EP0875107A1 - Codierverfahren zur einbringung eines nicht hörbaren datensignals in ein audiosignal, decodierverfahren, codierer udn decodierer - Google Patents

Codierverfahren zur einbringung eines nicht hörbaren datensignals in ein audiosignal, decodierverfahren, codierer udn decodierer

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EP0875107A1
EP0875107A1 EP97902223A EP97902223A EP0875107A1 EP 0875107 A1 EP0875107 A1 EP 0875107A1 EP 97902223 A EP97902223 A EP 97902223A EP 97902223 A EP97902223 A EP 97902223A EP 0875107 A1 EP0875107 A1 EP 0875107A1
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EP
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signal
audio signal
data signal
audio
data
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Albert Heuberger
Heinz GERHÄUSER
Rainer Perthold
Ernst Eberlein
Roland Plankenbühler
Hartmut Schott
Christian Neubauer
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Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/28—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information
    • H04H20/30—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information by a single channel
    • H04H20/31—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information by a single channel using in-band signals, e.g. subsonic or cue signal

Definitions

  • Coding method for introducing an inaudible data signal into an audio signal
  • decoding method for introducing an inaudible data signal into an audio signal
  • encoder and decoder for introducing an inaudible data signal into an audio signal
  • the present invention relates to a coding method for introducing an inaudible data signal into an audio signal, to a method for decoding a data signal not inaudibly contained in an audio signal, to an encoder and a decoder.
  • the transmission of inaudible data signals in an audio signal is used, for example, in range research for radio.
  • the range research serves to reliably determine the audience distribution of individual radio stations.
  • Various methods are known in the prior art for determining the audience distribution of individual radio stations.
  • a first method works in such a way that the ambient noise is recorded by means of a microphone carried by a listener and compared by means of a reference receiver. The reception frequency of the radio receiver can then be determined from the comparison.
  • the ambient noises are recorded in a compressed form with the information of the exact time in a memory and are then transmitted to a control center. There, the data from high-performance computers is compared with program examples that were recorded during a predetermined period of time, for example one day. In this way, the station heard can be determined.
  • the methods described above have the following disadvantages.
  • the system described first is not applicable to multi-band reception, multi-standard reception or multi-media reception, since it is only limited to the transmission of frequency-modulated signals.
  • An additional local radiation of other media via free FM channels can only be carried out in individual cases due to the diversity of the program sources.
  • the same reception strength is required as that of the receiver of the listener. This condition cannot be achieved in a good reception system or in a car, for example.
  • Another disadvantage is the response time for tuning the reference receiver and the correlation, since this increases with the range of programs and is in the range of minutes. The power consumption of such a method is considerable due to the components used, the receiver, the signal processing, etc.
  • the receiver cannot be designed to be as economical as desired, since the large signal strength is determined directly by the power consumption of the reference receiver.
  • Yet another disadvantage is that only the frequency of the received signal can be determined by the comparison principle, the frequency assignment however depending on the current location. It is therefore necessary to obtain information regarding the location of the listener, for example about the current station tables.
  • the second method described above has the disadvantage of a considerable memory requirement, since a net data volume of approximately 150 MB results when recording over 24 hours. Even with good compression by a factor of 10, for example, about 15 MB of data is generated every day. As a result, the memories to be used are large and therefore expensive and also have a high current consumption. Furthermore, the determination of the reference programs is difficult since they have to be carried out locally across the country. Another problem is the problem of data protection, since the audio information is obtained directly from the test person's environment. collects and transported to a central evaluation.
  • US-A-5,450,490 describes an apparatus and a method for including codes in audio signals and for decoding the same.
  • This system uses different symbols which are encoded by means of entangled frequency lines.
  • a masking assessment is carried out with regard to the individual frequencies from which the symbols to be transmitted are composed.
  • the disadvantage of this method is that the generation of signals to be transmitted is very complex.
  • the present invention is based on the object of providing a method for coding and decoding a data signal which is not audibly contained in an audio signal and which ensures that the data signal to be transmitted is not perceived by the human ear is insensitive to interference phenomena and forms a good channel utilization, the data signal being able to be decoded safely and easily.
  • This object is achieved by a coding method according to claim 1 and by a method for decoding according to claim 15.
  • the present invention is also based on the object of providing an encoder and a decoder for inserting and extracting a data signal which is not audibly contained in an audio signal and which ensures that the data signal to be transmitted is from is not perceived by the human ear, is insensitive to interference and forms a good channel utilization, the data signal being able to be decoded safely and easily.
  • the present invention provides a coding method for introducing an inaudible data signal into an audio signal, comprising the following steps:
  • the present invention provides a method for decoding a data signal which is not audibly contained in an audio signal, with the following steps:
  • An advantage of the method according to the invention is that information is introduced into an audio signal without being perceived by the human ear, but is reliably decoded by a detector.
  • Another advantage of the present invention is that spread spectrum modulation is used, in which the information or the data signal is spread over the entire transmission band, thereby reducing the susceptibility to interference phenomena and the multipath propagation . At the same time, there is good channel utilization.
  • the inaudibility is achieved in that the audio signal, which is for example a music signal to which the data signal or the information is to be added, is subjected to a psychoacoustic calculation.
  • the masking threshold is determined from this and the spread spectrum signal is weighted with it. This ensures that at no point in time is more energy used for data transmission than is permitted psychoacoustically.
  • the method for decoding the encoded data signal uses a non-recursive filter (matched filter). ter).
  • matched filter matched filter
  • the advantage is that this filter can be used for correlation and reconstruction, so that the method for decoding is particularly simple, which is advantageous with regard to a later hardware implementation.
  • a decoder which carries out the method according to the invention can be provided, for example, in the form of a wristwatch, which can easily be worn by test persons.
  • the present invention also provides an encoder for introducing an inaudible data signal into an audio signal, the
  • the spread data signal is weighted with the masking threshold
  • the present invention provides a decoder for extracting a data signal which is not audibly contained in an audio signal, the
  • An advantage of the encoder and decoder according to the invention is that information is introduced into an audio signal without being perceived by the human ear, but is reliably decoded by a detector.
  • a further advantage of the present invention is that spread spectrum modulation is used, in which the information or the data signal is spread over the entire transmission band, thereby reducing the susceptibility to interference phenomena and the multipath propagation. At the same time, there is good channel utilization.
  • the inaudibility is achieved in that the audio signal, which is for example a music signal to which the data signal or the information is to be added, is subjected to a psychoacoustic calculation.
  • the masking threshold is determined from this and the spread spectrum signal is weighted with it. This ensures that at no point in time is more energy used for data transmission than is permitted psychoacoustically.
  • the decoder uses a non-recursive filter (matched filter).
  • matched filter matched filter
  • the advantage is that this filter can be used for correlation and reconstruction, so that the method for decoding is particularly simple, which is advantageous with regard to a later hardware implementation.
  • a decoder according to the invention can be provided, for example, in the form of a wristwatch, which can easily be worn by test persons.
