DE69938482T2

DE69938482T2 - Anordnung und verfahren für super-fet-mischer mit durch logisches tor generiertem rechteckwellenschaltsignal

Info

Publication number: DE69938482T2
Application number: DE69938482T
Authority: DE
Inventors: Michael Wendell El Granada VICE; Charles Edward Highland DEXTER
Original assignee: DRS Signal Solutions Inc
Current assignee: DRS Signal Solutions Inc
Priority date: 1998-02-01
Filing date: 1999-01-29
Publication date: 2009-06-04
Anticipated expiration: 2019-01-30
Also published as: CA2285557A1; DE69938482D1; US6144236A; WO1999039432A1; CA2285557C; EP0972337B1; WO1999039432A9; EP0972337A1; AU2349199A; WO1999039432B1; AU757574B2; JP2001525148A; ATE392042T1

Description

Die Erfindung betrifft Frequenzkonversionssysteme, -vorrichtungen und -verfahren, und insbesondere Radiofrequenz-Kommunikationsvorrichtungen und -systeme, umfassend Mischer, Radioempfänger, Transmitter, und Empfänger, die FET-mischerartige Frequenzkonversionsvorrichtungen für Auf- und Abwärts-Frequenzkonversion umfassen.
Hintergrund der Erfindung
Konventionelle Frequenzkonversions- oder Mischerstufen in konventionellen RF-Systemen sind bis heute nicht in der Lage gewesen, Niveaus von störungsfreien dynamischen Bereichen (SFDR) zu erreichen und niedrige Niveaus von Verzerrungen aufrecht zu erhalten. Zum Beispiel den circa 85 dB bis 100 dB störungsfreien dynamischen Bereich, der in bestimmten Abstimm-/Empfängersystemen benötigt wird, insbesondere wo die Ausgangsleistung der Mischerstufe als Eingangsstufe für Hochleistungs-Analog-zu-Digitalkonverter (ADCs) vorgesehen war, wo ein 100 dB SPRD an dem Eingang benötigt wird. In der Tat sind solche Systeme auf wesentlich niedrigere Leistung beschränkt gewesen. Die letzte oder finale Mischerstufe unmittelbar vor dem Ausgang an den ADC (Basisband-Frequenzkonverterstufe) hat typischerweise das höchste Signalamplituden-Niveau in der Abstimmvorrichtung. Ein Stand-der-Technik-ADC benötigte ein circa 2 Volt Spitze-zu-Spitze-Signal für die volle ADC-Konversionsskala und sollte alle störenden Signalprodukte um etwa 100 dB niedriger aufweisen, um die Möglichkeiten des ADCs zu verwenden, ohne andere unerwünschte Artefakte einzuführen. Diese ADC-Leistungsspezifikationen entsprechen einer Basisband-Spektrum-Mischerstufe, die an die ADC-Eingangsanschlüsse gekoppelt ist, wobei sie einen Eingangs-Abhörpunkt dritter Ordnung (IP3) von etwa +50 dBm aufweist und einen Eingangs-Abhörpunkt zweiter Ordnung (IP2) von etwa +100 dBm aufweist.
Ein weiteres Problem in konventionellen Mischern, die in Abstimmvorrichtungen verwendet werden, besteht darin, dass sie typischerweise das Mischen der letzten Stufe zum Basisband bei einem niedrigen Zwischenfrequenz (IF)-Signalamplitudenniveau durchführen, und dann die Amplitude des Ausgangs der letzten Mischerstufe mit einem separaten Leistungsverstärker anheben, um das erwünschte ADC-Signalniveau zu erreichen (typischerweise im Bereich von circa 1 Volt bis circa 4 Volt Spitze-zu-Spitze). Dieser Basisband-Konversions-Ansatz erreicht nur circa +43 dBm IP3 und +82 dBm IP2 in dem ADC, kann unakzeptable Verzerrungsniveaus aufweisen und typischerweise keine Leistungsniveaus bereitstellen, die mit den Möglickkeiten des dynamischen Bereichs von sich entwickelnden Stand-der-Technik-ADCs Schritt halten, oder die den Anforderungen des Endnutzers entspricht.
Zusätzlich zu den oben beschriebenen Problemen der letzten Mischerstufe in konventionellen Abstimmvorrichtungen wirkt sich die erste Konversionsstufe einer Einstellvorrichtung auch signifikant auf den gesamten dynamischen Bereich aus, und zwar in der Tat so stark, dass die Verschlechterung in der ersten Stufe es unmöglich machen kann, die gesamten System-Leistungsanforderungen zu erfüllen. Zum Beispiel kann es, wenn der erste Mischer-Betrieb zu verlustreich ist, eine zusätzliche Anforderung für eine Vorverstärker-Verstärkungsstufe in dem Signalpfad geben, um die Signalamplitude bei einem Versuch, die benötigte Empfindlichkeit zu erreichen, zu erhöhen. Allerdings erhöht solch eine Vorverstärker-Verstärkungsstufe in dem vorgeschalteten Signalpfad des Mischer- Schaltkreises auf unerwünschte Art und Weise die benötigten IP3 und IP2 des Mischers um einen Betrag, der der hinzugefügten Vorverstärker-Verstärkung gleich ist. Deswegen führt jede Systemanforderung für eine Vorverstärker-Verstärkungsstufe zur Erhöhung der Empfindlichkeit noch stärkere Beschränkungen für andere Radio-Systemkomponenten ein. Bevorzugt würde ein Mischer sehr geringe Konversionsverluste in der ersten Stufe aufweisen, um die Notwendigkeit für jede Art der Vorverstärkung zu vermeiden, und auch einen hohen oder großen dynamischen Bereich aufweisen.
Ein Mischer, der den Erfindern bekannt ist, wird von Steinbrecher unter dem Namen „PARAMIXER" vertrieben und ist in Werbematerial dafür bekannt, einen Mischer bereitzustellen, der einen Eingangsabhörpunkt dritter Ordnung (IP3) in der Ordnung von circa +50 dBm und einen Eingangsabhörpunkt zweiter Ordnung (IP2) von der Größenordnung von etwa +100 dBm aufzuweist, aber die Erfinder haben solche Leistungsansprüche nicht verifiziert oder bestätigt. Trotz seiner angegebenen IP3- und IP2-Leistungs-Kennzahlen hat selbst dieser „Paramixer" Nachteile. Zum Beispiel sind beide konventionelle Mischer relativ groß (in der Größenordnung von circa 100 Kubikzoll), leistungsineffizient (circa 8 Watt Eingangsleistung wird benötigt, um 100 Milliwatt zu verarbeiten – eine Effizienz von nur circa 2% (2%)), und teuer (zum Beispiel Kosten von bis zu mehreren 100 Dollar pro Mischer).
EP-A-0,549,286 offenbart einen Mischer, der ein Rechteckwellen-Signal verwendet, das durch einen Lokaloszillator bereitgestellt wird, um einen Kommutierungs-Typ FET-Mischer zwischen dem Primären eines Wandlers für einen RF-Eingang und dem Sekundären des Wandlers für einen IF-Ausgang umzuschalten. Deswegen haben solche Entwicklungen, obwohl einiges an Fortschritt bei der Verbesserung der Mischerleistung erzielt worden ist, um Radiosysteme hoher Qualität zu erhalten, nicht die Anforderung nach kompakten leichtgewichtigen Geräten mit kleinem Formfaktor gelöst, die einen niedrigen Leistungsverbrauch aufweisen, und die Notwendigkeit für eine lange Batterie-Lebenszeit in batteriegespeisten Geräten bei gemäßigten bis niedrigen Kosten gelöst.
Deswegen verbleibt ein Bedarf an Radiosystemen hoher Leistung einschließlich Abstimmvorrichtungen, Empfänger und/oder Übertragungskomponenten, die billig, kompakt und energiesparend sind, insbesondere für mobile und tragbare Anwendungen. Es bleibt auch ein Bedarf an Mischervorrichtungen für Frequenzkonversion im Allgemeinen bestehen, und im Besonderen für die Verwendung in diesen Radiosystemen hoher Leistung, Überwachungssystemen und Instrumentierungssystemen.
Überblick über die Erfindung
In einem Aspekt betrifft die Erfindung einen Mischer gemäß Anspruch 1. In einem anderen Aspekt betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Erzeugen eines Mischer-Ausgangssignals nach Anspruch 15. Die Erfindung kann auch eine drahtlose Kommunikationsstruktur bereitstellen, ein Gerät und System und ein Verfahren zum Betrieb desselben, eine Mischerstruktur zur Verwendung mit der drahtlosen Kommunikationsvorrichtung oder zur anderweitigen Verwendung, und ein Verfahren des Mischens von Signalen ebenso wie einen erfindungsgemäßen Differential-Rechteckwellen-Mischer-Umschalt-Schaltkreis und Verfahren zur Steuerung der Mischervorrichtung, welche mit der erfindungsgemäßen Mischvorrichtung und drahtlosen Kommunikationsvorrichtung verwendet werden kann.
Die erfindungsgemäße Mischerstruktur und das Verfahren (auch bezeichnet als „Super-Mischer" aufgrund seiner überlegenen (zum Beispiel Super-) Eigenschaften im Vergleich mit konventionellen Mischern) umfassen eine Gesamtmischer-Architektur-Topologie und mehrere Ausführungsformen der Mischerstruktur, welche insbesondere geeignete Variationen für die Verwendung in einem Radioempfänger, Transmitter, Abstimmvorrichtungen ebenso wie in Instrumentierungs-Systemen und anderen Systemen und Vorrichtungen, die Frequenzkonversion durchführen, zeigen. Der erfindungsgemäße Mischer ist verwendbar für Homodyn- und Heterodyn-Empfänger/Transmitter/Abstimmvorrichtungs-Implementierungen, -Instrumentierungen und -Telemetriesysteme. Die Erfindung stellt auch strukturelle und Verfahrens-Komponenten des Mischers einschließlich einer genauen Mischervorrichtung mit ihrem LO-Phasenteiler und differentiellem Rechteckwellen-Gate-Antrieb bereit. Drahtlose Kommunikationsvorrichtungen umfassen Radio, Mobiltelefone und Telemetriesysteme, sowohl land-, see-, luft- oder raumbasiert, und sowohl ortsfest als auch mobil.
Die erfindungsgemäße Mischervorrichtung ist bevorzugt ein GaAs-FET-Mischer, wobei die FETs auf einem gemeinsamen Substrat implementiert sind. Der erfindungsgemäße Mischer hat überlegene Intermodulations- und harmonische Verzerrungs-Unterdrückung und weist exzellente Konversionsverluste, Rauschdiagramme, Anschlussanpassung und Anschlussisolation als Ergebnis seiner Topologie auf. Der Mischervorrichtungs-Schaltkreis kombiniert die Vorteile von Serien-Misch-FETs, einem dreifach abgestimmtes Design, das einen passiv abgestimmten Reflexionswandler verwendet, einen sehr genauen LO-Phasenteiler, und einen Rechteckwellen-Gate-Antrieb, um seine hohen Leistungsniveaus zu erreichen. Er ist leistungssparend und bietet den Vorteil einer langen Batterielebenszeit in tragbaren Geräten, wie zum Beispiel tragbaren Radios oder Mobiltelefonen, und er benötigt nur einen mäßigen Betrag an DC- und LO-Antriebsleistung und ist nützlich für den Betrieb von wenigstens einer Bandbreite von mehreren Dekaden.
Deswegen stellt die Erfindung eine Hochleistungs-Mischvorrichtung bereit, die einen hohen IP2 und IP3 erreicht.
Die Erfindung stellt auch eine Mischervorrichtung bereit, die energiesparend und leistungseffizient ist, und die deshalb die Größe, das Gewicht und die Betriebslebenszeit für mobile und/oder tragbare Hand-Implementierungen bereitstellt.
Die Erfindung stellt auch einen Mischer bereit, der einen großen dynamischen Bereich und eine sehr geringe Verzerrung aufweist.
Die Erfindung stellt auch einen differentiellen Rechteckwellen-Antriebs-Schaltkreis für Verwendung mit einem Mischer bereit.
Zusätzliche Objekte und Merkmale der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung und den angehängten Ansprüchen in Zusammenhang mit den Zeichnungen leichter offensichtlich.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Zum besseren Verständnis der Natur und des Ziels der Erfindung sollte zu der folgenden detaillierten Beschreibung im Zusammenhang mit den begleitenden Zeichnungen Bezug genommen werden, in welchen:
1 eine Illustration ist, die vereinfachte Ausführungsformen der Erfindung einschließlich einer erfindungsgemäßen Mischer-Vorrichtungs-Topologie zeigt.
2 eine Illustration ist, die eine einfache Ausführungsform in funktionaler Blockform zeigt, und zwar von einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen dreifach abgestimmten Reflexions-FET-Mischers.
