externen Telefonschnittstellenschaltung, wie
zum Beispiel eine Aushakschaltung und eine Diodenbrücke, gekoppelt
sind. Zum Beispiel kann die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 einen
Gleichstrom-Abschlusspin (DCT), einen Spannungsregulatorpin (VREG),
einen externen Widerstandspin (REXT), und einen isolierten Massenpin
(IGND) haben. Die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 terminiert
die Gleichspannung in der Telefonleitung und stellt eine interne
Spannungsquelle für
die telefonleitungsseitige Schaltung 118 bereit. Der Gleichstrom-Abschlusspin
(DCT) empfängt
den Telefonleitungs-Gleichstrom.
Der Spannungsregulatorpin (VREG) erlaubt einer externen Regulatorschaltung, wie
zum Beispiel einem Kondensator, mit der Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 gekoppelt
zu sein. Ein externer Leistungsabführwiderstand kann mit dem externen
Widerstandspin (REXT) gekoppelt sein. Und der isolierte Massenpin
(IGND) kann mit der Systemmasse für die versorgungsseitige Schaltung 11 durch
einen Kondensator in der Isolationsbarriere 120 gekoppelt
sein und kann auch mit der Telefonleitung durch eine Masse-Kopplung
in der externen Diodenbrückenschaltung
gekoppelt sein.
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Der
Aushak-/Klingeldetektierblock 1620 kann einen externen
Pin haben, erlaubend, dass Statusinformation hinsichtlich Telefonleitungsstatusinformation
(RNG1, RNG2), wie zum Beispiel Klingel- oder Anrufer-Identifikationssignale,
bereitgestellt wird. Beispielsweise kann der erste Klingeldetektierpin
(RNG1) durch einen Kondensator (2200 pF) mit der Tip (T)-Ader der
Telefonleitung gekoppelt sein, und der zweite Klingeldetektierpin
(RNG2) kann durch einen Kondensator (2200 pF) mit der Ring (R)-Ader
der Telefonleitung verbunden sein. Außerdem kann der Aushak-/Klingel-Detektierblock 1620 externe
Ausgangspins (QB, QE) haben, die eine externe Aushakschaltung steuern,
um beispielsweise in einen Aushakzustand oder einem Begrenzten- Leistungs-Modus einzutreten,
um Anruferidentifikationsinformation zu bekommen. Außerdem können die Ausgangspins
(QB, QE) mit der Basis beziehungsweise dem Emitter eines bipolaren
Transistors in einer externen Gabelumschalter-Schaltung gekoppelt sein.
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17 ist
ein allgemeines Blockdiagramm von internen Sende (TX)- und Empfangs
(RX)-Signalwegen in einer erfindungsgemäßen digitalen DAA-Schaltung 110.
In dem dargestellten Ausführungsbeispiel
kann Information in beiden Richtungen über die Isolationsbarriere 120 übertragen
werden. Es wird bemerkt, dass 17 nicht
alle funktionellen Blöcke
in der versorgungsseitigen Schaltung 116 und der telefonleitungsseitigen
Schaltung 118 darstellt. Es wird auch bemerkt, dass die
dargestellten Blöcke als
zahlreiche zusätzliche
Blöcke,
welche ähnliche Funktionen
ausführen,
implementiert sein können.
