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Gebiet der
Erfindung
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Diese
Erfindung bezieht sich auf Funkwellenempfänger und insbesondere auf einen
Empfänger,
der als ein einzelner integrierter Schaltkreis gebildet ist.
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Hintergrund
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Funkempfänger wie
solche Empfänger
vom Typ der Amplitudenmodulation (AM) sind wohlbekannt. Aus Kosten
und Größengründen ist
es erwünscht,
solche Empfänger
auf einem einzelnen integrierten Schaltkreischip zu implementieren.
Dennoch haben Hindernisse verhindert, dass ein brauchbarer AM-Empfänger auf einem
einzelnen Chip implementiert wurde.
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US-Patent
Nr. 5,134,406 ist auf einen weitreichenden Polizeiradarwarnempfänger gerichtet.
Der Empfänger
umfasst einen Lokaloszillator, der seine Oszillationsfrequenz variiert,
um auf Radarsignale zu scannen. Das Abtasten oder Ablenken der Frequenz
kann nicht vom Anwender unterdrückt
werden und damit ist der Empfänger
auf eine Scanfunktion beschränkt.
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Zusammenfassung
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Hier
wird ein Einchip-Superheterodyn AM Empfänger offenbart. Die Pinzahl
kann 4 oder mehr sein. Der Empfänger
ist OOK (ON-OFF verschlüsselter)
Empfänger-IC
für kabellose
Fernanwendungen. Diese Einrichtung ist eine „Antennen-Ein, Daten-Aus" (antenna-in, data-out) monolithische
Einrichtung. Die gesamte RF- und IF-Abstimmung wird automatisch
innerhalb des ICs durchgeführt,
was ein manuelles Abstimmen eliminiert und die Produktionskosten
verringert. Empfängerfunktionen
sind vollständig
integriert. Das Ergebnis ist eine hoch verlässliche, aber gleichwohl extreme
Low-Cost-Lösung
für großvolumige
kabellose Anwendungen.
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Da
der Empfänger
ein echter Einchip-Funkempfänger
ist, ist er extrem leicht anzuwenden, wobei Design und Produktionskosten
minimiert und die Produkteinführungszeit
verbessert wird.
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Der
Empfänger
verwendet eine neuartige Architektur, die es dem Empfänger erlaubt,
Signale über
ein breites RF-Band zu demodulieren, was die Notwendigkeit für ein manuelles
Abstimmen eliminiert. Darauf wird als ein abgelenkter LO-Modus Bezug
genommen. Dies lockert auch signifikant die Frequenzgenauigkeits-
und Stabilitätsanforderungen
des Senders, wobei es dem Empfänger
erlaubt, sowohl mit SAW-basierten als auch LC-basierten Sendern
kompatibel zu sein. Die Empfängerempfindlichkeit
und Selektivität
sind ausreichend, um geringe Biterrorraten für Decoderbereiche über 100
Meter zur Verfügung
zu stellen, was der Leistung von anderen teureren Lösungen gleich
kommt.
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Die
gesamte Abstimmung und Ausrichtung wird on-Chip mit einer Referenzfrequenz
durchgeführt,
die von einem Low-Cost Keramik-Resonator oder einer extern zur Verfügung gestellten
Taktreferenz bereitgestellt wird. Die Empfängerleistung ist unempfindlich
für einen
Datenmodulation-Arbeitszyklus. Der Empfänger kann mit Codeschematas
wie Manchester oder 33/66 % PWM (Pulsweitenmodulation) verwendet
werden.
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Um
ein Rauschen von der Taktreferenz abzuhalten und davon die Empfindlichkeit
des Empfängers
zu verringern, ist der IF-Filter so abgestimmt, dass keine ganzzahlige
vielfache Frequenz oder ganzzahlige Teilerfrequenz der Zeitreferenz
in der IF Bandbreite auftritt.
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Die
gesamte Post-Detektion- (Demodulator-) Datenfilterung wird auf dem
Empfängerchip
vorgesehen, sodass keine externen Filter designt werden müssen. Eine
von vier Filterbandweiten kann extern vom Anwender ausgewählt werden.
Die Bandweiten reichen von 0,6 KHz bis 4,8 KHz in Binärschritten.
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Die
verschiedenen Filter und Demodulator haben Frequenzcharakteristiken,
die auf dem Ausgang eines internen Zeitgenerators basiert sind,
der Taktsignale von einer externen Referenz erhält. Daher kann eine Abstimmung
der Filter und des Modulators durch Wechsel der externen Referenzfrequenz
erfolgen.
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Die
Erfindung ist in den Ansprüchen
definiert.
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Kurzbeschreibungen
der Zeichnungen
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1 ist
ein Blockdiagramm eines Einchip-Empfängers in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform
der Erfindung.
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2 sieht
ein zusätzliches
Detail des LO Wobbelgenerators (Sweep Generator) vor,
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3 illustriert
einen optimalen LO Ablenkbereich.
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4 bis 76 illustrieren
das aktuelle Schaltschema zum Implementieren einer bevorzugten Ausführungsform
des Einchip-Empfängers. 4 identifiziert die funktionalen Elemente
von 1.
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Detaillierte
Beschreibung der Ausführungsformen
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1 illustriert
die Basisstruktur und Elemente einer Ausführungsform der Erfindung, eines
völlig
ganz in CMOS integrierten AM-Empfängers 20. Pins oder
Pads des integrierten Schaltkreises sind außerhalb der gestrichelten Außenlinie
gezeigt. Der Empfänger
ist ein Empfänger
vom Superheterodyn-Typ, was bedeutet, dass die eingehenden modulierten
RF-Signale vorverstärkt
werden und dann mit einer Lokaloszillatorfrequenz gemischt werden.
Das gemischte Signal wird dann gefiltert, um eine modulierte Zwischenfrequenz
(IF) zu erzeugen. Das IF-Signal wird dann verstärkt und demoduliert und die
Daten werden extrahiert.
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Alle
Elemente werden unter Verwendung der Complementary Metal Oxid Semiconductor
(CMOS-) Technologie aufgebaut. Die CMOS-Technologie gestattet auch
bestimmte bipolare Elemente wie Dioden, Transistoren und andere
im Empfänger
zu kombinieren. Gegebenenfalls werden diese Einrichtungen und Elemente
verwendet.
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Die
Elemente des Systems sind wie folgt, mit den zugeordneten Bezugszeichen:
| Funktionales
Element | Bezugszeichen |
| a.
Funkfrequenz- (RF-) oder Hochfrequenz- (HF-) Vorverstärker | 1 |
| b.
RF-Mischer oder Umsetzer | 2 |
| c.
Zwischenfrequenz-(IF-)Verstärker | 3a, 3b |
| d.
Zwischenfrequenz- (IF- Filter | 4 |
| e.
Peak oder Umhüllungsdetektor | 5 |
| f.
Basisbandfilter | 6 |
| g.
Daten-Slicer oder Vergleicher | 7 |
| h.
DC-Extraktor | 8 |
| i.
Lokaloszillator (LO) | 9 |
| j.
LO Wobbelgenerator (Sweep Generator) | 9a |
| k.
Referenzoszillator | 10 |
| l.
2Vt Ausgangsversorgung | 11 |
| m.
Automatische Verstärkungsregelung
(AGC) | 12 |
| n.
Filterabstimmung | 13 |
| o.
Timinggenerator | 14 |
| p.
Bandabstandreferenz | 15 |
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Im
Kontext dieser Anmeldung bedeutet vollständig integriert, dass all diese
Funktionen in ihrer Gesamtheit gleichzeitig auf einem Halbleitereinzelplättchen (integrierter
Schaltkreis oder IC) aufgenommen und eingearbeitet worden sind.
Zusätzliche
Aspekte des Empfängers
(die im Folgenden weiter zu detaillieren sind) verringern die Gesamtkomplexität des Funksystems,
Kosten und Anforderungen an die Senderleistung. Man beachte, dass
die DC-Steuerleitungen für
den Empfänger
(die im Folgenden beschrieben werden) entweder für eine maximale Endverbraucherkontrolle
ausgepinnt oder auf dem Plättchen
mittels einer Metallmaske fixiert werden können, wobei das Letztere die
wirtschaftlichere Bepackung erlaubt.
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Der
gesamte RF und IF-Signalpfad des Empfängers wendet einen ausgeglichenen,
differenzierten Auslegungsansatz an, der für eine Stabilität, ein Stromversorgungsabweisung
und eine Entkopplung der RF-Schaltungen von den IF- und Basisbandsignalen
erforderlich ist. Zusätzlich
werden alle Wechselströme ausgeglichen,
um irgendwelche Wechselanteile auf die Vorspannungsersorgung abzuschwächen.
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I. Kurzbeschreibung
der Komponentenmerkmale
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Der
interne Referenzoszillator 10 mit einem extern angewandten
Timingelement oder Timingsignal unterstützt eine Vielzahl von Trägerfrequenzen.
Das Timingelement kann irgendein bekannter Referenzfrequenzgenerator,
wie ein Kristalloszillator sein. Der Empfänger ist trägerfrequenzunabhängig.
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Die
Zeitkonstanten des Peakdetektors 5 und Basisbandfilters 6 der
jeweiligen CR-Schaltungen
stehen in Bezug zur Frequenz des Referenzoszillators 10 und
sind von einer oder mehr (logischen) DC-Steuerleitungen SEL0, SEL1
auswählbar.