3 eine Illustration ist, die einen Phasenteiler, Erdisolation, einen Rechteckwellen-Erzeugungsschaltkreis und ein Umschaltnetzwerk für eine exemplarische Ausführungsform des erfindungsgemäßen Mischers zeigt.
4 eine Illustration einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen dreifach-abgestimmten Reflexions-FET-Mischers ist, der die zusätzliche Struktur des Lokaloszillator-Phasenteilers, des Rechteckwellengenerators, des Umschaltnetzwerkes und der RF/IF-Symmetrieschaltung, der Isolationswandler ebenso wie der Merkmale zeigt, die die Leistung des Mischers als einen Frequenz-Aufwärts-Konvertierer verbessert.
5 eine Illustration einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen dreifach abgestimmten Reflexions-FET-Mischers ist, der die zusätzliche Struktur des Lokaloszillator-Phasenteilers, des Rechteckwellengenerators, des Umschaltnetzwerks und der RF/IF- Symmetrieschaltung, der Isolationswandler ebenso wie die Merkmale zeigt, die die Leistung des Mischers als einen Frequenz-Abwärts-Konvertierer verbessern.
6 eine Illustration ist, die eine von Source-zu-Source-seriell verbundene Dual-FET-Struktur und die Art und Weise, auf die die Struktur die Verzerrung reduziert, zeigt.
7 eine Illustration einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen dreifach abgestimmten Reflexions-FET-Mischers ist, der eine alternative Struktur des Lokaloszillator-Phasenteilers, des Rechteckwellengenerators, des Umschaltnetzwerks, und der RF/IF-Symmetrieschaltung, der Isolationswandler und das Eliminieren einiger optionaler Schaltkreiselemente zeigt.
8 eine Illustration ist, die einen optionalen Temperaturkompensationsschaltkreis zur Verbesserung der Temperaturbereichs-Leistung der erfindungsgemäßen Strukturen zeigt.
BESCHREIBUNG DER SPEZIFISCHEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Im Folgenden wird im Detail auf die vorliegenden Ausführungsformen der Erfindung eingegangen, die in den begleitenden Figuren illustriert sind. Wir wenden uns nun den Zeichnungen zu, wobei gleiche Komponenten mit gleichen Referenz-Zahlen durch die verschiedenen Figuren hindurch gekennzeichnet sind.
Ein vereinfachtes schematisches funktionales Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Super-Mischers 32 wird nun in Bezug auf 1 beschrieben, die einige der signifikanten Merkmale des erfindungsgemäßen Super-Mischers 32, 32a, 32b zeigt. In der gezeigten Ausführungsform ist der Super-Mischer 32 mit einem RF/IF-Separations-Filterschaltkreis 33 konfiguriert und daran gekoppelt (wie zum Beispiel einer Symmetrieschaltung), um als passiver Reflexions-FET-Mischer zu arbeiten, wobei (wenn als Abwärts-Konverter betrieben) dem RF/IF-Separationsschaltkreis RF-Energie an einem RF-Anschluss 34 zugeführt wird, und das IF-Ausgangssignal, das an den Dual-FET-Mischer-Vorrichtungen 36a, 36b auf eine Weise erzeugt wird, wie hierin beschrieben, vom RF-Signal durch den Separationsschaltkreis am IF-Anschluss 35 getrennt wird. Für einen Aufwärts-Konverter sind die Rollen von RF und IF vertauscht. Jedoch ist die Erfindung nicht auf passive Reflexions-Konfigurationen beschränkt.
Viele verschiedene Schaltkreis-Topologien sind in der Technik bekannt, um ein erstes Signal bei einer ersten Frequenz in eine generische Mischvorrichtung einzugeben, die physikalische Misch-Operation durchzuführen, und das aufwärts- oder abwärts-konvertierte Signal als zweite Frequenz von der Mischvorrichtung an dem Ausgangsanschluss zu extrahieren, so dass die Erfindung nicht dafür ausgelegt ist, auf den speziellen exemplarischen Mischer-Schaltkreis oder die Betriebsumgebung wie hier beschrieben, beschränkt zu sein. Als Beispiel, aber nicht als Einschränkung, ist die Verwendung eines Übertragungskanalwandlers in einem Mischer in US-Patent 5,361,409 mit dem Titel FET Mixer Having Transmission Line Transformer beschrieben worden; die Verwendung eines abgestimmten Reflexionswandlers in einem Mischer ist in US-Patent Nr. 5,551,074 mit dem Titel Balanced Reflection Transformer beschrieben worden; die Verwendung eines mit DC-Vorspannung versehenen Reflexionswandlers für einen Mischer und ein mit DC-Vorspannung versehener FET-Mischer sind in US-Patent Nr. 5,513,390 mit dem Titel Biased FET Mixer beschrieben worden. Strukturen für einen nichtabgestimmten FET-Mischer sind in US-Patent Nr. 5,678,226 mit dem Titel Unbalanced FET Mixer beschrieben worden. Strukturen für einen Totem Pole Mixer Having Grounded Serially Connected Stacked FET Pair sind in der US-Patent-Anmeldung No. 08/926,175, eingereicht am 9. September 1997, beschrieben worden. Jedes dieser Patente und jede Patent-Anmeldung sind hierin durch Referenzen in ihrer Gesamtheit miteinbezogen.
Die Beschreibung des erfindungsgemäßen Super-Mischers 32 in 1 fortsetzend ist dort auch ein FET-Antriebsschaltkreis 37 umfasst, welcher bevorzugt als ein „erdfreier" oder differentieller Antriebsschaltkreis implementiert ist. Ein extern erzeugtes (nominelles) sinusförmiges LO-Signal wird einem Phasenteiler-Schaltkreis 38 zugeführt, der eine komplementäre Phase (180° Phasendifferenz) zwischen zwei Sätzen von differentiellen nominellen sinusförmigen Signalen bei der LO-Frequenz erzeugt. Wir beschreiben das LO-Signal als nominell sinusförmig, weil eine Variation von tatsächlich sinusförmig toleriert werden kann, da die Sinuskurve verwendet wird, um ein sehr hohes Flankensteilheits-Signal wie zum Beispiel eine Rechteckwelle oder eine im Wesentlichen rechteckige Welle zu erzeugen oder neu zu erstellen, welche tatsächlich die FET-Gates steuert, um das erwünschte FET-Umschalten hervorzurufen. Deswegen kann jedes Eingangssignal für die komplementären Rechteckwellen-Erzeugungsschaltkreise 40a, 40b, das ein geeignetes Signal hoher Flankensteilheit an die Mischervorrichtungen 36a, 36b bereitstellt, als LO-Eingang verwendet werden.
Das sinusförmige LO-Signal wird in zwei komplementäre Phasen aufgeteilt und dann in die Erdisolations-Schaltkreise 39a, 39b, die jedem der komplementären Signalpfade zugeordnet sind, angekoppelt. Diese erdisolierten oder erdfreien Phasenkomplementär-Signalpaare werden dann an ein Paar von Rechteckwellen-Erzeugungsschaltkreise 40a, 40b gekoppelt, deren Ausgänge Signale sind, die Vorder- und Hinterflanken mit hoher Änderungsrate wie zum Beispiel Rechteckwellen, aufweisen. In einer Ausführungsform umfassen die Rechteckwellen-Erzeugungsschaltkreise digitale Logik-Gates, wie zum Beispiel „AND"-Gates, die eine nahezu perfekte rechteckförmige Ausgangswelle mit zwei Niveaus bereitstellen, mit Vorder- und Hinterflanke hoher Änderungsrate, und extrem niedrigen Kosten pro Vorrichtung.
In einer Ausführungsform umfasst der erfindungsgemäße Empfänger eine Mischervorrichtung, die bevorzugt als eine dreifach abgestimmte passive Reflexions-FET-Mischvorrichtung wie in GaAs auf einem einfachen monolitischen Substrat implementiert ist, und einen FET-Umschaltantriebs-Schaltkreis (LO-Antriebsschaltkreis), der nahezu ideales Umschalten bereitstellt.
Exemplarische Mischer-Vorrichtungsschaltkreis-Charakteristika
Wir beschreiben nun die Struktur und das Verfahren eines exemplarischen dreifach abgestimmten passiven Reflexions-FET-Mischers, der mit einer Vielzahl von Radiosystemen verwendet werden kann. Der dreifach abgestimmte passive Reflexions-FET-Mischer 32 hat eine Rechteckwellen-(oder nahezu Rechteckwellen-)Umschalt-Wellenform, die von einer sinusförmigen Lokaloszillator-Wellenform abgeleitet oder wiedererzeugt wird und in dem LO/RF/FT-Frequenzbereich von etwa 1 MHz bis etwa 200 MHz mit reduzierten Nichtlinearitätsniveaus und reduzierter Intermodulations-Verzerrung im Vergleich zu konventionellen Mischern als Ergebnis der topologischen Struktur, dem Anlegen einer DC-Vorspannung an die FET-Kanäle, und als Ergebnis andere Faktoren betrieben wird. Andere Ausführungsformen des Mischers werden beschrieben, die den Betriebsbereich von 200 MHz bis zum Zehnfachen von GHz erstrecken. Der Mischer 32 ist nützlich sowohl für Aufwärts- und Abwärts-Frequenzkonversion von RF und IF-Signalfrequenzen, obwohl die Charakterisierung als RF und IF für die primäre Radioempfänger-Anwendung beliebig ist, und verschiedene alternative Ausführungsformen Merkmale aufweisen, die bevorzugt implementiert sind, um Aufwärtsfrequenzkonversion bzw. Abwärtsfrequenzkonversion zu optimieren.
Besonders, wenn als ein Aufwärts-Frequenzkonvertierer betrieben, ist das LO-Antriebssignal innerhalb des Bereichs von etwa 1 MHz bis etwa 200 MHz betreibbar; das RF-Signal ist innerhalb des Bereichs von etwa 1 MHz bis etwa 200 MHz betreibbar; und das IF-Signal ist ähnlich innerhalb des Bereichs von circa 1 MHz bis etwa 200 MHz betreibbar. Die RF, IF und die LO-Signalfrequenzen können deswegen überlappen, so dass es keinen Frequenzausschluss gibt.
Es ist deshalb ein Merkmal der vorliegenden Erfindung, einen Radiofrequenzmischer zu erzeugen, der einen weiten dynamischen Betriebsbereich aufweist und eine insgesamt niedrige Signalverzerrung einschließlich niedriger Intermodulationsverzerrung und teilweiser Auslöschung von Nichtlinearitätsverzerrung, die auf das Radiofrequenzsignal aufgelegt wird, aufweist.
Die erfindungsgemäße Mischerstruktur 32 und das erfindungsgemäße Verfahren adressieren diese Notwendigkeit für einen Mischer mit sehr hohem dynamischen Bereich durch Bereitstellung ausgezeichneter Abschnittspunkt- und Kompressionspunktleistung zweiter und dritter Ordnung, ohne Verschlechterung von anderen Mischer-Leistungsparametern wie zum Beispiel dem Konversionsverlust, dem Rauschdiagramm, der Anschlussisolation, und dem Leistungsverbrauchs. Weiterhin wird die konventionelle Notwendigkeit für relativ hohe Lokaloszillator (LO-Antriebsniveaus), das heißt LO-Antriebsniveaus über ungefähr einem (1) Watt an dem externen LO-Eingang, wenn die Eingangsabschnittspunkte dritter Ordnung (IIP3) in dem +45dBm-Bereich spezifiziert sind, durch den LO-Wellenform-Wiederherstellungs-Schaltkreis des erfindungsgemäßen Mischers eliminiert. In dem LO-Antrieb des erfindungsgemäßen Mischers 32 benötigt die erfindungsgemäße Struktur nur etwa 100 Milliwatt für vergleichbare oder sogar ausgezeichnete Leistung, gemessen an dem externen LO-Eingangsanschluss. Der dynamische Bereich bezieht sich auf Rauschcharakteristika und Konversionslinearität, und auf die Art und Weise, auf die die zwei Charakteristika kombinieren, um einen dynamischen Bereich und ein nützliches Leistungsniveau, bei welchem man den Mischer betreiben kann, zu produzieren.