  • FIG. 1 shows an embodiment of an encoder according to the invention
  • Fig. 2 is an illustration of the transmission frame used to transmit the useful signal
  • Figure 3 is a block diagram of the source coding block shown in Figure 1;
  • FIG. 5 shows a block diagram of the data decoder shown in FIG. 4;
  • FIG. 6 shows an exemplary embodiment of a system for determining the audience distribution of a radio station, which uses the methods according to the invention for coding and decoding;
  • FIG. 7 shows an exemplary embodiment of a system for determining the audience distribution of a radio station, which uses the methods according to the invention for coding and decoding;
  • FIG. 8 shows an exemplary embodiment of a system for identifying audio signals with a unique identification number for identifying sound carriers
  • Fig. 9 shows an embodiment of a system for
  • the BPSK baseband modulator 108 is the BPSK modulator 110 and the device for weighting two signals 112 are each formed by a multiplier.
  • a further transformation block 118 is also provided, which transforms the output signal s (l) of the BPSK modulator 110 into the spectral range.
  • Transformation block 100 is connected to an input ON of the circuit.
  • the output of transformation block 100 is connected to psychoacoustic block 102.
  • the input of the circuit is also connected to an input of the superposition device 116.
  • the output of the pseudo-noise signal generator 106 is connected to an input of the BPSK baseband modulator 108 and the output of the data signal generator 104 is connected to the input of the source coding block 105, the output of which is in turn connected to the other input of the BPSK baseband modulator 108.
  • the output of the BPSK baseband modulator 108 is connected to an input of the BPSK modulator 110, the other input of which is connected to a signal generator (not shown) which has a cosine shape Applies signal to the other input of the BPSK modulator 110.
  • the output of the BPSK modulator 110 is connected to the further transformation block 118, the output of which is connected to the weighting device 112.
  • the output of the psychoacoustic block 102 is also connected to the weighting device 112.
  • the output of the weighting device 112 is connected to an input of the reverse transformation block 114.
  • the output of the re-transformation block 114 is connected to a further input of the superposition device 116, the output of the superposition device 116 being connected to an output OFF of the circuit.
  • PCM Pulsed Code Modulation
  • the music signal is first subjected to a windowing with a Hanning window and then converted into the spectral range by means of a fast Fourier transformation (FFT - fast fourier transformation) with a length of 1024 with 50% overlap.
  • FFT - fast fourier transformation with a length of 1024 with 50% overlap.
  • N (..) of the music signal n (k) with 512 frequency lines which is used as an input signal for the psychoacoustics 102.
  • the spectrum of the music signal is simultaneously applied to the superposition device 116, as is shown by the arrow 120.
  • the spectrum N (( ⁇ ) is divided into critical bands (critical bands) in psychoacoustic block 102. These bands have a width of 1/3 bar, which depends on the sampling frequency (in the present example this is 44.1 kHz or 48, for example) kHz) results in a number of bands of approximately 60.
  • the assignment of the frequencies f (Hz) in bands z (bark) is based on the band division that the human ear makes during the hearing process and is, for example, tabulated in the standard ISO / IEC 11172-3.
  • the band energy is determined by summing the real part and the imaginary part of the spectrum N (..) according to the following equation:
  • This energy distribution is now subjected to a spread.
  • the so-called spreading function is calculated for each band, the calculation following the standard ISO / IEC 11172-3 (1993).
  • the spread curves obtained are then folded with the band energies and the course of the excitation is obtained.
  • the masking threshold W (z) for non-tonal audio signals with one reference point per critical band z can be calculated from this, taking into account the degree of masking.
  • the masking threshold W (z) is to be set considerably lower. Therefore, a measure of the tonality for each frequency line is determined with the aid of a signal prediction.
  • the prediction determines a predicted vector from the two previous FFTs for each line by adding the phase and magnitude difference to the vector of the last FFT line. An error vector is then formed by forming the difference between the predicted vector and the vector actually obtained from the FFT.
  • cw chaos measure
  • the masking threshold can also be calculated done differently.
  • the spectral lines obtained from the FFT are summarized in critical bands. These bands have a width of 1/3 bar, which, depending on the sampling frequency (in the present example this is 44.1 kHz or 48 kHz, for example), results in a band number of approximately 60 critical bands.
  • the assignment of the frequencies f (Hz) in bands z (bark) is based on the band division that the human ear makes during the hearing process and is listed in a table, for example, in the standard ISO / IEC 11172-3.
  • the band energy is determined by summing the real part and the imaginary part of the spectrum N (l * i) according to the following equation:
  • the masking threshold results by a fixed amount under the energy distribution of the music signal.
  • a maximum measure of masking e.g. -18dB can be accepted.
  • the advantage of this method is that the calculation is very simple since neither folds nor predictions have to be made.
  • the disadvantage is that you may Energy reserves that supply the music signal to concealment are not used. However, if sufficient processing gain has been provided, this disadvantage does not bother.
  • W (z) is now converted into W (OK), this conversion being carried out in accordance with the ISO / IEC 11172-3 standard.
  • the course of the masking threshold W (O) is thus present at the output of block 102, and indicates the energy level up to which the signal can be supplied at a point ( * -s so that this change remains inaudible.
  • the data signal generator 104 provides the useful data signal x (n), which is generally repeated cyclically in order to decode it at any time in a decoder. possible.
  • the data signal has a bandwidth of, for example, 50 Hz.
  • the data at the output of the DSG 104 are in the form of a binary signal and have a low bit rate 1 / T ⁇ in the range from 1-100 bit / s.
  • the spectrum of this signal must be very narrow-band in comparison to the spectrum of the signal which is output by the PN signal generator 106 with (* i ⁇ .
  • the useful data signals x (n) consist of words with a length of 11 bits. These data words are built into a frame that has a length of between 26 and 29 bits.
  • 2 shows the structure of such a transmission frame in greater detail.
  • the transmission frame 200 comprises four sections 202, 204, 206, 208.
  • the first section is a synchronous word 202 which consists of seven bits (bits 0 to 6) and is formed by the bit sequence 1111110 in the example shown in FIG. 2.
  • the second section 202 is used for error protection and consists of four bits (bits 7 to 10).
  • the third section 206 contains the data word, which is 11 bits long (bits 11 to 21).
  • the fourth section 208 contains a checksum (checksum) of four bits (bits 22 to 25).
  • the error protection (section 204 in FIG. 2) is implemented by a non-systematic (15, 11) hammingeode. With this block code, all 1-bit errors can be corrected. In the case of multi-bit errors, the data word received is rejected as incorrect.
  • the advantage of this code is that it can be implemented by simple matrix multiplication without great computational effort and is therefore also suitable with regard to the decoding method.
  • HDLC high-level data link control
  • the transmission frame 200 is constructed by the source coding block 105 (FIG. 1).
  • the source coding block 105 is shown in detail in FIG. 3.
  • the data coding generator 105 provides the data coding generator 105 with the data signals.
  • the data are present as data words with an 11-bit length, as shown in FIG. 3.
  • the transmission frame is now constructed in such a way that the error protection is first implemented in a first block 304 by the (15, 11) Hamming code.
  • the frame is now 15 bits long.
  • the check sum is then added to the frame in a second block 306.