Der Empfänger
kann damit eine Vielzahl von Datenraten unterstützen und der Empfänger ist
datenratenunabhängig.
Die Zeitkonstanten für
diese Funktionen sind hochpräzise
und sind unabhängig
von der Temperatur und Halbleiterprozessen.
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Der
IF-Filter 4 und Basisbandfilter 6 sind vollständig auf
dem IC integriert. Das Ergebnis ist eine Implementierung, die körperlich
auf einem 8-Pin IC-Paket oder -Bauteil platziert werden kann.
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Eine
Bauteilausgestaltung mit so wenig wie vier Pins ist durch Modifizierung
des Empfängers
auf folgende Arten möglich.
Zuerst verwende man nur einen IC-Pin für die Leistungsversorgung und
einen IC-Pin für Masse.
Man ändere
die Gestaltung des DC-Extraktors 8 auf
einen kondensatorgeschalteten Tiefpassfilter, wobei die Integration
des Kondensators C1 erlaubt wird. Zweitens kann die Funktion des
AGC 12 unter Verwendung einer digital/analog- (DAC-)basierten
Struktur gestaltet werden, was die Integration des Kondensators
C2 erlaubt. In ähnlicher
Weise ist jede Pin-Konfiguration von 4 bis 8 abhängig vom Integrationslevel
möglich,
das der Gestalter zu verwenden wählt.
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Der
Lokaloszillator (LO) 9 oder Empfängeroszillator kann entweder
in einem festen Modus oder einem abgelenkten bzw. gewobbelten Modus
betrieben werden, der über
eine DC-Steuerleitung SWEN auswählbar ist.
Ein Betrieb im festen Modus wird für Präzisions- oder Hochleistungsanwendungen
bevorzugt. Im abgelenkten Modus oder Wobbelmodus wird die LO-Frequenz über einen
Bereich von Frequenzen mit einer Rate variiert, die ausreichend
höher ist
als die Datenrate, um eine Peak-(Umhüllungs-)Erfassung zu erlauben.
Dies schwächt
die Anforderung nach einer genau gesteuerten und/oder im Hinblick
auf Alter und Temperatur stabilisierten Senderträgerfrequenz ab.
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Der
LO-Wobbelgenerator 9a ist eine (+m/+m+1) Phasenregelschleife
(PLL), bei der die Schleife die halbe Zeit zum Betrieb bei +m und
die andere Hälfte
der Zeit bei +m+1 gezwungen ist. Der LO-Wobbelgenerator 9a verwendet
einen (stabilen) Arbeitsstrom, der auf dem Referenzoszillator 10 basiert
ist. Das Ablenksignal ist damit eine gesteuerte Exkursionswellenform
entweder mit einer Rampen-(Strom in einen Kondensator) oder Widerstand-Kondensator-
(RC-)Antwortcharakteristik. Dies garantiert eine minimale Zeit des Mischer-IF-Ausgangssignals
innerhalb der (integrierten) IF-Filterfrequenzantwort.
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Der
LO-Wobbelgenerator PLL wendet ein temperaturkompensiertes Bandbreitenschema
an, um den LO-Ablenkprozess zu linearisieren. Die LO-Ablenkcharakteristik
ist damit unabhängig
von der Temperatur und Halbleiterverarbeitung.
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Die
Auslegung des IF-Verstärkers 3a, 3b sieht
eine Bandpasscharakteristik ohne DC-Verstärkung vor. Dies gestattet eine
unmittelbare Verstärkerkopplung
ohne DC-Offsetkorrektur
oder Koppelkondensatoren. Ferner sind die Bandpasscharakteristiken
auf den Referenzoszillator 10 zur Temperatur- und Prozessunabhängigkeit
stabilisiert. Andere, weniger erwünschte Ausführungsformen umfassen (1) eine
kapazitive Kopplung zwischen Verstärkerstufen und (2) eine DC-Kopplung
mit Offsetlöschung.
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Das
IF-Signal ist wechselstromgekoppelt vom IF-Verstärker 3b zum Peak-Detektor 5,
wodurch irgendwelche DC-offsetbezogenen Zeitkonstantenfehler des
Peak-Detektors eliminiert werden.
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Der
Peak-Detektor 5 wird als ein Spannungsfolger in einem geschlossenen
Regelkreis ausgestaltet, der einen Peak-Detektor in einen offenen
Regelkreis treibt. Beide Schaltungen verwenden abgestimmte durchschnittliche
Arbeitsströme,
um DC-Fehler zu entfernen. Diese Ausgestaltung stellt eine schnellere
Ansprechzeit bei der Peak-Detektion zur Verfügung. Alternative Ausführungsformen
sind entweder ein Detektor mit einzelnem geschlossenem Regelkreis
oder offenem Regelkreis oder ein konventioneller Hüllkurvendetektor.
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Der
RF-Vorverstärker 1 und
der RF-Mischer 2 werden mit LO-Oszillator 9 basierten
Strömen
beeinflusst, um eine Temperatur- und Prozessunabhängigkeit
zu erhalten. In einer Ausführungsform
ist der Einfluss auf der Magnitude eines VCO-Steuersignals basiert,
das verwendet wird, um die LO-Frequenz zu erzeugen. Da Prozessveränderungen
die Charakteristiken von Komponenten (Transistoren) über dem
gesandten Chip verändern,
spiegelt das Signal, dass den VCO steuert Veränderungen in anderen funktionalen
Einheiten wieder. Damit kann das Steuersignal verwendet werden,
um die Magnitude von Ruheströmen
für andere
funktionalen Einheiten anzupassen, um die Effekte von Prozessveränderungen
aufzuheben.
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Rücken-an-Rücken nicht
rechteckförmige
Drain FET-Strukturen werden an kritischen Hochfrequenzknoten verwendet,
um Kapazität
zu minimieren und Bandbreite zu verbessern. Verschiedene Ausführungsformen
der Struktur sind kreisförmig,
hexagonal, oktogonal, usw. Kreisförmig wird bevorzugt.
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Der
Ausgang des RF-Vorverstärkers 1 wird
von der zweiten Stufe eines (3-stufigen) Rückkopplungsverstärkers genommen,
wo das Verstärkung-Bandbreite
Produkt maximal ist. Eine alternative Ausführungsform besteht darin, das
Signal von der ersten oder dritten Stufe abzunehmen.
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Eine
2Vt-Spannungsversorgung 11 wird auf dem IC für alle logischen
Schaltkreise aufgebaut. Dies mildert logisches Schaltrauschen ab,
was eine Integration weiterer logischer Funktionen erlaubt, ohne
die Empfängerempfindlichkeit
in Folge eines IC- oder Leistungsversorgungsrauschens zu beeinträchtigen.
Alternative Ausführungsformen
bestehen darin, Spannungsversorgungen aufzubauen, die von 2Vt bis
zur positiven Versorgungsspannung reichen. (Hier bezieht sich Vt
auf die Schwellenspannung eines FET-Transistors.)
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Die
Ausgangsstufe des Datenvergleichers 7 ist strombegrenzt,
was das Rauschen des Ausgangsschaltens verringert.
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Der
DC-Extraktor 8 stellt eine Transferimpedanz bezüglich des
Referenzoszillators bereit, wobei ein sehr präziser, temperatur- und prozessunabhängiger Wert
bereit gestellt wird. Die Übertragungsimpedanz
variiert auch mit der Datenrate, wie von DC- Steuerleitungen SEL0, SEL1 ausgewählt, so
dass die Zeitkonstante des Datenvergleichers 7, der die
Zeitkonstante der Schwellenspannung aufgliedert, automatisch mit
der Datenrate angepasst wird.
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Der
Eingang des RF-Vorverstärkers 1 ist
wechselstromgekoppelt, um die untere Grenzfrequenz zuzuschneiden,
um ein zusätzliche
Abweisung von unteren Frequenzindifferenzen (z.B. von FM-Sendern)
vorzusehen.
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Die
Bandabstandreferenz 15 stellt ein Temperatur- und Leistungsversorgungstabilisiertes
Set von Referenzspannungen zur Verfügung, die verwendet werden,
um bestimmte kritische Einflusspunkte innerhalb der Erfindung zu
setzen.
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II. Betrieb des Empfängers von 1
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A. Systembetrieb – Einführung
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Der
vollständig
CMOS-integrierte AM-Empfänger 20 wandelt
amplitudenmodulierte (AM) Signale an seinem Eingang (Antenne-ein
des RF-Vorverstärkers 1)
in den äquivalenten
(Daten-)Code um, der am Sender verwendet wird, um das AM-Signal
zu konstruieren.
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Der
Funkfrequenz- (RF-) und Zwischenfrequenz- (IF-)Abschnitt des Empfängers funktioniert ähnlich zu
einem Superheterodyn-Empfänger.
Speziell umfasst dies RF-Vorverstärker 1,
RF-Mischer 2, IF-Verstärker 3a, 3b und
IF-Filter 4.
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Der
Basisbandabschnitt des Empfängers
funktioniert ähnlich
zu einem AM- oder OOK (on-off-Key = Ein-Ausschalt) Demodulator.
Speziell umfasst dies den Peak-Detektor 5, Basisbandfilter 6,
DC-Extraktor 8 und Daten-Slicer oder Vergleicher 7.