Konventionelle Ansätze für Mischer-Implementierungen und Radioempfänger, die Mischervorrichtungen umfassen, verwenden sinusförmige LO-Antriebswellenformen, um die Umschaltelemente zu AN- und AUS-Leitungszuständen zu treiben. FET-Umschaltelemente werden typischerweise verwendet, aber andere Typen von Transistoren können verwendet werden, wie zum Beispiel bipolare Transistoren oder Dioden, einschließlich zum Beispiel Schottky-Dioden. Jedoch ist in der erfindungsgemäßen Mischerstruktur 32 und dem erfindungsgemäßen Verfahren das LO-Antriebssignal, das verwendet wird, die FETs umzuschalten, von nicht-sinusförmiger Rechteckwellenform oder Pseudo-Rechteckwellenform. Diese Rechteckwellen werden durch einen neuartigen Lokaloszillatorantriebsschaltkreis erzeugt, wie zum Beispiel einen Antriebsschaltkreis, der zwei erdfreie CMOS „AND"-Gates verwendet, um ein Paar von komplementären Rechteckwellen aus einem sinusförmigen LO-Antriebseingang zu erzeugen. Wenn die komplementären Rechteckwellensignale an die Gate-Anschlüsse der Mischer-FETs angelegt werden, wird überlegene Intermodulations-Verzerrungs-Unterdrückung und ein überlegener dynamischer Bereich erhalten, wenn man diese mit konventionellen Designs vergleicht, die sinusförmige oder nahezu sinusförmige Signale verwenden. Eine signifikante Komponente der Verzerrung wird als Ergebnis der reduzierten Übergangsdauer der Umschaltvorrichtung reduziert. Die Umschaltvorrichtungen verbringen mehr Zeit in den AN- und AUS-Zuständen und weniger Zeit in der Übergangsphase zwischen AN und AUS, wo die Erzeugung von Verzerrung maximal ist.
Die Umschaltvorrichtungen (zum Beispiel FETs) weisen relativ lineare Charakteristika in den AN- oder AUS-Zuständen auf, aber weniger lineare Charakteristika in den Übergängen zwischen AN- und AUS-Zuständen. Der erfindungsgemäße Rechteckwellen-Umschalt-Antrieb beschleunigt die Vorrichtungen durch den Übergang, wobei die Zeitdauer, während welcher eine Verzerrung erzeugt wird, reduziert wird.
Obwohl diese Beschreibung sich auf die Differenz zwischen einer konventionellen LO-Sinuskurve, die auf ein Umschaltsignal angewandt wird, und ideale oder nahezu ideale Rechteckwellen fokussiert, können in der Praxis alle periodischen Wellenformen, die ein monotones Anstiegs- und Abfall-Segment aufweisen und eine geeignete Amplitude aufweisen, um den Rechteckwellen-Wiederherstellungsschaltkreis anzusteuern, verwendet werden, und die wiederhergestellten komplementären Rechteckwellen, die die Schalter antreiben, müssen keine perfekten Rechteckwellen sein; was wichtig ist, ist, dass sie hohe Steigungen beim Anstieg und Abfall (hohe Anstiegsrate) aufweisen, so dass die Übergangsperiode zwischen AN und AUS kurz ist. Logische Gates stellen die benötigten Eingangs-Ausgangs-Vorrichtungscharakteristika fertig bereit.
Typischerweise wird der Abschnittspunkt dritter Ordnung einer jeden Mischervorrichtung 32 um bis zu circa 15 dB oder besser verbessert (zum Beispiel von etwa 40 dBm bis etwa 55 dBm), typischererweise um wenigstens 5 dB bis etwa 10 dB (zum Beispiel von etwa 40 dBm bis etwa 50 dBm), und der dynamische Bereich wird auf äquivalente Weise verbessert. Rauschdiagramme werden durch die erfindungsgemäße Mischerstruktur und das erfindungsgemäße Verfahren ebenfalls verbessert, was in einem größeren dynamischen Bereich für jede Mischervorrichtung 32 resultiert, zum Beispiel wird in einer Ausführungsform der dynamische Bereich um etwa 10 dB bis 15 dB verbessert. Die Intermodulations-Verzerrung wird entsprechend mit der Abschnittsverbesserung dritter Ordnung wie oben beschrieben unterdrückt. Der benötigte sinuswellenförmige LO-Antrieb, der an den LO-Eingangsanschlüssen gemessen wird, wird auch um etwa 10 dB reduziert, weiterhin sind auch Konversionsverlust, Rauschdiagramm, Anschlussanpassung und Isolation zwischen dem L-Anschluss (LO-Anschluss) und dem R-Anschluss (RF-Anschluss) und dem I-Anschluss (IF-Anschluss) vorteilhaft durch den Rechteckwellenantrieb getroffen. Das Rauschdiagramm wird verbessert, weil die längere Umschaltübergangsphase von konventionellen Mischerkonfigurationen eher Rauschen erzeugt, als dies der erfindungsgemäße Mischer 32 tut, und das Reduzieren der Zeit, die auf die Übergangsphase verwendet wird, reduziert das Rauschen.
Die Verbesserungen in jedem dieser Bereiche für den erfindungsgemäßen Mischer 32 kann typischerweise um 1 dB (Konversionsverlust), von 1 dB bis etwa 3 dB (Rauschdiagramm), von etwa 1 dB bis etwa 5 dB (Anschlussanpassung), und von etwa 1 dB bis etwa 10 dB (L-Anschluss zu I- und R-Anschlussisolierung) aufweisen, oftmals wird die größere Zahl erreicht, und noch größere Zahlen können erreicht werden, allerdings gibt es nur einen bestimmten Bereich, über welchen Verbesserungen erwartet werden können. Aufgrund der sehr großen Spannungsverstärkung von CMOS-Gates in der Übergangsregion (typischerweise eine Spannungsverstärkung in der Größenordnung von etwa 1 × 10⁵) ist die LO-Antriebsanforderung für die erfindungsgemäße Mischervorrichtung und das erfindungsgemäße Verfahren vergleichbar mit den meisten gewöhnlichen Mischern, das bedeutet etwa 13 dBm.

Ein Vergleich zwischen mehreren Leistungsfiguren für einen konventionellen Mischer und dem erfindungsgemäßen Super-Mischer 32 ist nunmehr unten in Tabelle 1 bereitgestellt. Diese Leistungsfiguren sind lediglich zum Illustrieren der Leistungsdifferenzen gedacht, die zu erwarten sind, und sind nicht dafür beabsichtigt, irgendeinen bestimmten Schaltkreis zu charakterisieren. Tabelle 1: Vergleich der Leistung-Zahlen

	Konventioneller Mischer	Erfindungsgemäßer Super-Mischer
Einfügesverlust	7 dB	6 dB
Rauschdiagramm	9 dB	7,5 dB
IIP3	+35 dBm	+50 dBm
IIP2	+65 dBm	+100 dBm
LO-Antriebsniveau	+23 dBm	+13 dBm
MXM	> 70 dB	> 95 dB

Diese Merkmale und Vorteile des Rechteckwellen-Antriebsschaltkreises und des Verfahrens ebenso wie andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden ohne Zweifel denjenigen mit grundlegenden Kenntnissen im Fachbereich klar werden, nachdem sie die folgende detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Mischervorrichtung 32, die in den folgenden Figuren illustriert sind, gelesen haben.
Obwohl die Sinus-zu-Rechteckwellenerzeugung oder der Konversionsschaltkreis anderweitig als in Radioempfängern und für andere als für Mischeranwendungen verwendet werden kann, ist das Design des Wiederherstellungsschaltkreises in größerem Detail in Bezug auf die Ausführungsformen einer Aufwärts- und Abwärts-Frequenzkonversion wie unten beschrieben.
Der erfindungsgemäße Mischer kann vorteilhaft als ein Aufwärts-Frequenzkonverter oder als ein Abwärts-Frequenzkonverter konfiguriert werden. Eine einfache Ausführungsform des erfindungsgemäßen Mischers ist in Bezug auf 2 und 3 beschrieben. Dann werden Betrieb und Struktur des Aufwärtskonverters in Bezug auf die Illustration in 4 beschrieben, nach welcher ein kleinerer Unterschied in der Struktur und dem Betrieb für die zweite Ausführungsform beschrieben werden, die als ein Abwärtskonverter konfiguriert ist, wie in Bezug auf 5 beschrieben.
Bezugnehmend auf 2 ist dort eine einfache Ausführungsform des erfindungsgemäßen dreifach-abgestimmten Reflexions-Mischers 100 gezeigt. Mischer 100 umfasst vier primäre funktionale Komponenten. Eine erste funktionale Komponente, der Phasenteiler 110, empfängt ein Lokaloszillatorsignal (LO-Signal) von einer externen LO-Signalquelle (nicht gezeigt) am LO-Eingangsanschluss 120 und teilt das LO-Signal in zwei separate Phasen, um ein Paar von phasenkomplementären Ausgangssignalen (Φ1, Φ2) zu erzeugen. Phasenteiler 110 kann auch einen Erdisolations-Schaltkreis 115 umfassen, wie zum Beispiel Erdisolationswandler 115a, 115b, die für jede aufgeteilte Phase bereitgestellt sind, oder andere Mittel zum Bereitstellen von Erdisolation wie in dem Fachbereich bekannt ist. Alternativ und bevorzugterweise kann die Erdisolation 115 durch Mittel bereitgestellt werden, die separat von dem Phasenteiler 110 sind. Die phasenkomplementären Signale (Φ1, Φ2) im vorliegenden Kontext sind Signale, die im Wesentlichen gleiche Amplitude und eine 180°-Phasendifferenz zueinander aufweisen. Die erdfreie oder Differential-Signalausgabe durch die Erdisolationsschaltung 115 sind als Φ_1f und Φ_2f in 2 ausgewiesen.
Eine zweite funktionale Komponente, der Rechteckwellengenerator 130 empfängt die zwei aufgespaltenen erdfreien sinusförmigen Phasensignale vom Erdisolator 115 oder von einem integrierten Phasenteiler 110 und Erdisolationsschaltkreis 115, und erzeugt ein Paar von „erdfreien" (oder differentiellen) Rechteckwellen-Umschaltantrieb-Ausgangssignalen (Φ_1f-sq, Φ_2f-sq). Die Rechteckwellensignale werden als „erdfrei" (oder differentiell) bezeichnet, weil sie durch einen Schaltkreis erzeugt werden, der von Erde isoliert ist, wie zum Beispiel durch Isolationswandler. Der Rechteckwellen-Generatorschaltkreis 130 ist nur in der Lage, einen Strom in eine Last einzukoppeln, die über die zwei FET-Gate-Anschlüsse 160, 170 verbunden ist, und wird nicht im allgemeinen Strom in eine Last einkoppeln, die eine Erdung hat, wie der Rückkehrweg, weil der abgestimmte Schaltkreis von der Erdung isoliert ist und keinen Strom in einen geerdeten Schaltkreisanschluss oder Knoten senden soll.
Eine dritte funktionale Komponente, Umschaltnetzwerk 150, umfasst hier zwei Vierfachanschlussschalter 160, 170, einen für jedes Umschaltantriebssignal Φ_1f-sq, Φ_2f-sq, und bevorzugt implementiert mit zwei Paaren von seriell verbundenen MESFETs (161, 162 und 171, 172), welche die differentiellen Rechteckwellen-Ausgangssignale empfängt. In dieser Ausführungsform bilden jeweils zwei oder ein Paar von FETs (Q1, Q2 oder Q3, Q4) einen Vierfachanschluss-Umschaltschaltkreis (160, 170) derart, dass jeder Umschaltschaltkreis zwei Eingangsanschlüsse und zwei Ausgangsanschlüsse aufweist, und dass insgesamt acht Anschlussausgänge vom Umschaltnetzwerk 150 herausführen. Die Umschaltschaltkreise 160, 170 werden zu komplementären AN- und AUS-Leitungszuständen durch Rechteckwellen-Ausgangssignale während jeder Halbperiode des LO-Eingangssignals umgeschaltet, eine AN, eine AUS.
Umschaltnetzwerk 150 ist mit der Reflexionsebene 190 einer vierten funktionalen Komponente, des RF/IF-Symmetrieschaltungs-Netzwerks 180, verbunden. Ein Radiofrequenz (RF-Signal) wird auf Mischer 100 am RF-Signal-Eingangsanschluss 200 angelegt, und tritt in das RF/IF-Symmetrieschaltungs-Netzwerk 180 ein. Das RF/IF-Symmetrieschaltungs-Netzwerk 180 umfasst bevorzugt einen abgestimmten Reflexionswandler 210, der eine Reflexionsebene 190 aufweist. Die AN- oder AUS-Leitungszustände der Umschaltnetzwerk-Umschaltschaltkreise 160, 170 stellen die erwünschten Reflexions-Charakteristika bereit, umfassend Auftreten und Nicht-Auftreten von Signalphasenumkehr an der Reflexionsebene 190. Für eine Abwärtskonversion-Implementierung reflektiert die Eingangs-RF-Energie von dem Umschaltnetzwerk 150 und ein IF-Signal tritt in einen IF-Isolationswandler 220 aus und verlässt den Mischer 100 am IF-Ausgangsanschluss 230. Bevorzugt werden die Strukturen der zuvor erwähnten Phasenteiler 110, Isolationsschaltkreis 115, Rechteckwellengenerator 130, Umschaltnetzwerk 150, und RF/IF-Symmetrieschaltung 180 ausgewählt, um die Unterdrückung von Intermodulation zweiter Ordnung zu maximieren, jede kapazitive Asymmetrie optimal zu korrigieren, die in dem RF/IF-Symmetrieschaltungs-Netzwerk 150 vorhanden sein könnte, und sind dafür dimensioniert, ungleiche Belastung des Erdisolationsschaltkreises 115 zu vermeiden, wie zum Beispiel Erdisolationswandler 115a, 115b auf dem IF-Isolationswandler 220 oder RF-Isolationswandler 222.