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In
dem Ausführungsbeispiel
in 17 werden Übertragungen
von der telefonleitungsseitigen Schaltung 118 zu der versorgen
Schaltung 116 als Empfangssignale betrachtet. In der telefonleitungsseitigen
Schaltung 118 empfängt
empfängt
ein Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler (ADC) 1710 ein
internes analoges Empfangssignal (RXINT),
welches beispielsweise durch die Hybridschaltung 1616 bereitgestellt
werden kann. Der Ausgang des Delta-Sigma-ADC 1710 ist ein überabgetasteter
digitaler Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat. Die
Dekodierer-/Kodierer-Schaltung 1708 verarbeitet und
formatiert diese digitale Information wie gewünscht bevor sie sie als kodierte
digitale Information über
die Isolationsbarriere 120 sendet. Beispielsweise kann
der Dekodierer/Kodierer 1708 die Steuerdaten mit dem digitalen
Strom multiplexen, bevor sie über
die Isolationsbarriere 120 gesendet werden. Diese Steuerdaten
können
eine beliebige gewünschte
Information sein, wie zum Beispiel Klingeldetektiersignale, Aushakdetektiersignale,
oder andere Telefonleitungsstatusinformation. In der versorgungsseitigen
Schaltung 116 dekodiert der Dekodierer/Kodierer 1706 diese über die
Isolationsbarriere 120 empfangene kodierte digitale Information.
Der digitale Filter 1702 verarbeitet diesen dekodierten
digitalen Strom und konvertiert ihn in interne digitale Empfangsdaten
(RXD), die durch die digitale Schnittstelle 1606 zu
einer externen Steuereinheit bereit gestellt werden können.
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Übertragungen
von der versorgungsseitigen Schaltung 116 an die telefonleitungsseitige
Schaltung 118 werden als Sendesignale betrachtet. In der versorgungsseitigen
Schaltung 116 empfängt
ein Delta-Sigma-Modulator 1704 ein internes digitales Sendesignal
(TXD), welches beispielsweise von einer externen
Steuereinheit durch eine digitale Schnittstelle 1606 bereitgestellt
sein kann. Die Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators 1704 ist ein überabgetasteter
digitaler Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat. Die
Dekodierer-/Kodierer-Schaltung 1706 verarbeitet
und formatiert diese digitale Information wir gewünscht bevor
sie sie als kodierte digitale Information über die Isolationsbarriere 120 sendet.
Zum Beispiel kann der Dekodierer/Kodierer 1706 die Steuerdaten
mit dem digitalen Datenstrom multiplexen. Diese Steuerdaten können eine
beliebige gewünschte
Information sein, wie zum Beispiel Klingeldetektiersignale, Aushakdetektiersignale,
oder andere Telefonleitungsstatusinformation. Außerdem kann der Dekodierer/Kodierer 1706 Rahmungsinformation für Synchronisierungszwecke
zu dem digitalen Strom hinzufügen, bevor
sie über
die Isolationsbarriere 120 gesendet wird. Noch ferner kann
der Dekodierer/Kodierer 1706 den digitalen Datenstrom so
formatieren, dass ein Taktsignal in der telefonleitungsseitigen Schaltung 118 wiederhergestellt
werden kann, wie zum Beispiel wie oben unter Bezugnahme auf 14 diskutiert
ist. In der telefonleitungsseitigen Schaltung 118 kann
der Dekodierer/Kodierer 1708 ein Taktsignal wieder herstellen
und kann die über
die Isolationsbarriere 120 empfangene kodierte digitale Information
dekodieren, um Rahmungs-, Steuer- oder Statusinformation zu erhalten.
Der Digital-zu-Analog-Umwander (DAC) 1712 wandelt den dekodierten
digitalen Datenstrom um und wandelt ihn in interne analoge Sendedaten
(TXINT) um, die bereit gestellt werden können als
ein analoges Signal durch die Hybridschaltung 1616 und
ultimativ zu den Telefonleitungen.
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18 ist
ein allgemeines Schaltungsdiagramm einer erfindungsgemäßen digitalen DAA-Schaltung 110,
die erfindungsgemäß mit zwei integrierten
Schaltungen (ICs) und einer kapazitiven Isolationsbarriere implementiert
ist. Insbesondere kann die versorgungsseitige Schaltung eine versorgungsseitige
integrierte Schaltung (IC) 1802A enthalten, und die telefonleitungsseitige
Schaltung 118 kann eine telefonleitungsseitige IC 1802B enthalten.