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Der
Lokaloszillator LO 9 oder Empfängeroszillator und LO-Wobbelgenerator 9a stellen
die notwendige LO für
eine Frequenzumsetzung bereit. Der LO-Wobbelgenerator 9a hat
mehrere Betriebsmodi, wie im Folgenden ausgeführt wird.
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Der
Referenzoszillator 10 stellt eine stabile Referenzfrequenz
für den
Empfänger
bereit, wenn der Eingang des Referenzoszillators entweder an einem
präzisen
Timingelement oder an einem präzisen
Timingsignal (d.h. einem externen Takteingang) angebracht ist. Beispiel
für Timingelemente
sind Kristalle, keramische Resonatoren oder ein resonanter Spulen-Kondensator-
(LC-)Schaltkreis.
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Die
2Vt Ruheversorgung 11 stellt die minimale Vorspannung bereit,
die notwendig ist, um konventionelle CMOS-Logikschaltkreise ohne „Durchschuss" Logikschaltströme zu betreiben.
Dies gestattet die schnellste Betriebslogik ohne Schaltungsrauschen
der Leistungsversorgung.
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Eine
automatische Verstärkungsregelungsfunktion 12 ist
auch vorgesehen, um den Bereich der Eingangsleistungslevel auszudehnen,
die der Empfänger
bedienen kann, bevor eine Überlastung
eintritt.
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Alle
der in 1 dargestellten Funktionen sind gleichzeitig auf
einem einzelnen Complementary Metal Oxide Semiconductor (CMOS-)
Plättchen
integriert, um einen einzelnen integrierten Schaltkreis (IC) zu
bilden.
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B. RF Signalempfang
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1. RF-Vorverstärker 1
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Die
Elemente des Empfängers,
die das eingehende modulierte Signal verarbeiten, sind der RF-Vorverstärker 1,
der RF-Mischer 2, der Lokaloszillator (LO) 9 und
der LO-Wobbelgenerator 9a.
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Der
RF-Vorverstärker 1 sieht
eine Signalverstärkung
auf der Trägerfrequenz
vor. Das Signal, das am Eingang des RF-Vorverstärkers von der Signalquelle
(üblicherweise
einer Antenne) angelegt wird, ist wechselstromgekoppelt mit geringer
Frequenzdämpfung,
die zugeschnitten ist, um zwischen (unteren) frequenzmodulierten
(FM-) Quellen und dem unteren Ende des periodischen Bandes der Federal
Communications Commission (FCC) zu liegen. Dies erfolgt, um eine
Interferenz von unteren Frequenzquellen zu minimieren und die Notwendigkeit
für eine
zusätzliche
Eingangsfilterung abzuschwächen.
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Der
RF-Vorverstärker 1 wird
unter Verwendung eines Stroms beeinflusst, der zu einem Strom in
Bezug steht, der im Lokaloszillator 9 erzeugt wird. Mit
anderen Worten steht die Größe des Ruhestroms
oder der Ausgangsspannung, die verwendet wird, um die Betriebsbedingungen
des Vorverstärkers 1 zu
bestimmen, in Bezug zum Strom oder der Spannung, die einem Steuereingang
eines spannungsgeregelten Oszillators (VCO) zur Erzeugung der LO-Frequenz
zur Verfügung
gestellt wird. Damit werden Prozessveränderungen, die in ähnlicher
Weise die Frequenz des Lokaloszillators oder Empfängeroszillators 9a und
den RF-Vorverstärker 1 beeinträchtigen,
durch einen Strom oder eine Spannung in den VCO und den Eingangsstrom
oder die Eingangsspannung kompensiert, die verwendet wird, um die
Betriebsbedingungen des RF-Vorverstärkers 1 zu bestimmen.
Dies garantiert, dass die Verstärkung
und Bandbreite des RF-Vorverstärkers
temperatur- und prozessunabhängig
sind.
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Rücken-an-Rücken nicht
rechteckförmige
Drain-Feldeffekttransistor-(FET-)Strukturen werden an kritischen
Hochfrequenzknoten des RF-Vorverstärkers eingesetzt, um Kapazität zu minimieren
und Bandbreite zu verbessern. Diese Struktur hat bedeutsame Auswirkungen,
da das Ergebnis eine kleine kapazitive Parasität am Drainknoten des FET und
eine größere Kapazität am Source-Knoten
des FET ist. Dieses Aufbrechen der üblicherweise gleichen parasitären Kapazitäten von
Drain und Source verbessert tatsächlich
die Verstärkungsbandbreite
des Verstärkers über die
Verbesserung hinaus, die durch eine Absenkung der Drainkapazität vorauszusehen
ist. Dieser andere Weg, die zusätzliche
Sourcekapazität
verbessert tatsächlich
GBW.
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Zusätzlich wird
der Ausgang des RF-Vorverstärkers 1 von
der zweiten Stufe (FET Gate) des Ausgangsfolgers abgenommen, der
den mehrstufigen RF-Vorverstärker 1 aufweist.
Dies ist der Knoten im RF-Vorverstärker mit der größten Bandbreite.
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Eine
hohe Verstärkungsbandbreitenleistung
in CMOS diktiert die Verwendung von FET's kleiner Kanallänge, die an einer geringen
Anfangsspannung leiden. Ein geschlossener Spannungsregelkreis ist
auch im RF-Vorverstärker
vorgesehen, der eine geringe Anfangsspannung kompensiert und die
Ausbeute der Erfindung verbessert.
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Eine
Integration des RF-Vorverstärkers
auf dem integrierten Schaltkreis in CMOS schafft eine sehr geringe
Kapazitätsschaltung,
die irgendeinen LO Rückkehrverlust
zurück
zur Antenne maximiert, da ein LO Durchgang zurück zum (Antennen-)Eingang unerwünscht ist.
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2. RF-Mischer 2
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RF-Mischer 2 sieht
eine Frequenzumsetzung des RF-Trägers
vor, der vom RF-Vorverstärker 1 verstärkt worden
ist. Für
eine Eingangsfrequenz (Frf) und eine Lokaloszillator- (LO-)Frequenz
(Flo) erzeugt der Mischer 2 theoretisch zwei neue Frequenzen,
FrF+Flo und Frf-Flo.
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Der
zweite Term wird nachfolgend von dem IF-Signalverarbeitungsschaltungen
IF-Verstärker 3a, 3b und
IF-Filter 4 verarbeitet. Die Hochfrequenzantwort des Mischers
wird zugeschnitten, um den ersten Mischerterm effektiv herauszufiltern.
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Ein
CMOS-Mischer wird verwendet, da (1) eine derartige Struktur eine
linearere Mischungscharakteristik vorsieht und (2) die physische
Konstruktion sehr kompakt ist, was Kapazitäten minimiert und den LO-Durchgangsverlust
zurück
zur Antenne maximiert. Um ferner die Linearität des Systems zu verbessern
und seine Fähigkeit
zu erweitern, bei hohen Eingangssignalleveln zu arbeiten, wird der
Mischer mit einer automatischen Verstärkungskontrolle (AGC = automatic
gain control) ausgestaltet. Damit bleibt der Empfänger für Eingangslevel,
die höher
als der derzeitige Stand der Technik sind, linear und arbeitet weiter
als AM-Empfänger und
Demodulator.
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Der
RF-Mischer 2 wird unter Verwendung eines Stroms beeinflusst,
der auf den Lokaloszillator 9a abgestimmt ist. Dies garantiert,
dass die RF-Mischerverstärkung
und Bandbreite temperatur- und prozessunabhängig sind. Es ist bekannt,
eine vertikale Baustruktur vorzusehen, in der der RF-Vorverstärker, RF-Mischer und
LO-Oszillator vertikal ausgerichtet sind, um einen gemeinsamen Ruhestrom
gemeinsam zu nutzen und die Leistungseffizienz zu verbessern. Der
Ansatz im vorliegenden Regler der 1 besteht
darin, den RF-Vorverstärker 1 und
RF-Mischer 2 von Strömen
zu beeinflussen, die vom Lokaloszillator abgespiegelt sind, der PLL-basiert
ist. Der Wert dieses Ansatzes beruht darin, Temperatur- und Halbleiterverarbeitungsvariablen
herauszuspüren,
die dem Gebrauch der CMOS-Technologie zugeordnet sind.
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Spezielle
Rücken-an-Rücken nichtrechteckförmige Drain-Feldeffektransistoren
(FET-Strukturen)
werden an kritischen Hochfrequenzknoten des RF-Mischers 2 eingesetzt, um
die Kapazität
zu minimieren und die Bandbreite zu verbessern. Diese Struktur hat
bedeutende Auswirkungen, da das Ergebnis eine sehr kleine kapazitive
Parasität
am Drainknoten des FET und eine größere Kapazität am Source-Knoten
des FET ist. Dieses Aufbrechen der üblicherweise gleichen parasitären Kapazitäten von
Drain und Source verbessert tatsächlich die
Verstärkung-Bandbreite
(GBW) des Mischers über
die bloße
Verbesserung hinaus, die durch eine Absenkung der Drain-Kapazität vorherzusehen
ist. Der andere Weg, die zusätzliche
Source-Kapazität
verbessert tatsächlich
GBW.