Wir beschreiben jetzt eine einfache Ausführungsform des Umschaltnetzwerk-Antriebsschaltkreises 301, der an ein Umschaltnetzwerk 150 in Bezug auf die in 3 illustrierte Ausführungsform gekoppelt ist. In dieser Ausführungsform stellt Phasenteiler 302 auch eine Erdisolationsfunktion bereit, und beide Phasenaufspaltungen des sinusförmigen LO-Eingangssignals sind mit einem passiven Wandler 306 implementiert. Im Allgemeinen können passive Mittel wie zum Beispiel ein Wandler, der keine Halbleiter aufweist, verwendet werden, oder alternativ können aktive Mittel wie ein Verstärker oder ein erdfreier logischer Gate-Schaltkreis verwendet werden, ebenso wie andere Erdisolationsstrukturen und -verfahren, die in der Technik bekannt sind. Rechteckwellen-Erzeugungsschaltkreis 130 umfasst getrennte Gates 310, 312 für jeden LO-Eingangssignal-Phasenausgang des Phasenteilers, und der Ausgang von jedem Gate 310, 212 wird separat an einen unterschiedlichen Umschaltschaltkreis 160, 170 geführt.
Beispielhafte Super-Mischer-Ausführungsform zum Frequenz-Aufwärtskonvertieren
Eine exemplarische Ausführungsform eines Konverters zum Frequenz-Aufwärtskonvertieren wird nun in Bezug auf die Struktur in 4 beschrieben. Jede der fünf Hauptfunktionalkomponenten, die relativ zu der einfachen Ausführungsform in 2 identifiziert sind, werden nun im Detail genauer beschrieben. Fachleute, die grundsätzliche Fachkenntnisse haben, werden realisieren, dass im Lichte der hierin bereitgestellten Offenbarung jede der funktionalen Komponenten einen Nutzen separat von der Kombination aufweist. Zum Beispiel kann der Rechteckwellenantrieb für andere als dreifach abgestimmte Mischer verwendet werden, oder für Mischer, die vom Transmissions-Typ anstelle eines Reflexions-Typs sind, und derart, dass die Phasenteiler und/oder Erdisolationsmittel für einige Anwendungen optional sind, und durch verschiedene Schaltkreise bereitgestellt werden können. Zum Beispiel wird der Phasenteiler-Schaltkreis 110 nicht für Mischer benötigt, die keinen abgestimmten Lokaloszillator oder einen komplementären Lokaloszillator verwenden.
Referenz auf Eingangsanschluss und Ausgangsanschluss sind beabsichtigt, um sich auf diese spezielle Ausführungsform eines Frequenz-Aufwärtskonvertierers in der Mischerumgebung zu beziehen. Jedoch ist verstanden, dass der Mischer einen ersten oder Eingangsanschluss und einen zweiten oder Ausgangsanschluss aufweist, und dass in Abhängigkeit von der Anwendung der Eingangsanschluss eine höhere, niedrigere oder im Wesentlichen dieselbe Frequenz wie der Ausgangsanschluss aufweisen kann, und dass noch allgemeiner, die ersten und zweiten Anschlüsse ein Signal von den Anschlüssen empfangen oder an die Anschlüsse ausliefern.
Der LO-Phasenteiler wird nun in Bezug auf die Mischer-Ausführungsform 600 in 4 beschrieben. Das LO-Signal, von welchem das Umschaltsignal abgeleitet wird, wird am L-Anschluss 622 eingegeben, wo es in den konditionalen LO-Signalschaltkreis und Phasenteiler-Wandler T1 623 eintritt. Die Widerstände R12, R13, R14, R15 (624, 625, 626, 627) stellen eine gute Impedanzanpassung für die zwei 50 Ohm-Ausgänge (Anschlusspaare 1, 2 und 3, 4) des Wandlers 623 sicher, wobei eine gute Anpassung am Eingangs-L-Anschluss 622 aufrecht erhalten wird. Die Kondensatoren C18, C19, C20 (628, 629, 630) sind DC-Blockkondensatoren. Zwei unabhängige Vorspannungen V_DD1 634 und V_DD2 635 werden in den FET-Schaltkreis über Wandler T1, Induktivitäten L2, L3 (632, 633) und Bypass-Kondensatoren C21 636 und C22 633 eingekoppelt und stellen eine Vorspannung für Schaltkreise bereit, um die FETs in ihrem linearen Bereich zu platzieren. Der Ausgang des Phasenteilers 621, und insbesondere des Wandlers 623 erzeugt erste und zweite (Φ1, Φ2) abgestimmte Signale, die übereinstimmende Signalcharakteristika aufweisen.
Die zwei LO-Ausgänge von Phasenteiler-Wandler 623 werden separat an die ersten und zweiten Isolationswandler T2 642 und T3 643 geführt, wobei jeder eine Zweianschluss-Ausgabe Φ1 oder Φ2 empfängt und eine erdisolierte (oder auf andere Spannungen bezogene) Zweianschluss-Ausgabe erzeugt, welche an den Rechteckwellen-Generatorschaltkreis 640 weitergegeben wird.
Rechteckwellen-Erzeugungsschaltkreis 640, 641 empfängt jede Ausgabe des Phasenteilerschaltkreises 621 über die Isolationswandler T2 642 oder T3 643. Eine DC-Vorspannung von dem Phasenteilerschaltkreis 621 passiert durch die Isolationswandler T2 und T3, und durch die Widerstände R6 644 und R7 645, und versorgt die CMOS „AND"-Gates U1 646 bzw. U2 647. Hier sind U1 und U2 74AHC1G08 AND-Gates die von Texas Instruments Inc. hergestellt werden. Die Struktur und der Betrieb der Rechteckwellen- Schaltkreise 640, 641 sind dieselben, so dass nur Schaltkreis 640 im Detail beschrieben wird. In Bezug auf Rechteckwellen-Erzeugungsschaltkreis 640 kehrt Strom durch Wandler T2 zur Erde zurück. Die Versorgungs-Vorspannungen werden lokal durch Kondensator C12 648 (oder C13 649) überbrückt. Widerstand R6 644 (oder R7 645) verdoppelt als ein Anschlusswiderstand für Wandler T2 (oder T3). Ein Eingang 653 von Gate U1 ist an die Vorspannungs-Versorgung gebunden, während der andere Eingang 654 mittels eines durch Widerstände geteilten Netzwerks R8 641 und R9 652 an die halbe Spannung angeschlossen wird. Kondensator C14 654 koppelt an das LO-Signal bei Gate U1 646, ohne den Gate U1 Vorspann-Punkt zu stören. Die Pins 4 655 und 3 656 von U1 bilden eine erste erdfreie Rechteckwellen-Ausgabe an Anschlüsse 661 und 662. Ein identischer zweiter Rechteckwellengenerator 651 wird durch Wandler T3 auf analoge Weise geführt, um eine zweite erdfreien Rechteckwellenausgabe an den Anschlüssen 663 und 664 zu bilden.
Die Verwendung von Wandler T1 623 an dem Ausgang des Phasenteilers, um eine bestimmte Isolation von der Erde bereitzustellen, kann für bestimmte Anwendungen adäquat sein. In solchen Fällen wären die Wandler T2 642 und T3 643 nicht notwendig, und die Phasenteiler-Ausgaben würden direkt in die Rechteckwellen-Erzeugungsschaltkreise 640, 641 gesendet. Die Wandler T2 und T3 dienen dazu, den erdfreien Schaltkreis besser zu isolieren, d. h. Gates U1 646 und U2 647, und ihre umgebenden Komponenten von der Erde. Und, gleichzeitig wird die Hürde, einen erdfreien Zustand zu erzielen, bevorzugt von dem Phasenteiler-Wandler T1 623 entfernt, so dass die zwei Betriebe (LO-Signal-Phasenaufspaltung und Erdisolation) getrennt werden und präziser durch Bereitstellen von explizit separaten Wandlern für jeden der Betriebe erreicht werden können. Das heißt, dass Wandler T1 für die Phasenaufspaltung verantwortlich ist, und die Wandler T2 und T3 für die Erdisolation verantwortlich sind, und dass jeder derart gestaltet werden kann, um seine Funktion optimal durchzuführen.
Der erfindungsgemäße Schaltkreis 600 Phasenteiler und die Erdisolationsmittel stellen weitere Vorzüge oder Nutzen zusätzlich zu den bereits Beschriebenen bereit. Zum Beispiel wird ein DC-Stromwert von den gemeinsamen Quellen (S1, S2) der Mischer-FETs zur Erde bevorzugt durch Wandler T2 und T3 bereitgestellt. Das Bereitstellen der Wandler T2 und T3 in dem Schaltkreis stellt auch die Erdisolation sehr schön ohne Teilnahme an der Phasenteiler-Funktion bereit, und der Phasenteiler 621 kann seine Arbeit durchführen, ohne einen großen Betrag an Erdisolation erzeugen zu müssen. In der Tat muss für diese Ausführungsform der Phasenteiler 621 keine Erdisolation erzeugen, da Anschluss-Pin 2 des Wandlers T1 direkt an Erde AC-gekoppelt ist, so dass es immer noch ein erdbezogenes Signal ist. Anschluss-Pin 3 für die zweite Phase ist auch auf dieselbe Art und Weise an Erde AC-gekoppelt. Weiterhin wird die Phasenaufspaltung genauer bewerkstelligt, wenn man ein erdbezogenes Signal während des Phasenteilerbetriebs aufrecht erhalten kann, und dann die aufgespaltenen Signale von Erde isoliert. Während man die Phasenaufspaltung in einem einzelnen erdisolierten Schaltkreis bewerkstelligen kann, wird typischerweise die Betriebsgenauigkeit verringert, wenn sie mit einem einzelnen Wandler bewerkstelligt wird.
Rechteckwellen-Erzeugungsschaltkreis 640 und 641, wie zum Beispiel logische Gates U1 und U2 können durch NAND, AND, OR, NOR, XOR, XNOR-Gates mit geeigneter Modifikation des Schaltkreises implementiert werden, ebenso wie andere so genannte primitive Gates. Ein Gate wird gestaltet, um zwei diskrete logische Niveaus (etwa 0 Volt und etwa 5 Volt für CMOS) zu erzeugen, die die zwei Niveaus einer Rechteckwelle wiedergeben. Diese zwei Niveaus und der Spannungsbereich, der durch das logische Gate bereitgestellt wird, sind geeignet, um die Mischer-FETs anzutreiben, wenn die Eingabe vorhanden ist, um von einer „1" Eins zu „0" Null durch jedes beliebige Mittel umzuschalten, egal ob sie eine weitere Rechteckwelle ist (welche eine herkömmliche Eingabe für ein Logikschaltkreis-Nichtmischer-Anwendungsgate ist) oder eine sinusförmige Welle geeigneter Amplitude ist, dann wird der Ausgang des logischen Gates wie eine Rechteckwelle aussehen. Sie wird schnell zwischen „0" und „1" Zuständen umschalten und sehr wenig Zeit im Übergang zwischen den Zuständen verbringen. Dies ist eine sehr erwünschte Wellenform-Gestalt, um die Mischer-FETs anzutreiben. Sie ist billig, physikalisch klein, da die logischen Gates auf einen einzigen Chip integriert werden, einfach in einem RF-Schaltkreis zu erden und verbraucht extrem wenig Leistung pro Gate (in der Größenordnung von etwa 35 Milliwatt).
Da die logischen Gates jeweils zwei diskrete Niveaus erzeugen (zum Beispiel etwa Null (0) Volt und etwa fünf (5) Volt für die Mikro-Gate-Logikfamilie), ist die Amplitude des Gate-Ausgangs begrenzt und das Ausgangsniveau entspricht nicht einem sinusförmigen Signal hoher Amplitude, außer in dem Sinne, dass die Steigung des Rechteckwellen-Ausgangssignals sehr hoch ist, diese hohe Steigung hat den Effekt einer sehr großen sinusförmigen Amplitude hinsichtlich dem Minimieren der Zeitperiode, die im Übergang zwischen AN- und AUS-Leitungszuständen der FETs verbracht wird. Die Notwendigkeit für ein hohes sinusförmiges LO-Antriebsniveau ist deshalb durch die stark verbesserte Antriebswellenform-Gestalt mit hoher Steigung (Rechteckwelle) abgeschwächt, daher werden nur etwa 20 Milliwatt (mW) an Leistung benötigt, um die erfindungsgemäße Struktur zu betreiben. Dies kann verglichen werden mit etwa 200 Milliwatt für konventionelle Strukturen. Dieser Vorteil wird erreicht, weil die Form der Rechteckwelle ideal ist, oder wenigstens näher am Ideal als das konventionelle sinusförmige Signal.