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Eine
externe Schaltung, wie zum Beispiel eine Gabelumschalter-Schaltung 1804 und
eine Diodenbrückenschaltung 1806,
ist auch gekoppelt gezeigt mit externen Pins der telefonleitungsseitigen
IC 1802B. In diesem dargestellten Ausführungsbeispiel sind die externen
Pins 1810 der versorgungsseitigen IC 1802B mit
einem externen digitalen Signalprozessor (DSP) gekoppelt und die
externen Pins 1808 sind mit einer externen anwendungsspezifischen
IC (RSIC) oder einer Steuereinheit gekoppelt. Die Isolationsbarriere 120 kann
einen ersten Kondensator (CI) enthalten, der einen externen Signal
(CIA)-Pin mit auf der versorgungsseitigen IC 1802A mit
einem externen Signal (CIB)-Pin auf der telefonleitungsseitigen IC 1802B koppelt.
Außerdem
kann die Isolationsbarriere 120 einen zweiten Kondensator
(C2) haben, der den isolierten Massen (IGND)-Pin auf der telefonleitungsseitigen
IC 1802B mit dem Systemmassen (GND)-Pin auf der versorgungsseitigen IC 1802A koppelt.
Außerdem
kann der isolierte Massen (IGND)-Pin mit dem Knoten 1812 in
der Diodenschaltung gekoppelt sein und dadurch mit der Telefonleitung
gekoppelt sein.
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Weitere
bevorzugte Ausführungsbeispiele der
Erfindung werden in den folgenden Absätzen gegeben:
Ein erstes
weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der
Erfindung ist eines digitale Direktzugriffsanordnungsschaltung zum
Beenden einer Telefonleitungsverbindung, aufweisend eine versorgungsseitige Schaltung,
die betreibbar ist, digital mit einer telefonleitungsseitigen Schaltungen
zu kommunizieren, wobei die digitale Kommunikation einen über eine
Isolationsbarriere übertragenen
digitalen Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat aufweist;
und eine telefonleitungsseitige Schaltung, die betreibbar ist, digital
mit der versorgungsseitigen Schaltung zu kommunizieren, wobei die
digitale Kommunikation einen über
die Isolationsbarriere übertragenen
digitalen Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat aufweist,
wobei die Kommunikation über
die Isolationsbarriere bidirektional sein kann.
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Gemäß einem
ersten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist die digitale Direktzugriffsanordnungsschaltung
eine zwischen der versorgungsseitigen Schaltung und der telefonleitungsseitigen
Schaltung gekoppelte Isolationsbarriere auf.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist die Isolationsbarriere einen oder mehr Kondensatoren
auf.
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Gemäß einem
dritten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung enthält
die versorgungsseitige Schaltung eine mit dem digitalen Datenstrom
gekoppelte Kodiererschaltung, um ein kodiertes Signal zum Übertragen über die
Isolationsbarriere zu Erzeugen und wobei die telefonleitungsseitige
Schaltung eine Dekodierschaltung enthält, um ein dekodiertes digitales
Signal aus dem kodierten digitalen Signal zu erzeugen.
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Gemäß einem
vierten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist das kodierte digitale Signal zu dem digitalen
Datenstrom hinzugefügte
Steuerdaten auf.
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Gemäß einem
fünften
Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung
weist das kodierte digitale Signal zu dem digitalen Datenstrom hinzugefügte Rahmungsdaten
auf.
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Gemäß einem
sechsten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist das kodierte digitale Signal einen digitalen
Datenstrom auf der derart formatiert ist, dass die Dekodierschaltung
ein Taktsignal aus dem kodierten digitalen Signal wiederherstellen
kann.
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Gemäß einem
siebten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung enthält
die telefonleitungsseitige Schaltung eine mit den digitalen Daten
gekoppelte Kodierschaltung, um ein kodiertes Signal zum Übertragen über die
Isolationsbarriere zu erzeugen, und die versorgungsseitige Schaltung
enthält
eine Dekodierschaltung, um ein dekodiertes Signal aus dem kodierten digitalen
Signal zu erzeugen.