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3. Lokaloszillator (LO) 9 und
LO-Wobbelgenerator 9a
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Ein
CMOS RF-Oszillator Schaltkreis 21 (2) stellt
die LO Frequenz für
den Frequenzumsetzungsprozess bereit, der innerhalb des RF-Mischers 2 durchgeführt wird.
Der RF-Oszillator 21 ist eine Komponente des LO Wobbelgenerators
oder LO Ablenkgenerator 9a.
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Unter
Bezug auf 2 ist das LO-Wobbel- oder -ablenkgeneratorsubsystem
dargestellt, das eine vergrößerte Darstellung
des Lokaloszillators 9 und des LO Wobbelgenerators 9a von 1 zeigt.
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Der
LO-Wobbelgenerator 9a ist in Wirklichkeit eine Phasenregelschleife
(PLL = phase-lock-loop).
Der PLL erzeugt ein Signal, das ein ganzzahliges Vielfaches der
Frequenz des Referenzoszillators 10 ist. Die PLL arbeitet
wie folgt. Die Ausgangsfrequenz des RF Oszillators 21 wird
durch M oder M+1 (abhängig
von einem Kontrolleingang SWEN) durch Teiler 22 geteilt.
Diese neue geringere Frequenz wird gegen die Frequenz des Referenzoszillators 10 vom
Phasendetektor 23 verglichen. Phasendetektor 23 gibt
auf Leitung 27 sowohl eine Gleichspannung als auch eine
Wechselspannung aus. Nur der Gleichspannungsterm ist von Interesse,
da sein Wert die Differenz in der Frequenz zwischen den zwei Eingangsfrequenzen
des Phasendetektors 23 kennzeichnet. Die Wechselspannung
wird mittels Loopfilter 24 gefiltert, wobei der Gleichspannungswert
herausgezogen wird, der als Fctrl 28 identifiziert wird.
Die natürliche
Tendenz des PLL ist es, den Gleichspannungswert von Fctrl auf einen
Wert zu zwingen, welcher auch immer erforderlich ist, so dass die
zwei Frequenzen im Phasendetektor 23 identisch sind.
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Signal
SWEN 26 ändert
dynamisch den Teilungsfaktor im Teiler 22. SWEN ist üblicherweise
ein Zweizustandssignal (logisch 0 oder logisch 1). Wenn SWEN fest
an einem logischen Zustand gehalten wird, ist der Teilungsfaktor
M und die LO-Frequenz ist die Frequenz des Referenzoszillators 10 multipliziert
mit M. Wenn SWEN fest am anderen logischen Zustand gehalten wird,
ist der Teilungsfaktor M+1 und die LO-Frequenz ist die Frequenz
des Referenzoszillators 10 multipliziert mit M+1. Wenn
SWEN dynamisch zwischen seinen zwei logischen Zuständen übergeht,
geht die LO allmählich
und kontinuierlich von fl auf fu über, wobei fl die untere Frequenz
und fu die obere Frequenz der LO-Auswanderung
ist.
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Innerhalb
des Empfängers
kann der Lokaloszillator 9 in einem der zwei Modi betrieben
werden, nämlich
in (1) feste LO oder in (2) abgelenkte LO. Im festen Modus wird
die LO-Frequenz
festgehalten und der Empfänger
arbeitet als ein konventioneller Superheterodyn AM-Empfänger. In
solch einem Fall muss die übertragene
RF-Trägerfrequenz
in die Bandbreite des IF-Filters fallen, was einige Beschränkungen
auf die Senderfrequenzausrichtung und Alterungs-/Temperaturstabilität diktiert.
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Alternativ
wechselt der Empfänger
im abgelenkten LO-Modus die LO von den Frequenzen fl zu fu wie gerade
zuvor erklärt.
Dies schwenkt effektiv das gesamte RF-Band in die Nähe des Bereichs
fl bis fu in der IF-Filterbandbreite. Diese abgelenkte IF wird dann
vom Empfänger
in einer Art und Weise verarbeitet, um die AM-Umhüllung rückzugewinnen,
genauso wie es in einem konventionellen festen LO Superheterodynempfänger auftreten
würde.
Die Folgen eines derartigen Betriebes sind, dass die Beschränkungen
auf die Senderfrequenzausrichtung und Stabilität signifikant gelockert sind.
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In
einer Ausführungsform
resultiert der Ablenkmodus in einer Herunterwandlung von allen Signalen
in ein Band von 2 bis 3 % um die Übertragungsfrequenz herum.
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Ein
alternatives Mittel zur Ablenkung der LO auf das, was oben beschrieben
wurde, besteht darin, den Eingang des Referenzoszillators 10 mit
einem abgelenkten Frequenzpräzisionstimingsignal
zu betreiben. Solch ein Ansatz würde
das Erfordernis für
eine Dualmodulteilung innerhalb des LO Wobbelgenerators PLL abschwächen.
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Bezug
wird wieder auf 1 genommen.
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C. IF-Signalverarbeitung
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1. IF-Verstärker 3a, 3b
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Im
Empfänger
verbindet ein IF-Verstärker 3a den
RF-Mischer 2 und den IF-Filter 4. Der IF-Verstärker 3a verstärkt das
(frequenzumgesetzte) Signal vom RF-Mischer 2. Ein IF-Filter 4 zieht
selektiv das IF-Signal von Interesse heraus, das wiederum durch
einen identischen IF-Verstärker 3b verstärkt wird.
Jeder IF-Verstärker 3a/3b ist
ein vollständig
balanciertes, differenzielles Design, das erforderlich ist, um eine
Leistungsversorgungsabweisung vorzusehen und eine Kupplung zwischen
den RF- und IF-Abschnitten des Empfängers über die gemeinsame Leistungsversorgungsverbindung
zu minimieren.
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Das
Design des IF-Verstärkers 3a/3b sieht
eine Bandpassfrequenzcharakteristik ohne DC-Verstärkung vor.
Dies erlaubt es, den IF-Verstärker
unmittelbar an andere Elemente des Empfängers anzukoppeln wie z.B.
unmittelbar an den IF-Filter 4 ohne die Notwendigkeit einer
DC-Offsetkorrektur oder von Kopplungskondensatoren. Ferner werden
die IF-Verstärker-Ruheströme von der
Frequenz des Referenzoszillators abgeleitet. Das Ergebnis ist, dass
die Bandpassfrequenzantwort des IF-Verstärkers 3a/3b konstant
ist mit Temperatur- und Halbleiterprozessabweichungen. Die Verstärkung des
IF-Verstärkers wird
gesetzt, indem die p-Kanal FET-Transistoren des Verstärkersignals
auf den p-Kanal FET-Transistoren als Aktivlast gesetzt werden. Die resultierende
Verstärkung
ist das Verhältnis
des gm des Signal-FET geteilt durch das gm des Last-FET, das unabhängig von
Temperatur und Ruhestrom ist. Das Ergebnis ist eine konstante Verstärkerverstärkung unabhängig von
Temperatur- und Halbleiterprozessabweichungen.
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Der
IF-Verstärker 3a/3b liefert
auch eine Verstärkungsveränderung
also eine Funktion eines Signals, das von außen auf den IF-Verstärker aufgebracht
wird. Dies wird allgemein als eine automatische Verstärkungsregelung
oder AGC bezeichnet. AGC ist in den IF-Verstärkern erforderlich, um es dem
System zu gestatten, linear und betriebsbereit zu bleiben, wenn
sehr große
Eingangssignallevel auf den Antenneneingang des Empfängers aufgebracht
werden. Die AGC CTRL-Funktion 12 detektiert die Bedingung
eines exzessiven Eingangssignals und erzeugt einen Zähler, der
eine Spannung kompensiert, die die Verstärkung von anderen Stufen in
den RF- und IF-Pfaden verringert, nämlich dem RF-Mischer 2,
IF-Verstärker 3a/3b und
IF-Filter 4. Der IF-Verstärker 3a/3b ist
in CMOS aufgebaut anstelle einer Bipolartechnologie, was auch den
Bereich des linearen Betriebs der Verstärkung steigert.
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Schließlich verwendet
das Design des IF-Verstärkers 3a/3b pFET-Transistoren
anstelle von pFET-Transistoren im Signalpfad des IF-Verstärkers, da
pFET-Einrichtungen einen lineareren Betrieb als nFET-Einrichtungen
vorsehen.
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2. IF-Filter 4
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Ein
IF-Filter 4 ist auf dem Empfängerchip integriert. Die Funktion
des IF-Filters 4 ist es, theoretisch alle Signale außer den
Frequenzen Frf-Flo abzuweisen, die vom RF-Mischer 2 ausgegeben
werden. Die Frequenzantwort der bevorzugten Ausführungsform ist eine Bandpasscharakteristik
mit dem höchsten
Qualitätsfaktor (Q),
der in integrierter Form ausgebildet werden kann. Da der Qualitätsfaktor
mit der Filterbandbreite umgekehrt in Beziehung steht, da der Qualitätsfaktor
steigt, wenn die Bandbreite sinkt, wäre der Idealfall ein Qualitätsfaktor
von unendlich. Dies würde
zu einem System führen,
das (in der Theorie) perfekt selektiv wäre.
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Probleme,
denen man mit integrierten Filtern begegnet, sind die Abweichungen
in Frequenzantwortcharakteristiken mit Temperatur- und Halbleiterprozessabweichungen.