  • the length is then 19 bits.
  • the required coding of the transmission frame is carried out by an HDLC encoder, which leads to a length of the frame of 19 to 22 bits.
  • the binary signal present at the output of block 308 is now converted into an antipodal signal. This can e.g.
  • the sync word is added to it in block 310.
  • the transmission frame with a length of 26 to 29 bits, which is fed to the BPSK baseband modulator 108.
  • the pseudo-noise signal generator 106 provides the spread signal g (l) with the bit rate 1 / T g .
  • the bandwidth t-) q - of this signal determines the bandwidth O s of the spread spectrum signal and, in the embodiment shown in FIG. 1, is in the range of 6 kHz.
  • the PNSG 106 is constructed as a feedback shift register and supplies a pseudo-random one Pseudo-noise sequence (PN sequence) of length N. This sequence must be known in the decoder for decoding the signal.
  • the ratio T ⁇ / T n is called the spreading factor and directly determines the signal-to-noise ratio up to which the method still works reliably.
  • the present binary signal g (l) of the PNSG 106 is now converted into an antipodal signal. This can e.g. with the assignment 0 -> 1 and 1 -> -1. After this formatting, the signal is processed and fed to the BPSK baseband modulator.
  • the BPSK baseband modulator 108 is simple when using antipodal signals, since a sample-wise multiplication corresponds to the BPSK modulation.
  • the amplitude values are -1 and 1.
  • Da ⁇ signal has the main maximum at 0 Hz, so it is in the baseband.
  • the baseband signal h (l) is now fed to the BPSK modulator 110. There the baseband signal h (l) is modulated onto a cosine-shaped carrier cos (CJ ⁇ t).
  • the frequency of the carrier is half the bandwidth of the spreading band signal in the baseband.
  • the first zero of the modulated spectrum thus comes to be at 0 Hz.
  • the signal can be transmitted on channels whose transmission function attenuates strongly in the range from 0 to 100 Hz, as can be expected in the case of audio transmissions via loudspeakers and microphone.
  • the modulation can also be carried out by means of suitable coding instead of using a carrier cosine. Due to its special property of being free of mean values, the man chester code are used. Because of its mean value freedom, there is therefore no energy of the spreading band signal even at 0 Hz, which is important for the transferability.
  • the coding rule for the Manchester code is 0 -> 10 and 1 -> 01. The number of bits is doubled.
  • the time signal s (l), which is present at the output of the BPSK modulator 110, is now transformed into the spectral range by means of a fast Fourier transformation in the transformation block 118, so that S (tO) is present at the output of the block 118.
  • the spectral profile of the spread useful signal S (O) is now weighted with the profile of the masking threshold W (W) by the weighting block 112, which means that more noise energy is not introduced at any point in the audio spectrum by the spread spectrum signal than the human ear can perceive.
  • W masking threshold
  • a reverse transformation is then carried out by an inverse fast Fourier transformation in block 114, so that the encoded music signal is again in the time domain.
  • the 50% overlap must be taken into account for the reverse transformation.
  • the psychoacoustically weighted useful signal is added to the music signal n (k) in the time domain.
  • the encoder supplies a digital PCM signal n c (k) which can be transmitted on any transmission link as long as it has a bandwidth of at least 6 kHz.
  • the output of the transformation block 100 can additionally be connected to the superimposition device 116.
  • the spectral spreading signal and the spectral audio signal are superimposed and then the transformation back into the time domain.
  • a preferred exemplary embodiment of a decoding circuit is described below, which is used to implement a preferred exemplary embodiment of the method according to the invention for decoding a data signal which is not audibly contained in an audio signal.
  • the decoder comprises a microphone 400 which receives a music signal emitted, for example, by a radio receiver.
  • the output of the microphone 400 is connected to the input of a low pass 402, the output of which is connected to an amplifier 404 with automatic gain control.
  • the output of amplifier 404 is connected to an analog / digital converter 406.
  • the output of the analog / digital converter 406 is connected to the input of a non-recursive filter 408 (matched FIR filter), the output of which is connected to an input of a bit synchronization control block 410.
  • the output of block 410 is connected to the input of a data decoder 412.
  • the decoded data signal is present at the output of the data decoder 412.
  • the music signal n c (k) emitted by the radio receiver is converted into electrical signals by the microphone 400 and fed to the low-pass filter 402.
  • the cut-off frequency of the low-pass filter 402 is dimensioned such that the frequency components in which no data are modulated in are greatly attenuated. In the present embodiment, the cutoff frequency is 6 kHz.
  • the low-pass filtering serves to avoid overfolding which is caused by the later scanning of the signal gnals can arise.
  • the amplifier 404 with automatic gain control ensures a constant instantaneous power of the input signal in front of the A / D converter 406. This is necessary in order to be able to compensate for temporary damping caused by the channel. It is pointed out that the decoder can be implemented both in terms of hardware and in terms of software. In the case of a software implementation, the amplifier 404 can be omitted.
  • the A / D converter samples and digitizes the signal.
  • the matched filter 408 consists of an FIR filter or a non-recursive filter.
  • the filter 408 contains, as coefficients, the reverse sequence of the PN sequence of the transmitter.
  • the PN sequence of the pseudo-noise signal can, for example, be man-coded.
  • the filter 408 contains, as coefficients, the reverse, man-coded sequence of the PN sequence of the transmitter.
  • the filter 408 generates a peak at the output, the sign of which corresponds to the transmitted symbol.
  • the filter output therefore delivers peaks at a distance of 2 * N in length from the PN sequence, which represent the transmitted data. Since the peaks cannot be clearly determined at all times, the bit synchronization control block 410 is connected downstream of the filter 408.
  • the synchronization control in block 410 searches for peaks in the output signal of the filter 408, which peaks clearly stand out from the noise cause. If such a peak is found, the output of the filter 408 is scanned in synchronism with the length of the PN sequence in order to recover the transmitted symbols. If a clear peak appears during this time, the sampling time is corrected accordingly.
  • the output of block 410 provides a bit stream that is processed in subsequent data decoder 412. In the event that there is no validly coded signal at the input of the microphone 402, this bit stream represents a random sequence of bits. If the decoder is bit-synchronized, the bit stream contains the transmitted data.
  • the data decoder 412 decodes the useful data signal from the bit stream from block 410.
  • the data decoder is described in more detail below with reference to FIG. 5.
  • the data decoder 412 includes an IN input connected to a frame synchronization block 502 and an HDLC decoding block 504.
  • Block 502 outputs a trigger signal to block 504.
  • the output of block 504 is connected to the input of a Hamming error correction block 506, the output of which is connected to the input of a check sum block 508.
  • Block 508 is followed by a Hamming data calculation in block 410.
  • the output of block 410 is connected to the output OFF of the data decoder 412, at whose output the data word with a length of 11 bits is present.
  • the frame synchronization block 502 receives the input bit stream and searches for the synchronization word 202 in it. If it is found, the HDLC decoder 504 is triggered and the input data is decoded accordingly. Then the syndrome is calculated and the error is corrected by the Hammingeode. The checksum is calculated using the bit error-corrected 15-bit word and compared with the transmitted bits. If all of these operations are successful, the 15 bits are decoded with the Hammingeode and the 11 transmitted data bits are output from the decoder.