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Gemäß einem
achten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist das kodierte digitale Signal zu dem digitalen
Datenstrom hinzugefügte
Steuerdaten auf.
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Gemäß einem
neunten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weisen die Steuerdaten Telefonleitungsstatusinformation
auf.
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Gemäß einem
zehnten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung hat die versorgungsseitige Schaltung eine Kommunikationsschnittstelle,
die mit einer externen Schnittstelle gekoppelt sein kann.
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Gemäß einem
elften Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung hat die telefonleitungsseitige Schaltung analoge Ausgangssignale,
die durch eine Gabelumschalter-Schaltung und Diodenbrückenschaltung
mit Telefonleitungen gekoppelt sein können.
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Ein
zweites weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung
ist eine versorgungsseitige Schaltung für eine digitale Direktzugriffsanordnungsschaltung
zum Beenden einer Telefonleitungsverbindung, aufweisend: eine Kommunikationsschnittstelle,
die mit einer externen Vorrichtung gekoppelt sein kann; eine Isolationsschnittstelle,
die digital mit einer telefonleitungsseitigen Schaltung durch eine
Isolationsbarriere kommunizieren kann; und eine Kodierschaltung
in der Isolationsschnittstelle, um ein kodiertes digitales Signal
aus einem digitalen Datenstrom für
eine Übertragung über die
Isolationsbarriere zu erzeugen.
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Gemäß einem
ersten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist das kodierte digitale Signal zu dem digitalen
Datenstrom hinzugefügte
Steuerdaten auf.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist das kodierte digitale Signal zu dem digitalen
Datenstrom hinzugefügte
Rahmungsdaten für eine
Datensynchronisation in der telefonleitungsseitigen Schaltung auf.
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Gemäß einem
dritten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist das kodierte digitale Signal den digitalen Datenstrom
auf, der formatiert ist derart, dass die Dekodierschaltung ein Taktsignal
auf dem kodierten digitalen Signal wiederherstellen kann.
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Gemäß einem
vierten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung ist das digitale Datensignal ein digitaler Datenstrom
in einem Pulsdichtenmodulationsformat.
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Gemäß einem
fünften
Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung
kann die Isolationsschnittstelle bidirektional über die Isolationsbarriere
kommunizieren.
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Gemäß einem
sechsten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung können
die durch die Kommunikationsschnittstelle übertragenen Signale digitale
Datensignale, Steuersignale und Telefonleitungsstatussignale aufweisen,
wobei die Kommunikationsschnittstelle ferner eine digitale Anschluss-Schnittstelle
aufweisen kann.
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Gemäß einem
siebten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung, ferner aufweisend einen überabgetasteten Delta-Sigma-Modulator,
der gekoppelt ist, um digitale Basisband-Datensignale aus der externen
Vorrichtung zu empfangen und um die digitalen Basisband-Datensignale
in einen digitalen Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat
umzuwandeln.
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Gemäß einem
achten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist die versorgungsseitige Schaltung ferner eine
Dekodierschaltung auf, die an ein von der telefonleitungsseitigen
Schaltung empfangendes digitales Signal gekoppelt sein kann, um
ein dekodiertes digitales Signal zu erzeugen. Ferner kann das dekodierte
digitale Signal einen digitalen Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat
aufweisen, und kann ferner einen mit dem digitalen Datenstrom gekoppelten
digitalen Filter aufweisen, um digitale Basisband-Datensignale zu
erzeugen.
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Ein
drittes weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung
ist eine telefonleitungsseitige Schaltung für eine digitale Direktzugriffsanordnungsschaltung
zum Beenden einer Telefonleitungsverbindung, aufweisend eine Kommunikationsschnittstelle,
die mit Telefonleitungen gekoppelt sein kann; eine Isolationsschnittstelle,
die digital mit der versorgungsseitigen Schaltung durch eine Isolationsbarriere
kommunizieren kann; und eine Dekodierschaltung in der Isolationsschnittstelle,
um ein dekodiertes digitales Signal aus einem kodierten digitalen Signal
zu erzeugen, dass über
die Isolationsbarriere von der versorgungsseitigen Schaltung empfangen wurde.