Im Empfänger
verwenden wir eine gm-c Filterstruktur, die bevorzugt wird, da die
Frequenzantwortcharakteristiken dieser Struktur leicht durch Verwendung
eines PLL abgestimmt werden können,
dessen Referenzeingang unsere stabile Frequenz des Referenzoszillators 10 ist.
Die funktionsgekennzeichnete Filterabstimmung 13 ist die
PLL, die die Frequenzantwortcharakteristik des IF-Filters 4 stabilisiert.
Die Anpassung der Ruheströme,
die auf Strömen
basiert sind, die in einem PLL erzeugt werden, ist zuvor erläutert worden.
Damit wird die Bandpassantwortcharakteristik des IF-Filters 4 gegen
Temperatur- und
Halbleiterverarbeitungsabweichungen stabilisiert. Zusätzlich steht
der Abstimmungsstrom, der verwendet wird, um den IF-Filter 4 zu
beeinflussen, in Beziehung zum Abstimmungsstrom der verwendet wird,
um die IF-Verstärker 3a/3b zu
beeinflussen. Dies garantiert, dass die Frequenzantwortcharakteristiken
des IF-Filters und der IF-Verstärker Prozess-
und Halbleiterabweichungen folgen.
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Die
Bandantwortcharakteristik des IF-Filters 4 wird auch abgestimmt,
so dass keine Frequenz eines ganzzahligen Vielfachen oder ganzzahlige
Teilfrequenz der externen Ti mingreferenz in der IF-Bandbreite auftritt.
In einer Ausführungsform
ist die Timingreferenz 3 MHz und der IF-Filter 4 wird auf
eine Mittelfrequenz von 2,25 MHz abgestimmt. Dieses Band umfasst
kein ganzzahliges Vielfaches oder keinen ganzzahligen Teiler von 3
MHz.
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Die
Lage des IF-Filters 4 innerhalb des Empfängers ist
von Bedeutung; der IF-Filter 4 wird zwischen dem IF-Verstärker 3a und 3b platziert.
Dies sorgt für
eine Isolierung zwischen den IF-Verstärkern, was wichtig ist, um
große
Beträge
an stabiler IF-Verstärkung
aufzubauen.
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Die
Struktur des IF-Filters 4 ist vollständig ausgeglichen und differenziell,
was Abweisungen der Leistungsversorgung und Rauscheinkopplung in
die Leistungsversorgungen maximiert. Eine vollständige Integration des IF-Filters
verringert auch parasitäre
Kapazitäten,
was den Filtersignaldurchgang verringert. Das ist äquivalent
mit der Aussage, dass die endgültige
Außenbandabweisung
des IF-Filters größer ist
als die, die in diskreten Implementierungen gefunden wird.
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2.1 IF-Filterqualitätsfaktor
gegenüber
abgelenkter LO
-
Obwohl
ein hohes Q im IF-Filter 4 wünschenswert ist, um die Empfängerselektivität zu verbessern, zwingen
höhere
Werte an Q die Senderfrequenz dazu, entsprechend genauer und stabiler
bei Alterung und Temperatur zu sein. Für unseren Empfänger, in
dem der Empfänger
sowohl einen abgelenkten LO-Modus als auch einen feststehenden LO-Modus vorsieht, gibt
es eine weitere Überlegung.
Wie bereits früher
hinsichtlich des LO Wobbelgenerators 9a erläutert, wird
im abgelenkten LO-Modus die LO-Frequenz gleichmäßig und kontinuierlich zwischen
zwei Frequenzen fl (untere Frequenz) und fu (obere Frequenz) variiert.
Dies setzt effektiv ein Band von Frequenzen um die RF-Trägerfrequenz
in die IF-Frequenzantwort des Systems um.
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Wenn
ein AM-Träger
an dem Eingang des Systems (der Antenne) innerhalb der Frequenzen
fl und fu auftritt, wird es in das IF-Spektrum umgesetzt. Durch
Verwendung eines ausreichenden schnellen Ablenk-LO und einen Peak-Detektor
für den
Umhüllungsdetektionsprozess
mit geeignet angepassten Ansprech- und Abklingzeitkonstanten wird
dieses Signal mit großer
Effizienz rückgewonnen.
Da die Ablenkrate gegen unendlich steigt, nähert sich die Systemantwort
der eines kontinuierlichen oder feststehenden LO, in welchem Fall
die vollständige
Modulationsumhüllung
rückgewonnen
wird. Wird demgegenüber
der LO zu langsam abgelenkt oder gewechselt, führt dies zu einem Signalverlust
in Folge einer Regeldifferenz, die der Abklingzeitkonstanten des
Peak-Detektors zugeordnet wird, und führt zu einer entsprechenden
Verringerung im Signal/Rauschverhältnis. Für einen gegebenen IF-Filter
Q wird jedoch, wenn die LO-Ablenkung
zu schnell wird, die Antwortzeit des IF-Filters der determinierende
Faktor in einer rückgewonnenen
Modulationsumhüllung.
Oder anders gesagt, gibt es einen Bereich optimaler Ablenkgeschwindigkeit,
die für
die beste Systemleistung für
ein gegebenes Q sorgt.
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Die
Ablenkungsgeschwindigkeit kann genormt werden auf die (durchschnittliche)
Anzahl von Zeiten, in denen die LO von fl auf fu schwenkt über eine
Datenbitzeit von Daten, die rückgewonnen
werden. Eine Analyse zeigt, dass dieser Optimumbereich zwischen
4 und 10 Schwenks (oder Treffer) je Bitzeit für das jeweilige Q beträgt, das
im IF-Filter 4 verwendet wird. Die Systemleistung außerhalb
dieses Bereichs ist signifikant schlechter als die Leistung innerhalb
dieses Bereichs. Der Empfänger
verwendet sieben Treffer je Datenbit als den bevorzugten Wert.
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Die
optimale und bevorzugte LO Ablenkwellenform ist eine Rampenwellenform,
so dass jede Frequenz, die in das IF-Spektrum umgesetzt wird, die
gleiche Zeit innerhalb der Bandbreite des IF-Filters hat. Da der
LO innerhalb eines PLL erzeugt wird, gibt es Schwierigkeiten mit
einer Erzeugung einer derartigen Wellenform, was zu einer Präzision in
den Frequenzendpunkten (fl und fu) und in der Abtastrate (Hertz/Volt
oder Hertz/mA) des Oszillators führt,
der die momentane LO-Frequenz erzeugt.
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Eine
leichtere, im Empfänger
verwendete Alternative, die annehmbare Ergebnisse erzielt, besteht
darin, eine Widerstand-Kondensator (RC) Wellenform zu verwenden,
vorausgesetzt, dass die Anstiegs- und Abfallzeiten der Wellenform
bestimmte minimale und maximale Werte über Prozess- und Temperaturabweichungen
hinweg nicht übersteigen.
Solch eine Aufgabe wird durch den LO-Wobbelgenerator 9a durchgeführt, der im
Folgenden erläutert
wird. Grundsätzlich
müssen
die Anstiegs- und Abfallzeiten langsam genug sein, so dass an den
Punkten maximaler Änderungsrate
der Wellenform die effektive Änderungsrate
der abgelenkten Frequenzen im IF-Spektrum die Antwortzeit des IF-Filters 4 nicht übersteigt,
die von Q gesetzt ist. Ebenso müssen
die Anstiegs- und Ab fallzeiten schnell genug sein, damit die PLL,
die die LO erzeugt, von fl zu fu gelangen kann, um zu gewährleisten,
dass der Empfänger über die
Frequenzuneindeutigkeit des Senders hinwegwischt (oder darüber hinweg
schaut). Das Design des LO-Wobbelgenerators
in 2 sorgt für
eine PLL-Bandbreite, die temperaturkompensiert und prozessunabhängig zwischen
diesen minimalen und maximalen Werten nominal zentriert ist.
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2.2 Optimaler LO-Ablenkbereich
-
Unter
Bezug auf 3 ist ein optimaler LO-Ablenkbereich
gezeigt, der eine LO-Ablenkbereichauswahl darstellt.
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Wie
bereits zuvor betont, gibt es Beziehungen zwischen IF-Filter Q und
Mittenfrequenz, der Anzahl von „Treffern" oder Ablenkungen, die je Bit durchgeführt werden,
und der LO-Ablenkrate.
Schnellere Ablenkungen erlauben höhere Datenraten, wobei die
obere Grenze die Antwortzeit des IF-Filters 4 ist. Damit
kann der Ablenkbereich nicht beliebig gewählt werden. Größere Ablenkbereiche
verringern die „Treffer"-Rate oder erzielen
schnellere LO-Ablenkraten, was die IF-Filter In-Bandzeit verringert. 3 illustriert
die optimale Platzierung von fl und fu, die untere bzw. obere LO-Frequenz.
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Zuerst
bedenke man, dass die Übertragungsfrequenz
ihren eigenen Uneindeutigkeitsbereich von Frfl zu Frfu hat. Wenn
die Übertragungsfrequenz
bei Frfu ist, dann muss der LO innerhalb der IF-Frequenz von Frfu,
bezeichnet als Fu, hinauf ablenken. In ähnlicher Weise muss der LO
nach unten innerhalb der IF-Frequenz von Frfl, bezeichnet als Fl,
ablenken, wenn die Übertragungsfrequenz
Frfl ist. Jegliche weitere Ablenkung sieht nur unnötigerweise
ein zusätzliches
Spektrum herein und beeinträchtigt
die Ablenkrate. Die optimale Beziehung ist in 3 gezeigt.