Auch der Leistungsverbrauch ist reduziert, weil das Gate keine resistive Last antreibt, vielmehr treibt es die kleine kapazitive Last des FET-Kontaktkondensators an. Das Aufprägen einer Spannungswellenform über eine kapazitive Last verwendet oder verbraucht Leistung nicht in der Weise, wie es das Aufprägen einer Spannungswellenform über eine resistive Last würde. Im Allgemeinen ist es eine gute Ausgestaltungspraxis für eine Schaltkreiskomponente, eine gute Anpassung mit anderen Schaltkreiskomponenten und mit dem System als ein Ganzes bereitzustellen, derart, dass die Leistung, die auf einen Eingangsanschluss des Schaltkreises eintrifft, geeignet abgeschlossen und bevorzugt eher zu Wärme konvertiert als reflektiert werden sollte (es sei denn, solche Reflexionen werden in einem bestimmten Schaltkreis gewünscht). Wenn die Betriebsleistung eines Schaltkreises hoch ist, dann ist die verbrauchte Leistung auch hoch, weil die gesamte von dem Schaltkreis benötigte Energie normalerweise zu Wärme konvertiert wird, wenn der Schaltkreis geeignet abgeschlossen ist, um Reflexionen zu eliminieren.
Eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltkreises schließt nur etwa 13 dBm ab, was 20 Milliwatt sind. Der darauffolgende Schaltkreis erzeugt etwas größere Signalniveaus, welche idealer geformt sind, aber diese Signale werden an eine kapazitive Last angelegt und enden nicht in irgendeiner resistiven Last. In der Tat werden die Signale der kapazitiven Last des FET-Gates zugeführt, so dass der erfindungsgemäße Schaltkreis „leistungserhaltend" ist und die Gates selbst minimale Leistung benötigen, typischerweise nur etwa 35 Milliwatt, um ihre Mischerfunktion durchzuführen. Dieser Schaltkreis ist deshalb weit mehr leistungserhaltend als konventionelle Schaltkreise, welche ein konventionelles sinusförmiges LO-Antriebssignal großer Magnitude verwenden oder benötigen würden, oder als ein LO-Antrieb, der an einen Verstärker mit hohem Verstärkungsfaktor gekoppelt ist, um die 200 Milliwatt Betriebsleistung bereitzustellen.
Dieses erfindungsgemäße Leistungserhaltungs-Merkmal ist vorteilhaft für tragbare oder batteriebetriebene Radio-Produkte und könnte zum Beispiel von großem Vorteil in einem tragbaren Kommunikations-Mobilteil sein, in dem bessere Leistung bei bedeutend weniger Leistungsverbrauch, als mit konventionellen Strukturen erzielbar ist, erhalten werden würde. Die Erfindung stellt deshalb Leistungserhaltung in mobilen Radios und Modems, tragbaren Telefonen und anderen Geräten, die einen Mischer verwenden, besonders für batteriebetriebene Geräte, wo die Batterielebenszeit und/oder die abgestrahlte Leistung für eine bestimmte Betriebszeit von signifikanter Wichtigkeit sind, bereit. Natürlich würden selbst in stationären oder nicht-batteriebetriebenen Anwendungen die Vorteile der Leistungserhaltung erreicht werden. Sowohl in mobilen als auch stationären Anwendungen werden auch Wärmeerzeugung und Dissipations-Belange, die die Lebenszeit des Produktes reduzieren könnten, auch reduziert. Für Satelliten entwickelte Kommunikationsgeräte (typischerweise abhängig von der Batterie, der Brennstoffzelle oder Solarleistung), die große Mischer verwenden, können auch als Ergebnis der reduzierten Betriebsleistung und der reduzierten Wärmeleistungs-Erzeugung profitieren.
Separate Phasen (Φ1, Φ2) des sinusförmigen LO-Signals werden zu Anschlüssen von ersten und zweiten logischen Gates 121, 122 gekoppelt, hier CMOS „AND"-Gates, wie zum Beispiel die 74AHC1G08, die von Texas Instruments hergestellt werden. Die Fachleute, die grundlegende Kenntnisse im Fachbereich haben, werden im Lichte dieser Offenbarung begrüßen, dass andere logische Gates 121, 122 als „AND"-Gates wie zum Beispiel, aber nicht darauf beschränkt, NAND, OR, NOR, XOR und andere logische Gates verwendet werden können, entweder allein oder mit dem Hinzufügen von zusätzlichen Gates oder konditionierenden Schaltungen, und dass andere Logik-Familien als CMOS, wie zum Beispiel, aber nicht darauf beschränkt, TTL, ECL oder andere Logik-Familien verwendet werden können, um die ausgewählten Gates zu implementieren.
Die Gates 205, 206 bilden den Rechteckwellen-Erzeugungsschaltkreis und können alternativ mit anderen Schaltkreisen oder Geräten ersetzt werden, die ein Signal hoher Steigung in Reaktion auf die Eingangssinuskurve erzeugen. Zum Beispiel können Schottky-Dioden anstelle von Gates verwendet werden, um die Anwendbarkeit der Mischer in den Gigahertz (GHz)-Frequenzbereich zu erhöhen. Weiterhin kann es erwünscht sein, die Dioden von der Erde zu isolieren, indem Erdisolierung entweder innerhalb der Phasenteilermittel oder als ein erdfreier Antriebs-Schaltkreis bereitgestellt werden. In einigen Schaltungstopologien kann Erdisolation nicht notwendig sein. Unabhängige Vorspannungseingaben für die zwei CMOS „AND"-Gates erlauben das präzise Trimmen der Ausgangs-Rechteckwellen-Amplituden, welche nützlich beim Optimieren des Schnittpunkts zweiter Ordnung ist. Aufgrund der hervorragenden Verstärkung der CMOS-Logik-Gates wird sehr wenig sinusförmige LO-Antriebsleistung benötigt. Potentiell würde lediglich 0 dBm an sinusförmiger LO-Antriebsleistung, die auf die Gates angewandt wird, immer noch in normalem Mischerbetrieb resultieren. Eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Mischer-Vorrichtung erreicht einen Konversionsverlust von circa 6 dB, ein Rauschdiagramm von etwa 7 dB, einen Anschlussreflexionsverlust von etwa 15 dB, Isolation zwischen beliebigen Anschlüssen von mehr als etwa 40 dB, und eine Eingabe IP2 von etwa 90 dBm, und eine Eingabe IP3 von etwa 45 dBm. Diese Eingangsschnittpunkte (IP2 und IP3) werden nur mit einem +13 dBm – LO sinusförmigen Antriebsniveau erreicht.
In einer alternativen beispielhaften Mischer-Konfiguration (nicht gezeigt), die Source-zu-Source seriell verbundene FETs mit geerdeter Source bereitstellt, würden solche Mischer auch vorteilhafterweise mit einem von einem Rechteckwellen-LO-Signal abgeleiteten Antrieb bereitgestellt werden. Jedoch gibt es keine Notwendigkeit für einen Phasenteiler, da die FET-Source-Anschlüsse eines solchen Mischers geerdet sein würden, und die mit dem Mischer verbundene Last erdreferenziert sein würde. Eine solche Mischerkonfiguration würde nur das logische Gate benötigen, um das sinusförmige LO-Eingangssignal direkt zu erhalten.
In einer weiteren alternativen Ausführungsform, wenn die Last lediglich geerdet oder erdreferenziert ist, wobei dann ein erdfreier Rechteckwellenantrieb bereitstellt wäre, der differentiell über dem FET-Gate und den Source-Anschlüssen platziert ist, gibt es keine Notwendigkeit für einen abgestimmten Schaltkreis, und man kann einen nicht abgestimmten Diplexer mit seinem Nutzen und seinen Vorteilen verwenden. Daher würde kein Phasenteiler benötigt werden, aber ein Wandler würde bereitgestellt werden, um Erdisolation zu erreichen.
Deswegen sollte verstanden sein, dass die Verwendung von Rechteckwellen zum Antrieb der FET-Schalter nützlich ist, und noch signifikanter, die Verwendung von nicht-erdreferenzierten erdfreien Antrieben zwingend ist, und dass der größere Nutzen bezüglich Leistung durch die Kombination des Rechteckwellen-Antriebs mit erdfreien oder differentiellen Antriebsmerkmalen erzielt wird.
Mischer werden in Kommunikationselektroniken einschließlich mobilen Kommunikationssystemen und Geräten, Weltraumkommunikation, erdgebundenen Kommunikationsstationen, Instrumentierung und Testausrüstung verwendet, um nur einige wenige Mischeranwendungen zu nennen. Die bestimmte Ausführungsform des Geräts, die in Bezug auf 4 gezeigt und beschrieben wird, kann eine nützliche Bandbreite von bis zu mehreren 100 Megahertz aufweisen. Aber im Lichte der hierin bereitgestellten Offenbarung, mit geeigneten durch Fachleute bereits gewürdigten Modifikationen, erstrecken sich bereits andere Ausführungsformen der Erfindung auf diesen Bandbreiten-Bereich von mehreren zehn Gigahertz. Zum Beispiel kann die Erfindung auch in einer Basisstation-Anwendung verwendet werden, wo mehr als einen Misch- oder Frequenzkonversions-Prozess während der Abwärtskonversion des eintreffenden 900 MHz-Signals oder Signals höherer Frequenz auf ein Zwischenfrequenzsignal (IF) vorhanden sein kann, und dann eine zweite Abwärtskonversion von dieser Zwischenfrequenz auf ein Basisband vorhanden sein kann. In dieser Basisstation-Anwendung kann die erfindungsgemäße Mischervorrichtung für die zweite Konversion (IF-zu-Basisband) verwendet werden, um eine sehr hohe Linearität zu erhalten. Dies ist sinnvoll, weil das Endsystem eines solchen Systems normalerweise mit der Verstärkung von vorhergehenden Stufen fertig werden muss und daher bei höheren Signalniveaus arbeitet. Die Erhaltung der höheren Niveaus an Linearität ist in diesen Endsystemstufen wichtig, um den Schnittpunkt des gesamten Empfängers zu erhalten.
Es gibt andere Rechteckwellen-Wiedererzeugungs-Vorrichtungen und -Verfahren als logische Gates, die erdfrei in der hier beschriebenen Art und Weise verwendet werden könnten, und die Bandbreiten bis zu einem oder einige wenige Gigahertz aufweisen. Insbesondere kann ein Verfahren, das Abreiß-Dioden als Rechteckwellen-Erzeugungsmittel verwendet, bis zu etwa einigen wenigen Gigahertz angewandt werden, welches in einer kleinen Größe innerhalb einer erdfreien Umgebung implementiert werden kann. Ein Verstärker, der in starker Sättigung betrieben wird, wird auch eine sinusförmige Welle in eine Rechteckwelle konvertieren, indem er sie symmetrisch abschneidet. Sogar eine einfachere Ausführungsform des Mischer-Schaltkreises kann bereitgestellt werden, die es erlauben würde, dass das Niveau der Sinuswelle ausreichend hoch ist, und durch Verwendung von aufeinanderfolgenden Schottky-Dioden würde die große Amplitude der Sinuswelle in eine Rechteckwelle niedrigerer Amplitude abgeschnitten. Während diese alternative Technik nicht sehr leistungseffizient wäre und relativ große Sinuswellen-Leistungsniveaus erfordern würde, wäre sie elegant und könnte bei Mikrowellenfrequenzen bis zu mehreren Zehnfachen eines Gigahertz implementiert werden, zum Beispiel von etwa 1 GHz bis 50 GHz oder mehr. Deswegen kann ein solcher Schaltkreis auch für den Betrieb ein Mobilfunkband und/oder PCS-Bandfrequenzen bereitstellen.