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Gemäß einem
ersten Aspekt des dritten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist das kodierte digitale Signal einem digitalen
Datenstrom auf, der derart formatiert ist, dass die Dekodierschaltung
ein Taktsignal aus dem kodierten digitalen Signal wiederherstellen
kann.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt des dritten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist das digitale Signal zu einem digitalen Datenstrom
hinzugefügte
Steuerdaten auf.
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Gemäß einem
dritten Aspekt des dritten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist das kodierte Signal zu einem digitalen Datenstrom
hinzugefügte
Rahmungsdaten für
eine Datensynchronisation in der telefonleitungsseitigen Schaltung
auf.
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Gemäß einem
vierten Aspekt des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung
kann die Isolationsschnittstelle bidirektional über die Isolationsbarriere
kommunzieren.
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Gemäß einem
sechsten Aspekt des dritten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weisen die durch die Kommunikationsschnittstelle übertragenen
Signale analoge Datensignale auf.
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Gemäß einem
siebten Aspekt des dritten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung ist die Kommunikationsschnittstelle konfiguriert,
um mit Telefonleitungen durch eine externe Gabelumschalter-Schaltung
und eine externe Diodenbrücke
gekoppelt zu sein.
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Gemäß einem
achten Aspekt des dritten weiteren bevorzugen Ausführungsbeispiels
der Erfindung kann die Kommunikationsschnittstelle eine mit den
Telefonleitungen gekoppelte Schaltung aufweisen, um ein Klingeln
auf den Telefonleitungen zu detektieren und um einen Aushak-Status
auf den Telefonleitungen zu steuern. Ferner kann die Kommunikationsschnittstelle
eine mit den Telefonleitungen gekoppelte Gleichstrom-Terminierungsschaltung
aufweisen, um eine interne Gleichstromspannungsquelle zu der telefonleitungsseitigen
Schaltung bereitzustellen.
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Gemäß einem
neunten Aspekt des dritten weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung
weist die telefonleitungsseitige Schaltung ferner auf einen überabgetasteten
Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler, der konfiguriert ist, mit
analogen, von den Telefonleitungen empfangenen Signalen gekoppelt
zu sein, um die analogen Signale in einen digitalen Datenstrom in
einem Pulsdichtenmodulationsformat umzuwandeln.
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Gemäß einem
zehnten Aspekt des dritten weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung
weist die telefonleitungsseitige Schaltung ferner auf eine Kodierschaltung
in der Isolationsschnittstelle, um ein kodiertes digitales Signal
aus einem digitalen Datenstrom zum Übertragen über die Isolationsbarriere
zu erzeugen. Ferner kann das kodierte digitale Signal zu dem digitalen
Datenstrom hinzugefügte
Steuerdaten aufweisen. Ferner können
die Steuerdaten Telefonleitungsstatusinformation aufweisen.
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Gemäß einem
elften Aspekt des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung
ist das digitale Datensignal ein digitaler Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat.
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Ein
viertes weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung
ist ein Verfahren zum Kommunizieren mit Telefonleitungen, aufweisend: Umwandeln
eines von Telefonleitungen empfangenen Signals in einen digitalen
Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat, und Übertragen
des digitalen Datenstroms von einer telefonleitungsseitigen Schaltung über eine
Isolationsbarriere an eine versorgungsseitigen Schaltung.
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Gemäß einem
ersten Aspekt des vierten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist die Isolationsbarriere einen oder mehrere Kondensatoren
auf, und das Verfahren weist ferner auf: Übertragen eines digitalen Bitstrom über die
Isolationsbarriere von der versorgungsseitigen Schaltung zu der
telefonleitungsseitigen Schaltung; und Wiederherstellung eines Taktsignals
in der telefonleitungsseitigen Schaltung aus dem digitalen Bitstrom und
das Verfahren kann ferner aufweisen Kodieren des digitalen Datenstroms
vor dem Übertragungsschritt.