Hier
- (a) Fl = Frfn – Famb/4
- (b) Fu = Frfn + Famb/4
wobei
Frfn die nominal gesetzte Übertragungsfrequenz
ist und Famb der volle Betrag der Übertragungsfrequenzuneindeutigkeit
ist, die auf Senderfehlausrichtung, Alterung, Temperatur usw. basiert.
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Ein
alternativer Ansatz zur Ablenkung der LO besteht darin, den IF-Filter 4 abzulenken.
Dies könnte durch
ein Vorsehen eines elektronischen Mittels erfolgen, um die IF- Filtermittenfrequenz
zu regeln und zu variieren, und sollte dieselbe Leistung wie ein
ablenkende LO ergeben.
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Bezug
wird wieder auf 1 genommen.
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III. Basisbandsignalverarbeitung
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A. Peak-Detektor 5
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Wenn
sich der Empfänger
im abgelenkten LO-Betriebsmodus befindet und ein AM modulierter
RF-Träger
am Systemeingang (Antenneneingang) erscheint, ist das Signal aus
dem IF-Verstärker 3a eine
Folge von Frequenzbursts während
der Zeitperiode, in der der Sender eine Marke sendet (d.h., eine
digitale 1). Jeder Burst präsentiert
die Aktion des LO, der den RF-Träger
in die Bandbreite des IF-Filters 4 ablenkt. In ähnlicher Weise
ist, wenn sich der Empfänger
im festen LO-Betriebsmodus befindet, der Ausgang des IF-Verstärkers 3a ein
kontinuierlicher Ton bei einer Frequenz Frf-Flo für die Zeitperiode,
in der eine Sendemarke andauert. Der Empfänger wendet einen Peak-Detektor 5 an,
um die AM-Modulation zurückzugewinnen,
da die Information in beiden Fällen
im Peak des Ausgangs des IF-Verstärkers befördert wird.
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Wichtige
Aspekte der Verwendung eines Peak-Detektors 5 für eine AM-Umhüllungsdetektion
sind Ansprechzeit und Abklingzeit. Zunächst wird das Signal vom IF-Verstärker 3b in
den Peak-Detektor 5 wechselstromgekoppelt, wobei der Eingang
des Peak-Detektors 5 relativ
zur Systemmasse ist. Dies entfernt irgendwelche Gleichspannungsanteile
vom Signal, das peakdetektiert wird, da, wenn man dies nicht tun
würde,
es die Peak-Detektorzeitkonstanten beeinträchtigen würde.
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Der
Peak-Detektor 5 verwendet einen schnellen, im geschlossenen
Regelkreis betriebenen Spannungsfolger, der einen Umhüllungsdetektor
im offenen Regelkreis antreibt. Solch ein Aufbau verbessert die
Ansprechzeit der Peak-Detektionsfunktion, eine wichtige Überlegung
im abgelenkten LO-Modus, in dem der IF-Filter 4 nur kurz
zu seiner maximalen Amplitude für
ein oder zwei Zyklen bei der IF-Frequenz aufklingt. Die Schaltung
sowohl des Spannungsfolgers als auch des Umhüllungsdetektors arbeiten mit
Last abgestimmten, durchschnittlichen Arbeitsströmen, um irgendwelche Gleichspannungsfehler
zwischen dem Spannungsfolger und dem Umhüllungsdetektor zu entfernen.
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Der
Strom, der verwendet wird, um die Ansprechzeitkonstante zu setzen,
wird begrenzt, um Leistungsversorgungsrauschen zu verringern, ansonsten
muss jedoch die Ansprechzeit so schnell wie möglich sein, da dieser Parameter
und IF-Filter Q die obere Grenze an betriebsbedingter Datenrate
der Erfindung setzen. Die Abklingzeit jedoch ist eine Funktion der
Datenrate und der zuvor erwähnte
Trefferrate, die zwischen 4 und 10 je Bitzeit fallen sollte, für eine gute
Systemleistung. Im Ergebnis wurde ein kondensatorgeschalteter (SC)
Filter als Basisbandfilter 6 gewählt, um die äquivalente
Widerstands-Kapazität des Umhüllungsdetektors
bereitzustellen. Dies erlaubt die Verwendung einer viel kleineren
Kapazität
als sie ansonsten möglich
wäre, was
es gestattet, den Peak-Detektor 5 vollständig zu
integrieren.
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Zusätzlich erlaubt
die Frequenz für
den SC-Filter, die von dem Referenzoszillator-Timinggenerator 14 abgeleitet
ist, die Zeitkonstante mit größerer Präzision zu
setzen. Ferner erzeugt der Timinggenerator 14 verschiedene
harmonisch in Beziehung stehende Frequenzen, die mittels einer Dekodierungslogik
auswählbar sind,
um harmonisch die Abklingzeitkonstante des Peak-Detektors 5 zu
modifizieren. Dies erlaubt es dem Empfänger, mehrfache Datenraten
zu unterstützen,
in dem einfach ausgewählt
wird, welche aus einer Anzahl von Frequenzen innerhalb des Timinggenerators
elektronisch mit dem Peak-Detektor-SC-Filter verbunden wird.
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B. Basisbandfilter 6
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Wenn
einmal die Peak-Detektion der AM-Umhüllung vom Peak-Detektor 5 abgeschlossen
ist, gelangt das resultierende Signal durch den Basisbandfilter 6.
Der Basisbandfilter 6 ist ein kondensatorgeschalteter (SC)
Filter mit einer Tiefpassfrequenzcharakteristik. Ein SC-Filter wird
verwendet, um die Größe der involvierten
Filterkondensatoren zu minimieren, was es erlaubt, den gesamten
Basisbandfilter 6 auf dem integrierten Schaltkreis zu integrieren.
Auch kann wie die Abklingzeitkonstante des Peak-Detektors 5 die
Frequenzantwort des Filters 6 durch geeignete Auswahl ihrer
Taktfrequenz vom Timinggenerator 14 zugeschnitten werden.
Da daher die Frequenzcharakteristik des Basisbandfilters 6 auf
den Ausgang des Timinggenerators skaliert ist und der Ausgang des
Timinggenerators auf dem externen Referenzfrequenzsignal basiert
ist, können
die Charakteristiken des Filters 6 durch Ändern der
externen Referenzfrequenz ausgewählt
werden, um Bedürfnissen
des Benutzers gerecht zu werden.
-
SEL0
und SEL1 können
ausgewählt
werden, um vier verschiedene Bandbreiten in Abhängigkeit von Bedürfnissen
des Benutzers bereitzustellen, die von 600 Hz bis 4,8 KHz reichen.
Ferner müssen
die Abklingzeitkonstante des Peak-Detektors 5 und die Antworten
des Basisbandfilters 6 nachfolgen, wenn sich die Datenrate ändert. Damit
wird die Taktfrequenz, die die Antwort des Basisbandfilters 6 zuschneidet,
identisch zu der Frequenz gemacht, die die Abklingzeitkonstante
des Peak-Detektors 5 zuschneidet, was für eine sehr effiziente Implementierung
sorgt.
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C. DC-Extraktor 8
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Das
vom Basisbandfilter 6 gefilterte Signal enthält einen
Gleichspannungsterm, der sich auf die Signaldämpfung bezieht, und einem Wechselspannungsterm,
der auf dem Gleichspannungsterm aufgesetzt ist. Nur der Gleichspannungsterm
beinhaltet die Information von Interesse. Dieses gefilterte Signal
wird auf einen Tiefpassfilter mit sehr langer Zeitkonstante, den
Gleichspannungsextraktor 8 angewendet. Der DC-Extraktor 8 wird
auf einen äquivalenten
Widerstand (oder Impedanz) eingestellt, die auf dem integrierten
Schaltkreis (IC) unter Verwendung geschalteter Kondensatortechniken
aufgebaut wird. Die Kapazität
C1 für
den Filter wird extern zum IC vorgesehen. Der Ausgang des DC-Extraktors 8 erscheint
an der Verbindung des geschalteten Widerstands und des externen
Kondensators. Dies ist die Summe des Gleichspannungsterms und des
Durchschnittswerts des Wechselspannungsterms des Signals, das am
Ausgang des Basisbandfilters 6 auftritt.
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Dieses
Signal ist das optimale Signal, um den Ausgang des Basisbandfilters
zu vergleichen, um auf die Anwesenheit oder Abwesenheit einer übermittelten
Marke zu entscheiden.
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Die
Impedanz des DC-Extraktors 8 wird von den Signalen SEL0
und SEL1 ausgewählt,
um zwischen 1600 KiloOhm und 200 KiloOhm zu sein.
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Man
kann den DC-Extraktor 8 als einen kondensatorgeschalteten
Tiefpassfilter modifizieren. Dies würde es dem Kondensator C1 erlauben,
auf dem IC integriert zu werden. Dies senkt die Kosten und erlaubt
es der Erfindung, in ein Package mit kleinerer Pinanzahl zu passen.
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D. Datenvergleicher 7
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Das
Ausgangssignal vom Basisbandfilter 6 wird gegen den Ausgang
des DC-Extraktors 8 durch den Datenvergleicher 7 verglichen.