Eine kleine physikalische Geräte- oder Komponentengröße ist wichtig, wenn versucht wird, eine Komponente erdfrei zu machen, weil große physikalische Dimensionen typischerweise einen großen Betrag an kapazitiver Kopplung oder induktiver Störeffekte zwischen den Komponenten und der Erdungsebene des Schaltkreises oder auf die Umgebung des Schaltkreises impliziert. Dadurch, dass die Dimensionen der logischen Gates, die die Rechteckswelle erzeugen, klein gehalten werden (was leicht durch Verwendung von bereits verfügbaren kommerziellen Logik-Gate-Chips oder anwendungsspezifisch gestalteten und hergestellten logischen Gates erreicht wird), wird die Kopplung minimiert, und es ist möglich, Schaltkreise erdfrei zu machen und sie von Erde oder der Umgebung sehr effektiv zu isolieren. Diese kommerziellen logischen Gates kosten in der Größenordnung von weniger als 1 Dollar pro Gate bei kleinen Anzahlen, und Bruchteile eines Dollars pro Gate in großen Mengen, so dass die Verwendung von solchen Gates in dem Mischer signifikante Kostenvorteile ebenso wie Leistungsvorteile aufweist. Umschaltvorrichtungen wie zum Beispiel FETs haben unerwünschte Charakteristika bei Übergangspunkten beim Abgleichen eines kurzgeschlossenen und eines offenen Schaltkreises. Für eine Umschaltvorrichtung ist es vorzuziehen, dass die Vorrichtung entweder als kurzgeschlossener oder als offener Schaltkreis betrieben wird, und dass schnell zwischen den beiden Zuständen umgeschaltet wird. Um von einem in den anderen Zustand zu gelangen, muss die Umschaltvorrichtung einen Übergangszustand durchlaufen. Während des Übergangszustands oder während der Übergangsphase zeigt der Transistor, die Diode, oder ein anderes Umschaltelement oder ein anderer Umschalt-Schaltkreis, der verwendet wird, den maximalen Betrag an Nichtlinearität, erzeugt den maximalen Betrag an Verzerrungskomponenten, und koppelt einen maximalen Betrag an Rauschen in den Schaltkreis ein. Die Störung (oder Zerstörung) der Mischeranschluss-Anpassung und Mischerisolation ist typischerweise schlimmer während der Übergangsphase als zu jeder anderen Zeit, weil der nicht ideale (und typischerweise zeitvariierende) Impedanzwert, der durch den Schalter während des Übergangs gezeigt wird, eine andere Impedanz ist, als die zu haben der Schaltkreis gestaltet wurde. Deswegen muss der Mischerschaltkreis umso weniger die Umstände überdauern, die mit den Übergangsphasen-Charakteristika verbunden sind, je schneller sich das Umschalten durch die Übergangsphase bewegt. Eine „ideale Rechteckswelle" ist unendlich schnell und verbringt keine Zeit in dem Übergang. Die ideale Rechteckswelle weist auch eine fünfzig Prozent (50%)-Einschaltdauer und perfekte Signalsymmetrie (zum Beispiel 180 Grad) auf. Rückkopplungsschaltkreise können auch optional verwendet werden, um sicherzustellen, dass perfekte Symmetrie- und Einschaltdauer-Charakteristika über einen Bereich von Betriebsbedingungen und Umgebungen genau aufrecht erhalten werden. In der Praxis durchläuft eine reale Rechteckswellen- oder Pseudo-Wellenform mit hoher Anstiegsrate, die aber etwas bandbreitenbeschränkt ist, die Übergangsphase in einer minimalen Zeit. Aus diesen und anderen Gründen ist die Rechteckswelle eine optimale Wellenform zum Betreiben einer Mischervorrichtung.
Alle Vorzüge für das Verfahren einer Struktur zur Reduktion von Intermodulationsverzerrung als ein Ergebnis einer aufeinanderfolgenden (Source-zu-Source) seriellen Verbindung der FETs, die einen Schalter in US-Patent Nr. 5,513,390 bilden, der hierin durch Referenz enthalten ist, bleiben gültig, und die Verwendung der Rechteckwelle, um die FET-Schalter anzutreiben, reduziert weiter die Verzerrung, die andernfalls eine Auslöschung erfordert, und stellt auch die bereits beschriebenen zusätzlichen Vorzüge bereit. Das Paar von seriell verbundenen Mischer-FETs in der erfindungsgemäßen Mischervorrichtung bietet den Vorzug von verbesserter Linearität und reduzierter Verzerrung gegenüber der eines einzelnen FET.
In Bezug auf die Signal-Misch-Strukturen und -Verfahren im Allgemeinen sind die Verwendung der seriell verbundenen (Source-zu-Source)-Feldeffekttransistoren (FETs), um die Intermodulationsverzerrung in einem Mischer zu reduzieren, und andere Vorteile in US-Patent-Nr. 5,752,181 , das hierin durch Referenz eingebunden ist, beschrieben worden.
6 zielt darauf ab, zu illustrieren, wie End-zu-End-FETs Intermodulationsverzerrung in dem Mischerschaltkreis auslöschen. Für den Schaltkreis in 6 sind die Gate-zu-Source-Spannungen für jeden FET gleich und auch gleich der FET-Steuerspannung. Weiterhin ist die Summe der Gate-zu-Source-Spannung und der Source-zu-Drain-Spannung gleich der Gate-zu-Drain-Spannung. Deshalb gilt: Vg1s1 = Vcontrol Vg2s2 = Vcontrol Vg1d1 = Vg1s1 + Vs1d1 Vg2d2 = Vg2s2 + Vs2d2.
In erster Näherung ist Vs₁d₁ = –Vs₂d₂, wobei Vs₁d₁ die Source-zu-Drain-Spanung über den Transistor Q1 ist, und Vs₂d₂ die Source-zu-Drain- Spannung über Transistor Q2 ist. In erster Näherung gilt auch ΔR_ds = c × Δ V_gd, was besagt, dass der Kanalwiderstand über den Drain-zu-Source-Kanal (ΔR_ds) linear (bezüglich einer multiplikativen Konstante c) zur Gate-Vor-Spannung (ΔV_gd) ist. Diese Annahme ist nahezu korrekt während der Zeit, während die FETs sehr leitfähig sind. Es ist zu beachten, dass die zwei FETs ideal angepasst sind, und zwar derart, dass sie sich identisch verhalten, und wenn Rd₁d₂ der Gesamtserienwiderstand der zwei FETs Q1 und Q2 ist, und die Änderung des Kanalwiderstands ΔRd₁d₂ die Komponente des Kanalwiderstands ist, die Intermodulationsverzerrung hervorruft, dann gilt: ΔRd1d2 = c × (ΔVg1d1 + ΔVg2d2) = c × (Vs1d1 + Vs2d2) = 0
Das kleine Signal läuft durch die FET-Kanalkombination, ohne ihren Widerstand zu Steuern/Regeln. Diese Bedingung ist äquivalent zu unendlich großer Intermodulationsunterdrückung. Dies ist die Technik, die in dem Mischer verwendet wird, um zu helfen, die Intermodulationsverzerrung zu reduzieren.
Aspekte der Verzerrungs-Auslöschung von in Serie verbundenen FETs werden nun beschrieben. Wenn eine Signalspannung an den Drain eines FETs angelegt wird, gibt es eine Spannung V_ds = V_sig über dem Kanal des FETs. Unabhängig von der Gate-Spannung ist der Kanalwiderstand (und die Impedanz) des FETs nicht konstant, aber durch die Spannung V_sig moduliert. Das Ergebnis oder der Effekt dieses Prozesses sind Nichtlinearitäts-Verzerrungssignale, die über dem Kanal erzeugt wurden und als eine Verzerrungsspannung V_dist erscheinen. Daher ist die Gesamtspannung über dem FET-Drain bis zum Source-Kanal (V_ds) die Summe der Signalspannung (V_sig) und der Verzerrungsspannung (V_dist), derart, dass: Vds = Vsig + Vdist.
Im Allgemeinen kann das Verzerrungssignal in zwei verschiedene Komponenten getrennt werden. Die erste Komponente ist die Verzerrungsspannung (V_dist,odd) „ungerader Ordnung". Sie hat die Eigenschaft, die Vorzeicheninformation der Signalspannung, die sie erzeugt hat, zu erhalten, wobei: V_dist,odd(–V_sig) = V_dist,odd(V_sig)
Auf der anderen Seite erhält die Verzerrungsspannung (V_dist,even) „gerader Ordnung" die Vorzeicheninformation nicht, so dass: Vdist,even(–Vsig) = Vdis,even(Vsig)
Wenn zwei FETs seriell aufeinanderfolgend verbunden werden, wobei ihre jeweiligen Sources und ihre jeweiligen Gates aneinander gebunden werden, kann eine Signalspannung V_sig an das FET-Paar als Potentialdifferenz zwischen den beiden Drains D₁ und D₂ angelegt werden. Dies resultiert in den Beziehungen: Vds1 = Vsig/2 Vds2 = –Vsig/2wobei V_ds1 die Drain-zu-Source-Spannung für den ersten FET und V_ds2 die Drain-zu-Source-Spannung für den zweiten FET ist und die Gesamtspannung zwischen beiden aufgeteilt wird. Berücksichtigt man die Verzerrungskomponenten, so sind die relevanten Spannungen: Vds1 = Vsig/2 + Vdist,odd(Vsig/2) + Vdist,even(Vsig/2) Vds2 = –Vsig/2 + Vdist,odd(–Vsig/2) + Vdist,even(–Vsig/2)
Aus der Verwendung der Definitionen von Verzerrung gerader und ungerader Ordnung wie oben beschrieben folgt: Vds1 = Vsig/2 + Vdist,odd(Vsig/2) + Vdist,even(Vsig/2) Vds2 = –Vsig(2 – Vdist,odd(Vsig/2) + Vdist,even(Vsig/2)
Wenn diese Verbindung von FETs in einem Mischer auftritt, ist die Verzerrung, die an den umgebenden Schaltkreis und an den Ausgangsanschluss des Mischers gekoppelt wird, die Differenz im Potential zwischen den beiden Drains: Vds1 – Vds2 = Vsig + [2 × Vdist,odd(Vsig/2)]
Daher kann in der Theorie eine vollständige Auslöschung der Verzerrung gerader Ordnung auftreten, während keine Auslöschung von Verzerrung ungerader Ordnung erhalten wird. Diese Beziehungen gelten unabhängig davon, ob der FET-Drain D2 geerdet ist oder nicht.
Mehrere Vorzüge folgen aus den FET-Paar-Konnektivitäts- und Spannungsbeziehungen. Als erstes erfordert eine vollständige Auslöschung der Intermodulationsverzerrung, dass die Verzerrung in exakt gleicher Größe innerhalb eines jedem der beiden FETs erzeugt wird und in entgegengesetzte Richtungen summiert wird, um die Verzerrungsauslöschung zu erreichen. Wo eine kleine Variation in der Größe vorhanden sein kann, so wie sie durch normale Variation des Geräteprozesses vorhanden sein kann, wird die Verzerrung dem Grad der Anpassung entsprechend reduziert.
Zweitens erfordert die Erzeugung von Verzerrung gleicher Größe durch jeden Transistor (FET), dass die Transistoren zu allen Zeiten identische Gate-Source-Spannungen (V_gs) aufweisen, d. h. während allen Phasen des Steuerungs-/Regelungs-Signals (zum Beispiel Lokaloszillator). Diese zweite Bedingung ist in der Erfindung streng erfüllt, weil die zwei FETs gemeinsame Gate-Anschlüsse und gemeinsame Source-Anschlüsse haben, so dass diese Anschlusspaare immer auf dem gleichen Spannungspotential liegen, und zwar unabhängig von dem absoluten Spannungspotential oder der Zeit.
Drittens profitiert die Verzerrungsauslöschung auch davon, dieselbe Drain-zu-Source-(V₉₅-Spannung) für die zwei FETs in jedem Schalter zu allen Zeiten zu haben. Diese Bedingung ist auch vorhanden, weil die identischen Gate-zu-Source-Spannungen (V₉₅) in demselben Kanalwiderstand für die zwei FETs resultiert, die in einem identischen Spannungsabfall über den zwei FET-Kanälen resultiert.
Schließlich wird die durch jeden der zwei FETs erzeugte Verzerrung, die als ein Paar betrieben werden, durch die aufeinanderfolgende serielle Konnektivität zwischen den zwei FETs summiert, so dass die Verzerrung ausgelöscht wird. Diese Bedingung wird in der Erfindung durch die gemeinsame Source-Verbindung der zwei FETs erfüllt, und durch die Verbindung der zwei Drains des FET-Paars mit den Mischer-Anschlüssen.
Konversionsverlust, Rauschdiagramm und Intermodulationsunterdrückung werden durch die Verwendung eines Rechteckwellen-Gate-Antriebs noch weiter verbessert. Die Rechteckwelle schaltet die Mischer-FETs schnell zwischen AN- und AUS-Zuständen um und vermeidet somit den verlustreichen und nichtlinearen Übergangszustand im Wesentlichen. Weitere Verbesserungen bei der Intermodulationsunterdrückung zweiter Ordnung werden durch Bereitstellung einer präzisen Abstimmung in dem Mischerschaltkreis erreicht, der beim Aufrechterhalten der Auslöschung ungewollte Mischer-Produkte unterstützt. Die gewünschte Abstimmung und die in einer Ausführungsform erreichte Leistung ist wenigstens teilweise den idealen Charakteristika des abgestimmten Reflexionswandlers zuzuordnen, der Nichtlinearitäten zweiter Ordnung auslöscht.