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Ein
fünftes
weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist ein Verfahren zum Kommunizieren mit Telefonleitungen,
aufweisend: Umwandeln eines digitalen Signals in einen digitalen Datenstrom
in einem Pulsdichtenmodulationsformat, und Übertragen des digitalen Datenstroms
von einer versorgungsseitigen Schaltung über eine Isolationsbarriere
an eine telefonleitungsseitige Schaltung.
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Gemäß einem
ersten Aspekt des fünften
weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist die Isolationsbarriere einen oder mehrere Kondensatoren
auf und kann ferner aufweisen: Wiederherstellung eine Taktsignal
in der telefonleitungsseitigen Schaltung aus dem digitalen Bitstrom
und kann ferner aufweisen Kodieren des digitalen Datenstroms vor
dem Übertragungsschritt.
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Ein
sechstes weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung
ist ein Verfahren zum Kommunizieren mit Telefonleitungen, aufweisend: Erzeugen
eines kodierten Signals aus einem digitalen Datensignal; und Übertragen
des kodierten digitalen Signals von einer telefonleitungsseitigen über eine
Isolationsbarriere Schaltung an eine versorgungsseitige Schaltung.
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Gemäß einem
ersten Aspekt des sechsten weiteren bevorzugen Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist der Erzeugungsschritt ferner auf Hinzufügen von
Steuerdaten und Telefonleitungsstatusinformation zu dem digitalen
Datenstrom.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt des sechsten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist das Verfahren ferner auf: Übertragen eines digitalen Bitstroms über die
Isolationsbarriere von der versorgungsseitigen Schaltung zu der
telefonleitungsseitigen Schaltung; und Wiederherstellung eine Taktsignals
in der telefonleitungsseitigen Schaltung aus dem digitalen Bitstrom,
wobei die Isolationsbarriere einen oder mehrere Kondensatoren aufweisen
kann.
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Ein
siebtes weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung
ist ein Verfahren zum Kommunizieren mit Telefonleitungen, aufweisen:
Erzeugen eines kodierten digitalen Signals aus einem digitalen Datensignal
und Übertragen
des kodierten digitalen Signals von einer versorgungsseitigen Schaltung über eine
Isolationsbarriere an eine telefonleitungsseitige Schaltung.
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Gemäß einem
ersten Aspekt des siebten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung weist der Erzeugungsschritt ferner auf Hinzufügen von
Steuerdaten und Synchronisierungs-Rahmungsinformation zu dem digitalen
Datenstrom.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt des siebten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung, weist der Erzeugungsschritt auf Formatieren des digitalen
Datenstroms, so dass ein Taktsignal aus dem kodierten digitalen
Signal wiederhergestellt werden kann, wobei der Erzeugungsschritt
Hinzufügen
von Steuerdaten und Synchronisierungs-Rahmungsinformation zu dem digitalen
Datenstrom aufweisen kann und wobei die Isolationsbarriere ferner einen
oder mehrere Kondensatoren aufweisen kann.
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Weitere
Modifikationen und alternative Ausführungsbeispiele dieser Erfindung
werden einem Fachmann aus dieser Beschreibung offensichtlich. Demgemäß ist diese
Beschreibung nur als veranschaulichend zu interpretieren und ist
für den
Zweck, einem Fachmann in der Art und Weise des Ausführens dieser
Erfindung zu unterrichten. Es ist zu verstehen, dass die Formen
der hierin gezeigten und beschriebenen Erfindung als die derzeit
bevorzugten Ausführungsbeispiele
anzunehmen sind. Es können verschiedene
Veränderungen
in der Gestalt, Größe und Anordnung
der Teile gemacht werden.