Der resultierende Ausgang, genannt Data out, geht auf logisch hoch
(oder 1) für
eine dem Systemeingang (Antenneneingang) innerhalb des angemeldeten
Frequenzbereichs übermittelte Marke.
Ansonsten ist der Ausgang ein logisch niedrig (oder 0).
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Der
Datenvergleicher 7 ist ein CMOS-Schaltkreis mit mehreren
bedeutsamen Merkmalen. Der Ausgang des Basisbandfilters 6 ist
ein sich ziemlich langsam bewegendes Signal. Um sicherzustellen,
dass kein falsches Schalten am Ausgang des Vergleichers 7 auftritt,
da dieses Signal den Vergleichsschwellwert kreuzt, wird ein kleiner
Betrag an Hysterese oder positiver Rückregelung über der Eingangsstufe des Vergleichers 7 vorgesehen.
Zusätzlich
ist die Ausgangsstufe des Vergleichers 7 strombegrenzt,
um ein Schaltrauschen an der Leistungsversorgung zu minimieren.
Schließlich
wird ein Wechselstromausgleich in der Ausgangsstufe des Vergleichers 7 angewendet,
um irgendwelche Wechselstromanteile an der Leistungsversorgung abzuschwächen.
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IV. Referenzoszillator 10 und
Timinggenerator 14A
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A. Referenzoszillator 10
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Der
Referenzoszillator 10 entwickelt das Präzisionstimingsignal, das allgegenwärtig über dem
Empfänger
für eine
präzise
Frequenz, Amplitude und Verstärkungsregelung
verwendet wird. Das Design des Referenzoszillators 10 ist
die einer Colpitts Varietät
und ist verbunden mit einer Timingeinrichtung 25, die extern vom
integrierten Schaltkreis (IC) ist. Das Design des Referenzoszillators 10 erfordert
nur einen einzigen IC-Pin für
die Verbindung zum Timingelement oder Signal. Typische Timingeinrichtungen
sind keramische Resonatoren, Kristalle oder (abgestimmte) Spulen-Kondensator-Schwingkreise.
Phasenverzögerte
Kondensatoren, die im Allgemeinen keramischen Resonatoren zugeordnet
sind, werden auf dem IC integriert, um die Kosten zu senken.
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Der
Ausgang vom Oszillator 10 wird in einen einzelendenden
Verstärker
gleichspannungsgekoppelt, der differenzielle Ausgänge vorsieht.
Der Verstärker
sieht keine Gleichspannungsverstärkung
vor. Das eliminiert jegliche Gleichspannungsoffsetkorrekturanforderungen.
Der Verstärkerausgang
ist differenziell in einen Vergleicher gekoppelt, der die Ausgangswellenform
auf logisches Levelschwingen begrenzt. Die Ausgangsstufe des Vergleichers
ist wechselstromausgeglichen, um irgendwelches unnötiges Rauschen
der Leistungsversorgung zu eliminieren.
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Schließlich unterstützt das
Design des Referenzoszillators 10 die Anwendung eines externen
(Präzisions-)Timingsignals
statt eines Timingelements. Das Signal oder Timingelement wird am
selben Punkt auf dem Receiver angewendet.
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B. Timinggenerator 14
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Kritische
Timingsignale, die von verschiedenen Funktionen innerhalb der Erfindung
verwendet werden, werden innerhalb der Funktion Timinggenerator 14 abgeleitet.
Der Timinggenerator 14 nimmt als seinen Eingang den Ausgang
des Referenzoszillators 10 und teilt dann diese Frequenz
herunter, um alle anderen Frequenzen, die vom Empfänger verwendet
werden, aufzubauen.
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Eine
Vielzahl von Datenraten werden vom Empfänger ohne Addition, Löschung oder
Wertmodifikation von externen Kondensatoren C1 und C2 unterstützt. Dies
wird durchgeführt
durch eine logische (elektronische) Auswahl der geeigneten Frequenzen
am Ausgang der Funktion des Timinggenerators 14. Diese
Auswahleingänge
sind vorzugsweise in der Metallmaske des ICs fixiert, so dass der
Empfänger
in 8 Pins passen kann, obwohl diese Steuerung aus den Extremitäten der
Erfindung herausgebracht werden kann für zusätzliche Flexibilität.
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Befindet
sich die Erfindung im abgelenkten LO-Modus, entwickelt der Timinggenerator 14 das
Taktsignal (ungefähr
50 KHz für
unsere besondere IF-Filtercharakteristiken und Datenraten), was
die Ablenkrate des LO-Wobbelgenerators 9a zwischen fl und
fu steuert. Bei festem Modus wird das Taktsignal statisch in einen logischen
Zustand gezwungen. Die verwendeten logischen Schaltkreise können ihrer
Natur nach konventionell sein.
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V. 2Vt Ruheversorgung 11
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Die
Ausgangsversorgung wird von einer 2Vt Ausgangsversorgung 11 vorgesehen,
die das Schaltrauschen auf der Leistungsversorgung minimiert und
eine Isolierung der logischen und Basisbandschaltkreise vor empfindlichen
RF- und IF-Schaltungen bereit stellt.
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Die
2Vt Ausgangsversorgung 11 sorgt für die minimale Spannung, die
erforderlich ist, um konventionelle CMOS-Logikschaltkreise ohne
logische Durchschussschaltströme
zu betreiben. Dies erlaubt die schnellste Betriebslogik ohne ein
Schaltungsrauschen der Leistungsversorgung.
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Von
der Konzeption her benötigt
ein logischer Schaltkreis nur eine Spannungsversorgung, die gleich ist
der Summe einer pFET-Schwellenspannung (Vtp) und einer nFET-Schwellenspannung,
ohne die logische Schaltungsgeschwindigkeit zu beeinträchtigen.
Diese Funktion wird durch einen Schaltkreis vorgesehen, der als
eine 2Vt Ausgangsversorgung 11 identifiziert ist, die auf
dem Empfänger
integriert ist. Die erforderliche 2Vt-Spannung wird dadurch erzeugt, dass
ein kleiner Strom durch Rücken-an-Rücken Dioden-verbundene pFET
und nFET gelangt. Diese Spannung wird von einem CMOS Spannungsfolger
im geschlossenen Regelkreis geregelt. Das verringert die Sourceimpedanz
des Knoten, der die Ausgangsspannung an alle logischen Schaltkreise
liefert. Die Verwendung einer derartigen Versorgung minimiert logische
Durchschussströme,
ohne die Schaltgeschwindigkeit zu beeinträchtigen. Dies führt zu geringerem
logischen Schaltrauschen auf der primären Spannungsversorgung des
IC und sorgt für
eine Isolierung der logischen Schaltungsschaltkreise von den empfindlichen
RF- und IF-Schaltkreisen. Dies erlaubt komplexe logische Funktionen
auf dem selben IC zusammen mit Schaltkreisen für Niedrig-Level Analogsignalverarbeitung
zu einem größeren Umfang
als im gegenwärtigen
Stand der Technik zu integrieren.
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Alternativ
können
niedrigere Logikversorgungsspannungen verwendet werden, obwohl ohne
Verbesserung im Schaltungsrauschen nur bei Verringerung der logischen
Schaltgeschwindigkeit.
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VI. Filterabstimmung 13
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Abweichungen
in Halbleiterprozessparametern und Temperatur führen unweigerlich zu radikalen
Abweichungen in Eingangsströmen,
wenn nicht irgendwelche Mittel zur Stabilisierung eingeführt sind.
Eine Filterabstimmung 13 (identifiziert als TUNE756K auf
den Transistorlevelschematas) versieht diese Steuerfunktion. Eine
Filterabstimmung 13 ist eine Phasenregelschleife (PLL =
phase-locked-loop), die um einen 756 KHz stromgeregelten Oszillator
(ICO) herum basiert ist. Die Referenzfrequenz für die PLL kommt von einer geeigneten
Teilung der Frequenz des Referenzoszillators 10. Man beachte,
dass die Frequenz des Referenzoszillators 10 im Wesentlichen
prozess- und temperaturunabhängig
ist. Die PLL zwingt den ICO-Strom auf welchen Wert auch immer, der
erforderlich ist, um einen Frequenzschluss mit Referenzoszillator 10 zu
erbringen, unabhängig
von Temperatur- oder Prozessabweichungen. Dies liefert einen Eingangsstrom,
dessen Wert für
Prozess- und Temperaturabweichungen gegenkompensiert ist.
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Dieser
Strom wird dann gespiegelt und in geeigneter Weise skaliert und
als die Eingangsströme
für den
LO-Wobbelgenerator 9a, den IF-Filter 4 und die
IF-Verstärker 3a/3b verwendet.
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Der
Oszillator und Verstärker
innerhalb dieser Funktion sind vollständig differenziert und ausgeglichen. Der
Verstärker
ist mit einer Bandpasscharakteristik ausgestaltet, die keine Gleichspannungsverstärkung aufweist.
Damit sind der Verstärker
und Oszillator gleichstromgekoppelt, ohne die Notwendigkeit für eine DC-Offsetkorrektur
oder Kopplungskondensatoren. Der Oszillator ist ein gm-c artiger
Schaltkreis, der die Kapazität minimiert,
die erforderlich ist, um den Oszillator aufzubauen. Oszillatorabweichungen
werden minimiert, da nur der gm des Schaltkreises weitgehend variiert;
die Kapazitanz benimmt sich viel besser über Prozess und Temperatur.