Isolationswandler werden bevorzugt an den RF- und IF-Anschlüssen verwendet, ebenso wie an den CMOS-Gate-Eingängen, um die Abstimmung des Mischprozesses zu erhalten. Die Abstimmung wird bevorzugt noch weiter verbessert durch Bereitstellung eines gut angepassten LO-Phasenteiler-Wandler 623 in dem Mischer 600, wobei die Eingangsserienwiderstände (zum Beispiel R12, R13, R14, R15) addiert werden, um Stehwellen in dem Wandler 623 vollständig zu eliminieren. Die Widerstände R12 bis R15 entlang mit den Kondensatoren C19 bis C20 entkoppeln das LO-Signal von der Gate-Vorspannung. Diese Struktur stellt eine sehr genaue Phasensteuerung/Regelung sicher. Die Fachleute, die grundsätzliche Kenntnisse in dem Fach haben, werden im Lichte der hierin bereitgestellten Beschreibung die Vorzüge der Bereitstellung eines Rechteckwellen-Umschalt-Antriebssignals schätzen, aber können vielleicht nicht sofort die Art und Weise anerkennen, in welcher die erfindungsgemäße Struktur und das erfindungsgemäße Verfahren die Mittel zum Erreichen eines Rechteckwellenantriebs in dem Mischer-Schaltkreis bereitstellen, ohne andere Bedingungen des Schaltkreises oder des Systems nachteilig zu beeinflussen, um eine hohe Leistungsfähigkeit zu erhalten. Die erfindungsgemäße Struktur stellt einen synergetischen Satz von Strukturen und einen Prozessor zum Einführen von Rechteckwellen in dem Mischer bereit. Auch ist es schwierig, Rechteckwellenantrieb über ein breites Band an Frequenzen in abgestimmter Form und/oder in erdisolierter Form zu implementieren, und dies ist auch nicht offenbart oder vorgeschlagen durch konventionelle Strukturen oder Verfahren, die den Erfindern bekannt sind.
Wenn die Rechteckwellen nur an einem Punkt in dem Schaltkreis, wo die Rechteckwellensignale immer noch erdreferenziert werden, erzeugt würden, würde ein Bereich des Mischerschaltkreis-Designs etwas vereinfacht im Vergleich zu dem erfindungsgemäßen Mischerschaltkreis sein, in welchem die Rechteckwellen-Antriebssignale getrennt von der Erdisolation erzeugt werden; allerdings würde in solch einem Schaltkreis ein weiteres Erfordernis vorhanden sein, um die erdreferenzierte Rechteckwelle durch einen Isolationswandler durchzuleiten.
Es ist wohl bekannt, dass Rechteckwellen eine sehr große Bandbreite aufweisen. So lange der/die Wandler eine unglaublich hohe Leistung aufgewiesen haben, einschließlich natürlich einer sehr großen Bandbreite, würde solche/ein solcher Isolationswandler die Bandbreite begrenzen und allenfalls die Rechteckwelle verzerren, und man würde mit einem verzerrten Ausgangssignal enden, das nicht länger wie das Eingangsweliensignal aussehen würde oder sich wie das Ausgangswellensignal verhalten würde, und nicht länger derart arbeiten würde, um die Umschalter wie benötigt anzutreiben. Die Implementierung von solchen Wandlern sehr hoher Leistung mit den zugehörigen hohen Kosten in einem Mischer würde wahrscheinlich nicht praktikabel sein, selbst wenn solche optimalen Wandler verfügbar wären. Es wird auch angemerkt, dass digitale Schaltkreise, die logische Gates aufweisen, wie zum Beispiel CMOS „AND"-Gates, im Allgemeinen erdreferenziert sind, so dass die Anwendung von digitalen Gates in einer erdfreien Signalumgebung insbesondere in einem analogen Schaltkreis vorteilhaft, aber recht ungewöhnlich ist. Schließlich sollte angemerkt werden, dass ein Rechteckwellenantrieb (in erdfreier oder nicht erdfreier Umgebung) wie zum Beispiel eine Rechteckwellenvorrichtung, die digitale logische Gates verwendet, auch abseits des Mischerschaltkreises verwendet werden kann.
Die FET-Umschaltnetzwerke 668, 669 werden nun in Bezug auf die in 4 illustrierte Ausführungsform beschrieben. Das FET-Paar Q1 wird durch ein paar von identischen MESFETs gebildet, von denen jeder einen Drain (D1, D2), ein Gate (G1, G2) und eine Source (S1, S2) aufweist, die miteinander verbunden sind, um einen Umschaltschaltkreis 671 mit vier Anschlüssen zu bilden. Der erste Umschaltschaltkreis 671 wird durch den Rechteckwellenausgang des Gates U1 646 ein- und ausgeschaltet, der kapazitiv an die Gates von Q1 über Kondensator C10 673 gekoppelt ist. Es ist zu beachten, dass die Gates der FETs, die Q1 ausmachen, direkt miteinander verbunden sind, und dass die Sources auch miteinander verbunden sind, so dass die zwei FETs seriell aufeinanderfolgend (Source-zu-Source) verbunden sind. Die Kondensatoren C10 und C11 dienen dazu, dem Gate-Anschluss Q1 zu erlauben, sich selbst mit Vorspannung zu versehen, während die Widerstände R4 und R5 dazu dienen, den Selbst-Vorspannungspunkt weiter zu steuern/regeln, und zwar durch eine Gate-Erdrückführung. Der zweite Umschaltschaltkreis Q2 672, Kondensator C11 674 und Widerstand R5 680 arbeiten auf dieselbe Art und Weise. Der Widerstand R3 682 bindet die zwei Umschaltnetzwerke 668, 669 zusammen an den gemeinsamen FET-Source-Knoten, und ein Widerstandswert (hier 150 Ohm) wird gewählt, um die Intermodulationsunterdrückung zweiter Ordnung zu maximieren. Die Intermodulationsunterdrückung zweiter Ordnung wird durch R3 positiv beeinflusst, weil er Q1 und Q2 auf gleichen Potentialen hält, aber diese isoliert.
Das exemplarische RF/IF-Symmetrieschaltungs-Netzwerk 583 wird nun in Bezug auf die in 4 illustrierte Ausführungsform beschrieben. Die Wandler T4, T5 und T6 (684, 685, 686) arbeiten als ein Symmetrieschaltungs-Netzwerk 687. Für einen Mischer, der als Abwärtskonvertierer arbeitet, tritt RF-Signalenergie in den Mischer an R-Anschluss 688 ein, wo er erdisoliert durch RF-Anschluss-Isolationswandler T6 686 ist, durch die DC-Sperr-Kondensatoren C1 689 und C2 690, wenn das RF-Signal in den abgestimmten Reflexionswandler T4 684 eintritt. Umschaltnetzwerke Q1 und Q2 (671, 672) sind mit der Reflexionsebene 691 von Wandler T4 634 derart verbunden, dass die RF-Signalenergie von Q1–Q2 wegreflektiert und als IF-Signal in den IF-Isolationswandler C5 685 und aus dem I-Anschluss 692 austritt. Eine geringfügige kapazitive Asymmetrie in dem Symmetrieschaltungs-Netzwerk, falls vorhanden, kann mittels der Kondensatoren C6 693, C7 694, C8 695 und C9 696 ausgeglichen werden. Mittel zum Einkoppeln einer Drain-Spannung bei einer Spannung V_dd für Q1 und Q2 werden durch das Filternetzwerk C3 697, C4 698 und C5 599 und L1 700, und durch die Widerstände R1 701, R2 702 und R16 703, R17 704 bereitgestellt. Die vier Widerstände (R1, R2, R16, R17) sind gewählt, um eine übermäßige Last der RF-Isolationswandler T6 und T4 zu verhindern.
Beispielhafte Super-Mischer-Ausführungsform zum Frequenz-Abwärtskonvertieren
Nachdem eine Ausführungsform in Bezug auf den Schaltkreis in 4 beschrieben worden ist, beschreiben wir nun eine zweite Mischer-Ausführungsform 700, die insbesondere für einen Frequenz-Abwärts-Verbindungsmischerschaltkreis in Bezug auf 5 geeignet ist. Es wird aus einer Untersuchung der Schaltkreise in 4 und 5 offensichtlich, dass die primären funktionalen und strukturellen Komponenten für beide Ausführungsformen dieselben sind, und dass nur die RF-/IF-Symmetrieschaltungs-Netzwerkschaltkreise modifiziert worden sind. Insbesondere sind die Kondensatoren C6 693, C7 694, C8 695 und C9 696, die im in 4 gezeigten Schaltkreis des Aufwärts-Konverters bereitgestellt sind, in der Abwärtsverbindungs-Ausführungsform von 5 eliminiert worden und mit Kondensator C6 (1,8 pF) ersetzt worden, der mit dem Drain(D)-Anschluss des oberen FET-Entschalter in Schalter Q2 in der Ausführungsform von 5 verbunden ist. Die Verwendungen des R-Anschlusses und des I-Anschlusses sind bei den Ausführungsformen ebenfalls umgedreht worden. Diese unterschiedlichen Elemente stellen einen optimaleren Betrieb, der für Aufwärts- oder Abwärtsfrequenz-Konversionsbetrieb erwünscht ist, in den jeweiligen Schaltkreisen bereit, allerdings kann jede der Ausführungsformen für die Aufwärts- oder Abwärtskonversion mit einem gewissen Leistungsverlust verwendet werden.
Eine dritte Ausführungsform eines alternativen Mischers 800 ist in 7 illustriert. In dieser Ausführungsform sind mehrere klar optionale Komponenten aus dem Mischer-Schaltkreis eliminiert worden. Hier sind zum Beispiel die Widerstandsnetzwerke R16, R18, R19, R1 und R17, R20, R21, R2, die in dieser Seriell-Parallel-Kombination von 4 und 5 für Leistungsverarbeitungsempfänger auf zwei Widerstände RA, RB vereinfacht wurden. Auch sind die in der LO-Eingangsstufe bereitgestellten Widerstände (R14, R15, R12, R13) für die LO-Entkopplung eliminiert worden, wie auch die Widerstände R4, R5 für die FET-Gate-Selbst-Vorspannung in dem Gate-Antriebsschaltkreis.
Eine weitere Leistungsverbesserung für den erfindungsgemäßen Mischer (sowohl Aufwärts- als auch Abwärtsfrequenz-Konversionsmischer) kann durch Bereitstellen eines Temperatur-Kompensationsschaltkreises zum Kompensieren der Logik-Gate-Schaltkreise für die Betriebstemperatur realisiert werden. In solch einer Ausführungsform wie in 8 gezeigt greift ein Spannungsteiler-Paar aus Widerständen die V_dd-Spannung von dem Versorgungsanschluss des Chips ab, teilt die Spannung in zwei Hälften und gibt die halbe Spannung an das Gate aus, um den Betriebspunkt festzulegen. Diese Kompensation ist wünschenswert, weil entdeckt wurde, dass beim Überschreiten des Betriebstemperaturbereichs des Mischers zumindest eine gewisse Kompensation wünschenswert ist, weil das bestimmte CMOS-Gate (Modell Nr. 74AHC1GOB), welches von Texas Instruments, Inc. hergestellt wird, eine interne Referenzspannung aufweist, die der Temperatur driften kann, und es ist für den Vorspann-Punkt wünschenswert, mit der driftenden Referenzspannung zu driften. Wenn sich die Umgebungstemperatur ändert, gibt der Temperatursensor eine proportionale Spannung aus. Am Anfang, bei Raumtemperatur, ist Widerstand R2 auf 5 Volt für die Gate-Vorspannung gesetzt. Sowie sich die Temperatur ändert, wird diese anfängliche Spannung an R3 an die Temperaturgrenzen von –10°C und +60°C angepasst, um Gate-Vorspannungsänderungen zu kompensieren.
In jeder der exemplarischen Super-Mischer- und System-Topologie-Ausführungsformen sind bestimmte Elemente bereitgestellt, die die Leistung verbessern oder optimieren, aber diese Komponenten sind nicht notwendig, um die Erfindung auszuführen und könnten vollständig eliminiert werden. Während einige Leistungsverluste erwartet werden können, würden die Schaltkreise immer noch arbeiten, und so lange wie andere Modifikationen innerhalb der gewöhnlichen Fachkenntnisse gemacht werden würden, um das Entfernen oder die Eliminierung auszugleichen, würde ein solcher Schaltkreis immer noch besser funktionieren als die konventionellen Strukturen und Verfahren.