  • the methods for coding and decoding described above are only preferred exemplary embodiments of the present invention, to which the invention is not restricted.
  • the essential features of the coding method according to the invention for introducing an inaudible data signal into an audio signal are converting the audio signal into the spectral range, determining the masking threshold of the audio signal, providing a pseudo-noise signal, providing the data signal, multiplying the pseudo-noise signal with the data signal In order to create a frequency-spread data signal, the weighting of the spread data signal with the masking threshold and the superimposition of the audio signal and the weighted signal.
  • the essential features of the method according to the invention for decoding a data signal not audibly contained in an audio signal are the sampling of the audio signal, the non-recursive filtering of the sampled audio signal, and the comparison of the filtered audio signal with a threshold value in order to recover the data signal.
  • a system according to the present invention for determining the listener distribution of individual radio stations on the basis of an identification signal is described in more detail below with reference to FIG. 6.
  • the system described with reference to FIG. 6 uses the coding method described above for introducing the identification signal into the transmitted audio signal and uses the decoding method described above for decoding the signal from the received audio signal.
  • the system described with reference to FIG. 6 makes it possible to reliably determine the audience distribution of the individual radio stations.
  • the system is independent of the receiving devices used, so that the different listening habits can be taken into account.
  • the radio transmission can also take place via different media: FM (analog)
  • Analogue satellite subcarriers (television satellites)
  • the detection of the listener range takes place at a predetermined time interval, which can be set depending on the individual case. In one example, the time interval can be 10 seconds. It must also be determined how up-to-date the evaluation has to be. According to the example of a system shown in FIG. 6, the receiver data are acquired overnight. In other exemplary embodiments, it may be sufficient to send in the recording device every 4 weeks for data evaluation.
  • the system comprises a recording device which the listener achieves a high level of acceptance in order to ensure the reliability of the data collection.
  • the recording device is worn on the body of the test receiver or test person, and it is a small device with sufficient battery supply, such as, for example, by rechargeable batteries, which is attractive in design and is easy to use.
  • the batteries are recharged in a charging or docking station.
  • the system according to the invention is provided with the reference number 600 in its entirety in FIG. 6.
  • System 600 consists of the following components. An audio signal is generated in a radio station 602 and an identifier signal is applied to it by means of an identifier 604.
  • the identification signal 604 acts on the audio signal using the coding method described above for introducing an inaudible data signal into an audio signal.
  • the audio signal acted upon by the identification signal is passed on to an antenna 606, which causes radiation 608 of the audio signal.
  • a broadcast receiver 610 consisting of an antenna 612, a receiver 614 and two loudspeakers 616 receives the radiated audio signal.
  • the audio signal received by the antenna 612 is converted via the receiver 614 and the loudspeakers 616 into an audible audio signal 618, which is received by a detection device 620.
  • the receiving device 620 is designed in the form of a wristwatch.
  • the detection device 620 is operative to extract the identification signal from the received audio signal 618.
  • the identification signal which is determined by the receiving device 620, is temporarily stored in the receiving device.
  • a so-called docking station 622 is provided in order to receive the wrist watch 620, for example during the night, in order to cause the stored identification data to be transmitted.
  • the docking station 622 is connected via a line 624 and a corresponding connection point 626, to which a telephone 628 can also be connected, to a communication network 630, which in one embodiment is the telephone network.
  • the data or identification data stored by the receiving device 620 are sent to a control center 632, which has a computer 634 in order to evaluate the received data.
  • the computer 634 is connected to a modem 638 via a line 636 connected, which in turn is connected to the communication network 630 via a line 640 and a further connection device 642.
  • the system shown in FIG. 6 it is possible to reliably determine the listener data of selected radio stations on a daily basis, the temporal resolution of the system being in the range of a few seconds.
  • the system can be implemented at low cost due to the low-cost technology.
  • a system according to the present invention for determining the range of a radio station on the basis of an identification signal is described in more detail below with reference to FIG. 7.
  • the system described with reference to FIG. 7 uses the coding method described above for introducing the identification signal into the transmitted audio signal, and uses the decoding method described above for decoding the signal from the received audio signal.
  • the system according to the invention is provided in its entirety with the reference numeral 700 in FIG. 7.
  • an audio signal is generated in a radio station 702, for example in a studio 704, and an identification signal is applied to it by means of an identifier or encoder 706.
  • the application of the audio signal by the identifier 706 takes place using the coding method described above for introducing an inaudible data signal into an audio signal.
  • the audio signal to which the identification signal is applied is passed on to an antenna 708, which causes the audio signal to be radiated 710.
  • a broadcast receiver 712 for example a test receiver, consisting of an antenna 714 and a receiver device 716 receives the radiated audio signal.
  • the receiver 716 shown in FIG. 7 only serves to receive the audio signal.
  • this exemplary embodiment is only concerned with determining the transmitter range, the transmitted audio signal can be omitted.
  • An advantage of this procedure is that not only a limited band range in the audio signal can be used to transmit the data signal to determine the transmitter range. It is possible to use the entire bandwidth of the audio signal sent. As a result, either the decoding security or the amount of data transmitted can be increased.
  • the decoder 718 which executes the method for decoding, is formed by a computer 720, which implements the method in terms of software.
  • the receiver 716 is operatively connected via a line or a cable 722 to a so-called sound card 724 in the computer in order to enable the computer to process the audio signal.
  • Transmission from receiver 712 to decoder 718 over line 722 is analog. In other words, the received audio signal is fed directly from the receiver 712 into the decoder 718.
  • the decoder 718 is connected via a line 724 to a modem 728, which in turn is connected via a further line 730 to a corresponding connection point 732.
  • the connection point 732 is connected to a communication network 734, for example a telephone network.
  • a communication network 734 for example a telephone network.
  • the data or identification data acquired from the data signal are sent to a center 736 which has a computer 738 in order to evaluate the received data.
  • the computer 738 is connected via a line 740 to a modem 742, which in turn is connected to the communication network 734.
  • a system for identifying audio signals is described below with the aid of FIG. 8, which system serves to identify sound carriers and copies of sound carriers on the basis of the identification signal introduced into the audio signal.
  • the advantage is that it makes it possible to easily identify possible pirated copies, since each one Sound carrier is provided with an individual identifier ex works.
  • the press plant 800 comprises a playback device 802 in which a master tape runs, which contains the audio signals to be applied to a CD.
  • the CD is pressed in an 804 press.
  • An encoder 806 is arranged between the press and 804 and the playback device 802.
  • Each CD assigns an identifier signal to the CD, which is introduced into the audio signal.
  • the coding is carried out according to the coding method described above. In order to ensure the generation of individual identification signals for individual CDs, the encoder 806 is assigned a counter which, for example, provides continuous identification numbers as identification signals which are introduced into the audio signal.
  • the identifier After the identifier is built into the audio signal, it is retained even when the audio signal is transmitted in the form of a sound file via the Internet, as is indicated in FIG. 8 by reference number 812. In this way, conclusions can be drawn about the sound file on the sound carrier.