-
VII. AGC 12
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Um
das System über
einen breiten Bereich von Eingangssignalamplituden linear arbeitend
zu halten, wird eine automatische Verstärkungsregelung (AGC) 12 in
der Erfindung integriert. Eine Präzisionsbandabstandsreferenzspannung
wird auf den Referenzeingang eines CMOS-Vergleichers innerhalb der
AGC-Funktion angewandt. Der andere Eingang des Vergleichers überwacht
den Ausgang des Peak-Detektors 5. Sobald die Spannung des
Peak-Detektors 5 über
die Referenzspannung geht, geht der Vergleicherausgang auf einen logischen
Zustand, ansonsten ist der Ausgang im anderen logischen Zustand.
Der Peak-Detektor 5 ist der optimale Platz im System, um
das Signallevel für
die AGC-Regelung
vom Standpunkt der Regelstabilität
zu überwachen.
-
Der
Vergleicherausgang betätigt
damit einen elektronischen Schalter. Dieser Schalter verbindet entweder
eine abstoßende
Stromquelle in einen extern angewandten Kondensator oder verbindet
eine ziehende Stromquelle mit dem Kondensator in Abhängigkeit
vom Zustand des Ausgangs des Vergleichers. Der Kondensator arbeitet
als eine integ rierende Funktion, wobei eine Steuerspannung gebildet
wird, die auf die IF-Verstärker 3a/3b und
den RF-Mischer 2 angewandt wird, um ihre jeweiligen Spannungsverstärkungen
zu regeln. Die Ansprechzeit wird viel schneller gesetzt als die
Abklingzeit der Regelwechselspannung. Dies erfolgt dadurch, dass
der Strom der abstoßenden
Stromquelle viel größer gemacht
wird als der der anziehenden Stromquelle.
-
Eine
alternative Ausführungsform
der Erfindung ist der Gebrauch eines begrenzenden Log-Detektors anstelle
eines Umsetzens des RF-Trägers
in eine IF-Frequenz, die gefiltert wird. Der Vorteil dieser Ausführungsform
besteht darin, dass sie das Erfordernis für eine AGC abschwächt. Es
gibt jedoch einen Nachteil, nämlich
dass ein derartiges System keinen LO hat. Damit kann man nicht das
oben beschriebene abgelenkte Frequenzsystem aufbauen.
-
VIII. Alternative Ausführungsform
und Verbesserungen
-
Die
Verwendung von CMOS-Technologie, ausgeglichenen, differenziellen
Schaltungen, voller Funktionsintegration und die Ausgestaltung einer
2Vt Eingangsversorgung 11 erlaubt Verbesserungen an dem
oben beschriebenen Empfänger.
Speziell erlauben einem solche Techniken, logische Funktionen am
Empfänger weiter
zu integrieren, was zu geringeren Insgesamtkosten des Empfänger/Decodersystems
führt.
Zwei Verbesserungen, die es Wert sind, identifiziert zu werden,
sind:
- (1) Integration des vorliegenden Empfängers mit
einem dezidierten oder festen (Logik-)Zustandsdekoder 27 und
- (2) Integration des vorliegenden Empfängers mit einer gewöhnlichen
arithmetischen Logikeinheit (ALU) oder eine Funktion in Art eines
Mikroprozessors oder einem anderen Typ einer programmierbaren Logikfunktion,
um zusätzliche
Entscheidungs- und/oder Steuerfunktionen vorzusehen. Eine derartige
Funktion wird auch vom Element 27 repräsentiert.
-
Ein
Decoder ist einer Schaltungsfunktion, die einen eingehenden Datenstrom
gegenüber
einem erwarteten Datenstrom vergleicht. Wenn der eingehende Strom
wie erwartet ist, wird üblicherweise
wenigstens ein Ausgang in einem digitalen System aktiviert, um das übereinstimmende
Ergebnis deutlich zu machen. Manche Decodersysteme übertragen
auch ein Datenmuster am Ausgang, nachdem der erwartete Datenstrom übereinstimmend
ist. In Hochsicherheitsanwendungen kann der Codier- und Decodiervorgang
ein rollendes oder wechselnde Codeschema umfassen. Diese Schemata
eliminieren nahezu die Möglichkeit
einer Person, einen übermittelten
Datenstrom zu kopieren und dann jenen Datenstrom später zu benutzen,
um den Decoder zu aktivieren.
-
Bei
rollierenden Codeschemata ist die Ergänzung eines elektrisch programmierbaren
und löschbaren Speichers
im Allgemeinen erforderlich, um den Code upzudaten.
-
Die
kombinierte Integration des Empfängers
mit irgendeinem oder allen Decoderschemata mit oder ohne variablem
oder festem Speicher wird wirtschaftlich machbar, da die Technologie
dieselbe ist. Da sich die Halbleitertechnologie weiter fortentwickelt,
fahren diese Kombinationen fort, im Wert zu steigen.
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Andere
Ausführungsformen
umfassen die Ergänzung
der folgenden Funktionen:
- (1) Programmierbarer
Rauschunterdrückungsoffset
(squelch offset) am auftrennenden Schwellwert des Datenvergleichers 7;
und
- (2) Abschaltmodus, wenn der Empfänger Betriebszyklen mit geringer
Leistung durchläuft;
und
- (3) Verwenden des AGC-Levels, um eine Anzahl des empfangenen
Signallevels vorzusehen. Dieses Signal kann überwacht werden für Bereichs-
und Abstandsüberprüfungen.
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Durch
Implementieren des Empfängers
in CMOS ist es wirtschaftlich, Decoderfunktionen auf demselben IC
zu umfassen, da die meisten der Anwendungen dieser Art von Funk
einen Decoder nach dem Funkempfänger
umfassen. Der Decoder kann entweder feststehend oder variabel (programmierbar,
wie ein Mikroprozessor) sein. Dieser Empfänger ist primär auf die
folgenden Anwendungen ausgerichtet:
Schlüsselloser Zugang im Automotivbereich
Garagentoröffner
Schlüsselloser
Zugang für
Gebäude
Sicherheitssysteme
Ferngesteuerte
Türglockenläuter
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Offensichtlich
gibt es unzählige
andere Anwendungen, die einen einfachen AM-artigen empfangenden Funk
mit einem digitalen Decodiersystem kombinieren.
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Die
Einzigartigkeit des Empfängers
lässt sich
ferner veranschaulichen durch die Beobachtung, dass ein vollständiges RF-Funksystem
ohne andere externe RF-Komponenten
mit Ausnahme einer Antenne gebaut werden kann. Durch eine vollständige Integration
des gesamten RF-Signalpfads werden die RF-Emissionen der Einrichtung
und des Gesamtsystem auf Level reduziert, die in großem Umfang
internationale, behördlich angeordnete
Einhaltungsvorschriften vereinfachen, wenn nicht vollständig eliminieren.
Diese Vorschriften variieren von Land zu Land, sind jedoch ähnlich zu
den Regelungen des Teils 15 der United States FCC für periodischen
Bandbetrieb. Die Emissionen sind niedriger als das Ergebnis der
kleinen abstrahlenden Elemente, die mit einem vollständig integrierten
System einhergehen. Der derzeitige Stand der Technik verwendet z.B. eine
externe Spule, um den Lokaloszillator aufzubauen. Diese externe
Komponente hat ein größeres abstrahlendes
Element, das im Allgemeinen abgeschirmt werden muss, um das Emissionsproblem
zu lösen.
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Die
Techniken in diesem Empfänger
können
auf viele Frequenzbetriebsbänder
durch Skalierung der Einrichtung und Zusammenschalten der Layout-Geometrien
ausgedehnt werden, um Fortschritte in der Halbleiterverarbeitung
aufzunehmen. In den Vereinigten Staaten zum Beispiel hat der FCC
ein Band von Frequenzen nahe 900 MHz unlizenzierten Funkgeräten zugewiesen.
Dieses Band wird allgemein als ISM-Band bezeichnet. Der Empfänger, der
auf dieses und andere Bänder
angewandt wird, würde
vollständig
integrierte Datenmodems, nicht nur Encoder/Decodersysteme erlauben.
Kontinuierliche Signale können
auch von dem in diesem Empfänger
beschriebenen System empfangen werden. Ein on-Chip A/D-Wandler kann
das analog empfangene Signal in ein digitales Gegenstück zur Verarbeitung
mit einem on-Chip digitalen Computerelement ähnlich zu einem Mikroprozessor
umwandeln.
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Jede
hier nicht ausdrücklich
beschriebene Schaltung kann konventionell sein und muss für ein vollständiges Verständnis der
Erfindung durch Fachleute nicht beschrieben werden.
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Schematische Diagramme
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Schematische
Diagramme der verschiedenen funktionalen Einheiten in 1 sind
als 4 bis 84 vorgesehen.
Diese schematischen Diagramme sind für Fachleute leicht zu verstehen.
Die gesamte Schaltung ist auf einem einzelnen Chip gebildet.
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Zusammenfassung
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Während bestimmte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben worden sind,
ist es für
Fachleute offensichtlich, dass Änderungen
und Modifikationen durchgeführt
werden können, ohne
die Erfindung in ihren breiteren Aspekten zu verlassen und daher
sollen die anhängenden
Ansprüche innerhalb
ihres Schutzbereiches alle derartigen Änderung und Modifikationen
umfassen.