Die vorausgegangene Beschreibung hat zum Zwecke der Erläuterung eine spezifische Nomenklatur verwendet, um ein vollständiges Verständnis der Erfindung bereitzustellen. Allerdings ist es für den Fachmann offensichtlich, dass bestimmte Details nicht notwendig sind, um die Erfindung auszuführen. In anderen Beispielen sind gut bekannte Schaltkreise und Vorrichtungen in Blockdiagramm-Form gezeigt, um unnötige Ablenkung von der zugrunde liegenden Erfindung zu vermeiden. Daher werden die vorausgegangenen Beschreibungen von spezifischen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zum Zwecke der Illustration und Beschreibung aufgezeigt. Es ist nicht beabsichtigt, dass diese vollständig sind oder die Erfindung auf die genau offenbarten Formen einschränkt, sondern es sind offensichtlich viele Modifikationen und Variationen im Lichte der obigen Lehre möglich. Die Ausführungsformen wurden gewählt und beschrieben, um die Grundsätze der Erfindung und ihre praktischen Anwendungen am besten zu erklären, um damit andere Fachleute in die Lage zu versetzen, die Erfindung und verschiedene Ausführungsformen mit verschiedenen Modifikationen, wie sie am besten geeignet für die bestimmte genannte Verwendung sind, zu verwenden. Es ist beabsichtigt, dass der Anwendungsbereich der Erfindung durch die folgenden Ansprüche und ihre Äquivalente definiert ist.

Claims

Mischer (32; 100; 600), umfassend: einen Lokaloszillatoreingabeanschluss (120; 622) zum Empfangen eines extern erzeugten sinusförmigen Lokaloszillatorsignals (LO) bei einer Lokaloszillatorfrequenz; wenigstens eine Frequenzmischvorrichtung (36a, 36b; 150) zum Erzeugen eines Ausgabesignals an einem Ausgabeanschluss (34, 35; 230) bei einer Ausgabesignalfrequenz, gekennzeichnet durch ein mit dem Lokaloszillatoreingabeanschluss (120; 622) gekoppeltes Phasenteilermittel (38; 110; 621) zum Empfangen des extern erzeugten sinusförmigen Lokaloszillatorsignals (LO) und zum Erzeugen von ersten und zweiten phasenseparierten sinusförmigen Signalen (Φ₁, Φ₂) bei der Lokaloszillatorfrequenz, die im Wesentlichen zueinander eine 180°-Phasendifferenz aufweisen; ein mit dem Phasenteilermittel (38; 110; 621) gekoppeltes Erdungsisolationsmittel (39a, 39b; 115a, 115b; 642, 643) zum Erzeugen von ersten und zweiten erdfreien Differenzsignalpaaren (Φ_1f, Φ_2f) bei der Lokaloszillatorfrequenz aus den ersten bzw. zweiten phasenseparierten sinusförmigen Signalen (Φ₁, Φ₂); ein mit dem Phasenteilermittel (38; 110; 621) gekoppeltes Rechtecksignalerzeugungsmittel (40a, 40b; 130; 640, 641) zum Erzeugen von ersten und zweiten erdfreien Rechtecksignalen (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) aus den ersten bzw. den zweiten erdfreien Differenzsignalpaaren (Φ_1f, Φ_2f); wobei die wenigstens eine Frequenzmischvorrichtung (36a, 36b; 150) eine erste Schaltvorrichtung (36a; 160) und eine zweite Schaltvorrichtung (36b; 170) aufweist und die ersten und zweiten erdfreien Rechtecksignale (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) sowie ein Eingabesignal von einem Eingabeanschluss (34, 35; 200) bei einer Eingabefrequenz empfängt und ein Ausgabesignal an einem Ausgabeanschluss (34, 35; 230) bei einer Ausgabesignalfrequenz erzeugt, wobei jedes erdfreie Rechtecksignal (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) eine Vorder- und Hinterflanke mit einer hohen Änderungsrate derart aufweist, dass die erste Schaltvorrichtung (36a; 160) präzise auf AN schaltet, wenn die zweite Schaltvorrichtung (36b; 170) auf AUS schaltet, um eine in dem Übergang zwischen den AN- und AUS-Leitungszuständen der Schaltvorrichtung (36a, 36b; 160, 170) aufgewendete Zeitspanne zu minimieren; und ein Eingabe-/Ausgabesignalseperationsmittel (33; 180) zum Separieren des Ausgabesignals von dem Eingabesignal und zum Leiten des Ausgabesignals zu einen Ausgabeanschluss (34, 35; 230).
Mischer nach Anspruch 1, wobei das erdfreie Rechtecksignal (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) eine Anstiegsrate aufweist, die kürzer ist als im Wesentlichen 300 Pikosekunden, und eine Abfallzeit aufweist, die kürzer ist als im Wesentlichen 300 Pikosekunden.
Mischer nach entweder Anspruch 1 oder 2, wobei das Rechtecksignalerzeugungsmittel (40a, 40b; 130; 640, 641) eine bistabile Schaltung umfasst, die eine im Wesentlichen konstante erste Amplitudenausgabe in Antwort auf ein Empfangen einer ersten Eingabe, die eine erste Eingabespannungsamplitude im Bereich zwischen S1 und S2 aufweist, erzeugt und eine zweite im Wesentlichen konstante Spannungsamplitudenausgabe, die sich von der ersten Spannungsamplitude unterscheidet, in Antwort auf ein Empfangen einer zweiten Eingabe, die eine zweite Eingabespannungsamplitude im Bereich zwischen S3 und S4 aufweist, erzeugt.
Mischer nach Anspruch 3, wobei die bistabile Schaltung ein Logik-Gate (310, 312; 646, 647) mit ersten und zweiten Ausgabe-Logik-Zuständen umfasst.
Mischer nach Anspruch 4, wobei das Logik-Gate (310, 312; 646, 647) aus der Gate-Gruppe ausgewählt ist, die sich aus AND, NAND, OR, NOR, XOR, XNOR sowie Kombinationen daraus zusammensetzt.
Mischer nach Anspruch 4, wobei das Logik-Gate (310, 312; 646, 647) ein AND-Gate umfasst.
Mischer nach einem der Ansprüche 4 bis 6, wobei das Logik-Gate (310, 312; 646, 647) eine komplementäre (-180°-) Wellenform erzeugt, und wobei keine Symmetrieschaltung notwendig ist.
Mischer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Frequenzmischvorrichtung (36a, 36b; 150) eine Mehrzahl von FETs umfasst.
Mischer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Frequenzmischvorrichtung (36a, 36b; 150) eine Mehrzahl von GaAs-FETs umfasst.
Mischer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schaltvorrichtung (36a, 36b; 160, 170) zwei Paare von Source-zu-Source in Reihe geschalteten FETs umfasst.
Mischer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Eingabesignal ein Radiofrequenz(-RF-)-Signal ist und das Ausgabesignal ein Zwischenfrequenz(-IF-)-Signal ist.
Mischer nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei das Eingabesignal ein Zwischenfrequenz(-IF-)-Signal ist und das Ausgabesignal ein Radiofrequenz(-RF-)-Signal ist.
Mischer nach einem der Ansprüche 3 bis 7, wobei die erste Eingabespannungsamplitude im Bereich zwischen circa –0,5 Volt und +0,5 Volt liegt, und die zweite Eingabespannungsamplitude im Bereich zwischen circa 3,5 Volt und 6 Volt liegt.
Mischer nach Anspruch 1, wobei der Mischer (32; 100; 600) als dreifachsymmetrischer passiver Reflexion-FET Mischer konfiguriert ist, der eine Rechtecksignal-Lokaloszillator-Regenerationsschaltung aufweist und ein im Wesentlichen rechteckförmiges Signal aus einem im Wesentlichen sinusförmigen Lokaloszillatorsignal regeniert.
Verfahren zum Erzeugen eines gering verzerrten Mischerausgabesignals in einem Mischer (32; 100; 600) mit einem Signalmischelement, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass es folgende Schritte umfasst: Erzeugen eines erdfreien Rechteckmischerschaltsignals (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei einer Lokaloszillatorfrequenz aus einem extern erzeugten sinusförmigen Lokaloszillatorsignal (LO); Ansteuern des Signalmischelements (36a, 36b; 150) mit dem Rechteckmischerschaltsignal (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ), um das Signalmischelement (36a, 36b; 150) rasch entweder in einen AN-Leitungszustand dann, wenn das Rechteckmischerschaltsignal (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei einem ersten Signalniveau liegt, oder in einen AUS-Leitungszustand dann, wenn das Rechteckmischerschaltsignal (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei einem zweiten Signalniveau liegt, zu versetzen, und um die Zeitspanne zu minimieren, in der das Signalmischelement (36a, 36b; 150) sich in einem Zwischenleitungszustand zwischen den An- und AUS-Leitungszuständen befindet; und Erzeugen des Mischerausgabesignals als ein Produkt aus dem Rechteckmischerschaltsignal (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei der Lokaloszillatorfrequenz und einem zweiten Eingabesignal, wobei Verzerrungssignalkomponenten in dem Mischerausgabesignal reduziert werden, indem die im Übergang zwischen den AN- und AUS-FET-Leitungszuständen aufgewendete Zeitspanne reduziert wurde.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei das Signalmischelement (36a, 36b; 150) wenigstens einen FET umfasst, und wobei der Schritt des Ansteu erns des Signalmischelements (36a, 36b; 150) ein Ansteuern des FETs mit dem Rechteckmischerschaltsignal (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) umfasst, um den FET rasch entweder in einen AN-Leitungszustand dann, wenn das Rechteckmischerschaltsignal (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei einem ersten Signalniveau liegt, oder in einen AUS-Leitungszustand dann, wenn das Rechteckmischerschaltsignal (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei einem zweiten Signalniveau liegt, zu versetzen, und um die Zeitspanne zu minimieren, in der sich der FET in einem Zwischenleitungszustand zwischen den AN- und AUS-Leitungszuständen befindet.
Verfahren nach entweder Anspruch 15 oder 16, wobei der Schritt des Erzeugens des Rechteckmischerschaltsignals (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei einer Lokaloszillatorfrequenz ein Erzeugen eines im Wesentlichen rechteckförmigen Signals mit einer Anstiegszeit, die kürzer ist als im Wesentlichen 300 Pikosekunden, und einer Abfallzeit, die kürzer ist als im Wesentlichen 300 Pikosekunden, umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 17, wobei der Schritt des Erzeugens des Mischerausgabesignals ein Erzeugen eines Radiofrequenz(-RF-)-Signals als ein Produkt aus dem Rechteckmischerschaltsignal (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei der Lokaloszillatorfrequenz und einem Zwischenfrequenz(-IF-)-Signal umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 17, wobei der Schritt des Erzeugens des Mischerausgabesignals ein Erzeugen eines Zwischenfrequenz(-IF-)-Signals als ein Produkt aus dem Rechteckmischerschaltsignal (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei der Lokaloszillatorfrequenz und einem Radiofrequenz(-RF-)-Signal umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 19, wobei der Schritt des Erzeugens des Rechteckmischerschaltsignals (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei einer Lokaloszillatorfrequenz aus einem extern erzeugten sinusförmigen Lokaloszillatorsignal (LO) ein Erzeugen einer im Wesentlichen konstanten ersten Amplitudenausgabe in Antwort auf ein Empfangen einer ersten Eingabe, die eine erste Eingabespannungsamplitude im Bereich zwischen circa –0,5 Volt und cirka +0,5 Volt aufweist, und ein Erzeugen einer zweiten im Wesentlichen konstanten Spannungsamplitudenausgabe, die sich von der ersten Spannungsamplitude unterscheidet, in Antwort auf ein Empfangen einer zweiten Eingabe, die eine zweite Eingabespannungsamplitude im Bereich zwischen circa 3,5 Volt und cirka 6 Volt aufweist, umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 20, wobei der Schritt des Erzeugens des Rechteckmischerschaltsignals (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei einer Lokaloszillatorfrequenz aus einem extern erzeugten sinusförmigen Lokaloszillatorsignal (LO) ein Erzeugen des Rechteckmischerschaltsignals (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) durch ein Empfangen eines im Wesentlichen sinusförmigen Signals (Φ_1f, Φ_2f) bei einer Eingabe in ein bistabiles Logik-Gate (310, 312; 646, 647) und ein Extrahieren des Rechteckmischerschaltsignals (Φ_1f-SQ, Φ_2f-SQ) bei einer Ausgabe von dem Logik-Gate (310, 312; 646, 647) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 21, wobei das Logik-Gate (310, 312; 646, 647) aus der Gate-Gruppe ausgewählt ist, die sich aus AND, NAND, OR, NOR, XOR, XNOR sowie Kombinationen daraus zusammensetzt.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei der Mischer (32; 100; 600) als dreifach-ausgeglichener passiver Reflexion-FET-Mischer konfiguriert ist, der eine Rechtecksignal-Lokaloszillator-Regenerationsschaltung aufweist und ein im Wesentlichen rechteckförmiges Signal aus einem im Wesentlichen sinusförmigen Lokaloszillatorsignal regeneriert.