  • FIG. 9 shows a system for remote control of audio devices which uses the methods according to the invention for coding and decoding.
  • the system according to the invention is provided with the reference number 900 in its entirety in FIG. 9.
  • an audio signal is generated in a radio station 902, for example in a studio 904.
  • a data signal or control signal is introduced into the audio signal by means of an encoder 706.
  • the encoder 906 applies the audio signal using the coding method described above for introducing an inaudible data signal into an audio signal.
  • the audio signal to which the signal is applied is passed on to an antenna 908, which causes the audio signal to be radiated 910.
  • a receiver 912 consisting of an antenna 914 and a receiver device 916, receives the radiated audio signal.
  • a decoder is provided in the receiver 916 which extracts the data signal contained in the audio signal in accordance with the decoding method described above.
  • the receiver is constructed in such a way that it responds to the data signal in order to start, for example, the recording of a music program of a radio transmitter.
  • the receiver On the basis of the data signal extracted from the audio signal, the receiver causes a recording device 918 to be activated, with which the transmitted audio signal is recorded. This creates a system for radios that provides a method that is comparable to the "VPS" method in television.
  • a system which provides a data channel which operates in parallel with the audio signal in audio devices which process digital data.
  • This data channel has a low bit rate in which information is introduced in accordance with the method described above and extracted in accordance with the decoding method described above.
  • the encoder and decoder described above are only preferred exemplary embodiments.
  • the essential features of the encoder for introducing an inaudible data signal The conversion of the audio signal into the spectral range, the determination of the masking threshold of the audio signal, the provision of a pseudo-noise signal, the provision of the data signal, the multiplication of the pseudo-noise signal by the data signal in order to create a frequency-spread data signal are all converted into an audio signal Weighting the spread data signal with the masking threshold and superimposing the audio signal and the weighted signal.
  • the essential features of the decoder for extracting the data signal contained inaudibly in an audio signal are sampling the audio signal, non-recursively filtering the sampled audio signal, and comparing the filtered audio signal with a threshold value in order to recover the data signal.

Description

Codierverfahren zur Einbringung eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal, Decodierverfahren, Codierer und Decodierer
Beschreibung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Codierver¬ fahren zur Einbringung eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal, auf ein Verfahren zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals, auf einen Codierer und einen Decodierer.
Die Übertragung von nicht hörbaren Datensignalen in einem Audiosignal findet beispielsweise Anwendung bei der Reich¬ weitenforschung für den Rundfunk. Die Reichweitenforschung dient dazu, die Zuhörerverteilung einzelner Radiostationen zuverlässig zu ermitteln. Im Stand der Technik sind unter¬ schiedliche Verfahren bekannt, um die Zuhörerverteilung ein¬ zelner Radiostationen zu ermitteln.
Ein erstes Verfahren arbeitet derart, daß mittels eines Mi¬ krophons, das von einem Hörer getragen wird, die Umgebungs¬ geräusche aufgezeichnet und mittels eines Referenzempfängers verglichen. Aus dem Vergleich läßt sich dann die Empfangs¬ frequenz des Rundfunkempfängers ermitteln.
Bei einem zweiten Verfahren werden die Umgebungsgeräusche in komprimierter Form mit der Information der genauen Uhrzeit in einem Speicher aufgezeichnet werden und anschließend an eine Zentrale übertragen werden. Dort werden die Daten von leistungsfähigen Rechnern mit Programmbeispielen verglichen, die während einer vorbestimmten Zeitdauer, beispielsweise eines Tages, aufgezeichnet wurden. Auf diese Art kann der gehörte Sender ermittelt werden.
Die oben beschriebenen Verfahren weisen die nachfolgenden Nachteile auf. Das zuerst beschriebene System ist nicht anwendbar bei einem Mehrbandempfang, Mehrnormenempfang oder Mehrmedienempfang, da es nur auf die Übertragung von frequenzmodulierten Sig¬ nalen beschränkt ist. Eine zusätzliche lokale Abstrahlung anderer Medien über freie FM-Kanäle ist aufgrund der Viel¬ falt der Programmquellen nur in Einzelfällen durchführbar. Ferner wird gemäß diesem Verfahren die gleiche Empfangsstär¬ ke benötigt, wie sie der Empfänger der Hörers aufweist. Bei einer guten Empfangsanlage oder z.B. im Auto ist diese Be¬ dingung nicht zu realisieren. Ein weiterer Nachteil besteht in der Reaktionszeit zum Abstimmen des Referenzempfängers und der Korrelation, da diese mit dem Programmangebot an¬ wächst und im Bereich von Minuten liegt. Der Stromverbrauch eines solchen Verfahrens ist durch die verwendeten Komponen¬ ten, den Empfänger, die Signalverarbeitung, usw. , erheblich. Der Empfänger kann des weiteren nicht beliebig sparsam aus¬ gestaltet werden, da durch den Stromverbrauch des Referenz¬ empfängers unmittelbar die Großsignalfestigkeit bestimmt ist. Wiederum ein weiterer Nachteil besteht darin, daß durch das Vergleichsprinzip lediglich die Frequenz des empfangenen Signals bestimmt werden kann, wobei die Frequenzbelegung je¬ doch vom augenblicklichen Standort abhängt. Somit ist es notwendig, eine Information hinsichtlich des Standorts des Hörers zu erhalten, beispielsweise über die aktuellen Sen¬ dertabellen.
Das zweite, oben beschriebene Verfahren weist den Nachteil eines erheblichen Speicherbedarfs auf, da sich bei einer Aufzeichnung über 24 Stunden eine Nettodatenmenge von ca. 150 MB ergibt. Selbst bei einer guten Komprimierung um z.B. den Faktor 10 fallen täglich ca. 15 MB an Daten an. Somit sind die zu verwendenden Speicher groß und damit teuer und haben auch eine hohe Stromaufnahme. Weiter ist die Er¬ mittlung der Referenzprogramme schwierig, da sie dezentral landesweit erfolgen muß. Wiederum ein weiteres Problem be¬ steht in der Problematik des Datenschutzes, da die Audioin¬ formationen unmittelbar aus der Umgebung der Testperson ge- sammelt und zu einer zentralen Auswertung transportiert wer¬ den.
Um die oben beschriebenen Probleme zu vermeiden wurden im Stand der Technik bereits mehrere Verfahren vorgeschlagen, bei denen ein Kennungssignal eines Senders in der Form eines Datensignals in das zu übertragende Audiosignal eingebracht wird. Das zu übertragende Datensignal ist in diesem Fall für den Zuhörer nicht hörbar.
Solche Verfahren sind beispielsweise in der WO 94/11989, GB 2260246 A, GB 2292506 A und in der WO 95/04430 beschrie¬ ben. Der Nachteil dieser Verfahren besteht darin, daß nicht sichergestellt werden kann, daß das Datensignal zu jedem Zeitpunkt der Übertragung des Audiosignals für den Zuhörer nicht hörbar ist.
Die US-A-5,450,490 beschreibt eine Vorrichtung und ein Ver¬ fahren zum Einschließen von Codes in Audiosignale und zum Decodieren derselben. Dieses System verwendet unterschied¬ liche Symbole, die mittels verschränkter Frequenzlinien co¬ diert werden. Um sicherzustellen, daß die übertragenen Da¬ tensignale zu jeder Zeit nicht hörbar sind, wird hinsicht¬ lich der einzelnen Frequenzen, aus denen sich die zu über¬ tragenden Symbole zusammensetzen, eine Maskierungsbeurtei¬ lung durchgeführt. Der Nachteil dieses Verfahren besteht darin, daß die Erzeugung von zu übertragenden Signalen sehr aufwendig ist.
Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegen¬ den Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Codie¬ ren und Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals zu schaffen, bei dem sichergestellt ist, daß das zu übertragende Datensignal vom menschlichen Ohr nicht wahrgenommen wird, gegenüber Interferenzerschei¬ nungen unanfällig ist und eine gute Kanalausnutzung bildet, wobei das Datensignal sicher und einfach decodiert werden kann. Diese Aufgabe wird durch ein Codierverfahren gemäß Anspruch 1 und durch ein Verfahren zum Decodieren gemäß Anspruch 15 gelöst.
Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegen¬ den Erfindung ferner die Aufgabe zugrunde, einen Codierer und einen Decodierer zum Einbringen und Herausziehen eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals zu schaffen, bei dem sichergestellt ist, daß das zu über¬ tragende Datensignal vom menschlichen Ohr nicht wahrgenommen wird, gegenüber Interferenzerscheinungen unanfällig ist und eine gute Kanalausnutzung bildet, wobei das Datensignal sicher und einfach decodiert werden kann.
Diese Aufgabe wird durch einen Codierer gemäß Anspruch 18 und durch einen Decodierer gemäß Anspruch 32 gelöst.
Die vorliegende Erfindung schafft ein Codierverfahren zum Einbringen eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal, mit folgenden Schritten:
a) Umwandeln des Audiosignals in den Spektralbereich;
b) Bestimmen der Maskierungsschwelle des Audiosignals;
c) Bereitstellen eines Pseudorauschsignal;
d) Bereitstellen des Datensignals;
e) Multiplizieren des Pseudorauschsignals mit dem Datensi¬ gnal, um ein frequenzmäßig gespreiztes Datensignal zu schaffen;
f) Gewichten des gespreizten Datensignals mit der Maskie¬ rungsschwelle; und
g) Überlagern des Audiosignals und des gewichteten Sig- nals,
Die vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren zum Decodie¬ ren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Da¬ tensignals, mit folgenden Schritten:
a) Abtasten des Audiosignals;
b) nicht-rekursives Filtern des abgetasteten Audiosignals; und
c) Vergleichen des gefilterten Audiosignals mit einem Schwellenwert, um das Datensignal wiederzugewinnen.
Ein Vorteil der erfindungsgemäßen Verfahren besteht darin, daß Informationen in ein Audiosignal eingebracht werden, ohne daß sie vom menschlichen Ohr wahrgenommen werden, aber von einem Detektor sicher decodiert werden. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Spread-Spektrum-Modulation verwendet wird, bei der die In¬ formation bzw. das Datensignal in das gesamte Übertragungs¬ band gespreizt wird, wodurch die Anfälligkeit gegenüber In¬ terferenzerscheinungen und die Mehrwegausbreitung reduziert wird. Gleichzeitig ergibt sich eine gute Kanalausnutzung.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Nichthorbarkeit dadurch erreicht, daß das Audiosignal, welches beispiels¬ weise ein Musiksignal ist, dem das Datensignal bzw. die In¬ formationen beigefügt werden sollen, einer Psychoakustikbe- rechnung unterzogen wird. Aus dieser wird die Maskierungs¬ schwelle ermittelt und das Spread-Spektrum-Signal wird mit dieser gewichtet. Dies stellt sicher, daß zu keinem Zeit¬ punkt mehr Energie zur Datenübertragung verwendet wird, als psychoakustisch zulässig ist.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet das Verfahren zum Decodieren des codier¬ ten Datensignals ein nicht-rekursives Filter (Matched-Fil- ter) . Der Vorteil besteht darin, daß dieses Filter zur Kor¬ relation und Rekonstruktion verwendet werden kann, so daß sich das Verfahren zum Decodieren besonders einfach gestal¬ tet, was im Hinblick auf eine spätere Hardwarerealisierung vorteilhaft ist. Ein das erfindungsgemäße Verfahren ausfüh¬ render Decodierer kann beispielsweise in der Form einer Arm¬ banduhr vorgesehen sein, der leicht von Testpersonen getra¬ gen werden kann.
Die vorliegende Erfindung schafft ferner einen Codierer zum Einbringen eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosi¬ gnal, der
- das Audiosignal in den Spektralbereich umwandelt;
- die Maskierungsschwelle des Audiosignals bestimmt;
- ein Pseudorauschsignal bereitstellt;
- ein Datensignal bereitstellt;
- das Pseudorauschsignal mit dem Datensignal multipliziert, um ein frequenzmäßig gespreiztes Datensignal zu schaffen;
- das gespreizte Datensignal mit der Maskierungsschwelle ge- wichtet; und
- das Audiosignal und das gewichtete Datensignal gewichtet.
Die vorliegende Erfindung schafft einen Decodierer zum Her¬ ausziehen eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthal¬ tenen Datensignals, der
- das Audiosignal abtastet;
- das abgetastete Audiosignal nicht-rekursiv filtert; und
- das gefilterte Auciosignal mit einem Schwellenwert ver- gleicht, um das Datensignal wiederzugewinnen.
Ein Vorteil des erfindungsgemäßen Codierers und Decodierers besteht darin, daß Informationen in ein Audiosignal einge¬ bracht werden, ohne daß sie vom menschlichen Ohr wahrgenom¬ men werden, aber von einem Detektor sicher decodiert werden. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht dar¬ in, daß die Spread-Spektrum-Modulation verwendet wird, bei der die Information bzw. das Datensignal in das gesamte Übertragungsband gespreizt wird, wodurch die Anfälligkeit gegenüber Interferenzerscheinungen und die Mehrwegausbrei¬ tung reduziert wird. Gleichzeitig ergibt sich eine gute Ka¬ nalausnutzung.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Nichthorbarkeit dadurch erreicht, daß das Audiosignal, welches beispiels¬ weise ein Musiksignal ist, dem das Datensignal bzw. die In¬ formationen beigefügt werden sollen, einer Psychoakustikbe- rechnung unterzogen wird. Aus dieser wird die Maskierungs¬ schwelle ermittelt und das Spread-Spektrum-Signal wird mit dieser gewichtet. Dies stellt sicher, daß zu keinem Zeit¬ punkt mehr Energie zur Datenübertragung verwendet wird, als psychoakustisch zulässig ist.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet der Decodierer ein nicht-rekursives Fil¬ ter (Matched-Filter) . Der Vorteil besteht darin, daß dieses Filter zur Korrelation und Rekonstruktion verwendet werden kann, so daß sich das Verfahren zum Decodieren besonders einfach gestaltet, was im Hinblick auf eine spätere Hard¬ warerealisierung vorteilhaft ist. Ein erfindungsgemäßer De¬ codierer kann beispielsweise in der Form einer Armbanduhr vorgesehen sein, der leicht von Testpersonen getragen werden kann.
Bevorzugte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Verfahren sind in den Unteransprüchen definiert. Nachfolgend werden anhand der beiliegenden Zeichnungen be¬ vorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Co¬ dierers;
Fig. 2 eine Darstellung des Übertragungsrahmens, der zur Übertragung des Nutzsignals verwendet wird;
Fig. 3 ein Blockdiagramm des in Fig. 1 dargestellten Quellencodierungsblocks;
Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen De¬ codierers
Fig. 5 ein Blockdiagramm des in Fig. 4 dargestellten Da- tendekodieres;
Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel eines Systems zur Bestim¬ mung der Zuhörerverteilung einer Radiostation, das die erfindungsgemäßen Verfahren zum Codieren und Decodieren verwendet;
Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel eines Systems zur Bestim¬ mung der Zuhörerverteilung einer Radiostation, das die erfindungsgemäßen Verfahren zum Codieren und Decodieren verwendet;
Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel eines Systems zum Kenn¬ zeichnen von Audiosignalen mit einer eindeutigen Kennummer zur Identifizierung von Tonträgern; und
Fig. 9 ein Ausführungsbeispiel eines Systems zur
Fernsteuerung von Audiogeräten, das die erfindungsgemäßen Verfahren zum Codieren und Decodieren verwendet. Nachfolgend wird anhand der Fig. l ein Ausführungsbeispiel eines Codierers näher beschrieben. Es wird darauf hingewie¬ sen, daß die in Fig. 1 dargestellte Schaltung lediglich ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel darstellt, und die vorlie¬ gende Erfindung nicht darauf beschränkt ist.
Die in Fig. 1 dargestellte Codierschaltung besteht aus einem Transformationsblock 100, einem Psychoakustikblock 102, einem Datensignalgenerator 104, einem Quellencodierungsblock 105, einem Pseudo-Noise-Signalgenerator 106, einem BPSK-Ba- sisbandmodulator 108 (BPSK = Binary Phase Shift Keying = bi¬ näre Phasenverschiebungstastung) , einem BPSK-Modulator 110, einer Einrichtung zum Gewichten von zwei Signalen 112, einem Rücktransformationsblock 114 und einer Superpositions- bzw. Überlagerungseinrichtung 116. Bei dem in Fig.l dargestellten Ausführungsbeispiel sind der BPSK-Basisbandmodulator 108, der BPSK-Modulator 110 und die Einrichtung zum Gewichten von zwei Signalen 112 jeweils durch einen Multiplizierer ge¬ bildet. Ferner ist ein weiterer Transformationsblock 118 vorgesehen, der das Ausgangssignal s(l) des BPSK-Modulators 110 in den Spektralbereich transformiert.
Der Transformationsblock 100 ist mit einem Eingang EIN der Schaltung verbunden. Der Ausgang des Transformationsblock 100 ist mit dem Psychoakustikblock 102 verbunden. Der Ein¬ gang der Schaltung ist ferner mit einem Eingang der Superpo¬ sitionseinrichtung 116 verbunden.
Der Ausgang des Pseudo-Noise-Signalgenerators 106 ist mit einem Eingang des BPSK-Basisbandmodulators 108 verbunden und der Ausgang des Datensignalgenerators 104 mit dem Eingang des Quellencodierungsblocks 105 verbunden, dessen Ausgang wiederum mit dem anderen Eingang des BPSK-Basisbandmodula¬ tors 108 verbunden ist. Der Ausgang des BPSK-Basisbandmodu¬ lators 108 ist mit einem Eingang des BPSK-Modulators 110 verbunden, dessen anderer Eingang mit einem Signalgenerator (nicht dargestellt) verbunden ist, der ein cosinusförmiges Signal an den anderen Eingang des BPSK-Modulators 110 an¬ legt. Der Ausgang des BPSK-Modulators 110 ist mit dem wei¬ teren Transformationsblock 118 verbunden, dessen Ausgang mit der Gewichtungseinrichtung 112 verbunden ist.
Der Ausgang des Psychoakustikblocks 102 ist ebenfalls mit der Gewichtungseinrichtung 112 verbunden. Der Ausgang der Gewichtungseinrichtung 112 ist mit einem Eingang des Rück- transformationsblocks 114 verbunden. Der Ausgang des Rück- transformationsblocks 114 ist mit einem weiteren Eingang der Superpositionseinrichtung 116 verbunden, wobei der Ausgang der Superpositionseinrichtung 116 mit einem Ausgang AUS der Schaltung verbunden ist.
Nachfolgend wird anhand der Fig. 1 ein bevorzugtes Ausfüh¬ rungsbeispiel des erfindungsgemäßen Codierverfahrens näher beschrieben.
Zunächst wird am Eingang "EIN" ein Musiksignal n(k) einge¬ speist, das beispielsweise als digitales PCM-Musiksignal vorliegt (PCM = Pulsed Code Modulation) . Im Transformations¬ block 100 wird das Musiksignal zunächst einer Fensterung mit Hanningfenster unterzogen und anschließend mittels einer schnellen Fourier-Transformation (FFT - fast fourier trans- formation) mit einer Länge von 1024 mit 50% Überlappung (Overlap) in den Spektralbereich umgewandelt. Danach liegt das Spektrum N(..) des Musiksignals n(k) mit 512 Frequenz¬ linien vor, das als Eingangssignal für die Psychoakustik 102 verwendet wird. Das Spektrum des Musiksignals wird gleich¬ zeitig an die Superpositionseinrichtung 116 angelegt, wie dies durch den Pfeil 120 verdeutlicht ist.
Im Psychoakustikblock 102 wird das Spektrum N((Λ) in kriti¬ sche Bänder (critical bands) aufgeteilt. Diese Bänder haben eine Breite von 1/3 bark, was abhängig von Abtastfrequenz (im vorliegenden Beispiel beträgt diese z.B. 44,1 kHz oder 48 kHz) eine Bandanzahl von ca. 60 kritischen Bändern er¬ gibt. Die Zuordnung der Frequenzen f(Hz) in Bänder z(bark) orientiert sich an der Bandeinteilung, die das menschliche Ohr beim Hörvorgang vornimmt und ist beispielsweise im Stan¬ dard ISO/IEC 11172-3 tabellarisch notiert. In diesen kriti¬ schen Bändern wird die Bandenergie durch Summation des Real¬ teils und des Imaginärteils des Spektrums N(..) gemäß der nachfolgenden Gleichung bestimmt:
Ei = Re (N(Ui))2 + Im (N(ωi))2
Diese Energieverteilung wird nun einer Spreizung unterwor¬ fen. Hierfür wird für jedes Band die sogenannte Spreizungs- funktion berechnet, wobei die Berechnung dem Standard ISO/IEC 11172-3 (1993) folgt. Anschließend werden die 60 er¬ haltenen Spreizungsverläufe mit den Bandenergien gefaltet und man erhält den Verlauf der Erregung. Aus dieser läßt sich unter Berücksichtigung des Verdeckungsmaßes die Mas¬ kierungsschwelle W(z) für nichttonale Audiosignale mit einem Stützpunkt pro kritischem Band z berechnen.
Für tonale Audiosignale ist die Maskierungsschwelle W(z) er¬ heblich niedriger anzusetzen. Daher wird mit Hilfe einer Si¬ gnalprädiktion ein Maß für die Tonalität für jede Frequenz¬ linie bestimmt. Die Prädiktion bestimmt aus den beiden zu¬ rückliegenden FFTs für jede Linie eine prädizierten Vektor durch Addition der Phasen- und Betragsdifferenz zum Vektor der letzten FFT-Linie. Anschließend wird ein Fehlervektor durch Differenzbildung von prädiziertem Vektor und tatsäch¬ lich aus der FFT erhaltenen Vektor gebildet.
Durch linienweise Betragsbildung des Fehlervektors berechnet sich ein Maß für die Unvorhersagbarkeit des Signals (engl. Abk. cw = chaos measure) für jedes W . Aus dem "cw"-Wert, der Werte zwischen 0 - "sehr tonal" - und 1 - "nicht tonal" - annehmen kann, wird das Verdeckungsmaß, das bei der Be¬ rechnung der Maskierungsschwelle zu berücksichtigen ist, ausgerechnet.
Alternativ kann die Berechnung der Maskierungsschwelle auch anders erfolgen. Die aus der FFT erhaltenen Spektrallinien werden in kritische Bänder zusammengefaßt. Diese Bänder ha¬ ben eine Breite von 1/3 bark, was abhängig von Abtastfre¬ quenz (im vorliegenden Beispiel beträgt diese z.B. 44,1 kHz oder 48 kHz) eine Bandanzahl von ca. 60 kritischen Bändern ergibt. Die Zuordnung der Frequenzen f(Hz) in Bänder z(bark) orientiert sich an der Bandeinteilung, die das menschliche Ohr beim Hörvorgang vornimmt und ist beispielsweise im Stan¬ dard ISO/IEC 11172-3 tabellarisch notiert. In diesen kriti¬ schen Bändern wird die Bandenergie durch Summation des Real¬ teils und des Imaginärteils des Spektrums N(l*i) gemäß der nachfolgenden Gleichung bestimmt:
Ei = Re (N(Oi))2 + Im (N(Ui))2
Es sei nun angenommen, daß in dem gesamten Band nur tonale Signale vorliegen. In diesem Fall (worst case) ergibt sich die Maskierungsschwelle um einen festen Betrag unter der Energieverteilung des Musiksignals. Als maximales Ver¬ deckungsmaß können z.B. -18dB angenommen werden. Der Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, daß die Berechnung seht einfach ist, da weder Faltungen noch Prädiktionen vorgenom¬ men werden müssen. Der Nachteil ist, daß u.U. Energiereser¬ ven, die das Musiksignal an Verdeckung liefert nicht genutzt werden. Hat man jedoch eine ausreichende Verarbeitungsver¬ stärkung (processing-gain) bereitgestellt, stört dieser Nachteil nicht.
W(z) wird in nun in W(iO) umgerechnet, wobei diese Umrech¬ nung gemäß dem Standard ISO/IEC 11172-3 erfolgt. Der Verlauf der Maskierungsschwelle W(O) liegt somit am Ausgang des Blocks 102 an, und zeigt an, bis zu welchem Energiepegel an dem Signal an einer Stelle (*-s Energie zugeführt werden darf, damit diese Änderung unhörbar bleibt.
Der Datensignalgenerator 104 (DSG) stellt das Nutzdatensig¬ nal x(n) zur Verfügung, das im Regelfall zyklisch wiederholt wird, um jederzeit eine Decodierung in einem Decoder zu er- möglichen. Das Datensignal hat eine Bandbreite von bei¬ spielsweise 50 Hz. Die Daten am Ausgang des DSG 104 liegen als Binärsignal vor und haben eine niedrige Bitrate 1/Tχ im Bereich von 1-100 Bit/s. Das Spektrum dieses Signals muß im Vergleich zum Spektrum des Signals, das von dem PN-Signalge- nerator 106 mit (*iχ abgegeben wird, sehr schmalbandig sein.
Die Nutzdatensignale x(n) bestehen bei dem in Fig.l be¬ schriebenen Ausführungsbeispiel aus Worten mit einer Länge von 11 Bit. Diese Datenworte sind in einem Rahmen (Frame) eingebaut, der eine Länge zwischen 26 und 29 Bit. In Fig. 2 ist der Aufbau eines solchen Übertragungsrahmens näher dar¬ gestellt. Der Übertragungsrahmen 200 umfaßt vier Abschnitte 202, 204, 206, 208. Der erste Abschnitt ist ein Synchronwort 202, das aus sieben Bits (Bits 0 bis 6) besteht und bei dem in Fig. 2 dargestellten Beispiel durch die Bitfolge 1111110 gebildet ist. Der zweite Abschnitt 202 dient dem Fehler¬ schutz und besteht aus vier Bits (Bits 7 bis 10) . Der dritte Abschnitt 206 enthält das Datenwort, das eine Länge von 11 Bits hat (Bits 11 bis 21) . Der vierte Abschnitt 208 enthält eine Überprüfungssumme (Checksumme) aus vier Bits (Bits 22 bis 25) .
Der Fehlerschutz (Abschnitt 204 in Fig. 2) wird durch einen nichtsystematischen (15,11)-Hammingeode realisiert. Mit die¬ sem Blockcode lassen sich alle 1-Bit-Fehler korrigieren. Bei Mehr-Bit-Fehlern wird das erhaltene Datenwort als falsch verworfen. Der Vorteil dieses Codes besteht darin, daß er ohne großen Rechneraufwand durch einfache Matrixmultiplika¬ tion realisierbar ist und damit auch hinsichtlich des Deko¬ dierverfahrens geeignet ist.
Da der Übertragungskanal bitorientiert arbeitet muß der Übertragungsrahmen mit einem HDLC-Protokoll übertragen werden (HDLC = high-level data link control = hochstufige Datenverbindungssteuerung) . Diese Protokoll ist derart modi¬ fiziert, daß nicht nur nach sechs aufeinanderfolgenden "l"- Bits eine "0" eingefügt wird, sondern auch nach sechs "0"- Bits eine "1". Diese Modifikation ist erforderlich, um Pha¬ sendrehungen, die auf dem Kanal auftreten können, zu erken¬ nen und zu korrigieren.
Der Übertragungsrahmen 200 wird durch den Quellencodierungs¬ block 105 (Fig. 1) aufgebaut. In Fig. 3 ist der Quellenco¬ dierungsblock 105 im Detail dargestellt.
Dem Quellencodierungsblock 105 werden von dem Datensignalge- nerator 104 die Datensignale bereitgestellt. Am Eingang 302 des Blocks 105 liegen die Daten als Datenworte mit 11 Bit Länge vor, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist. Der Übertra¬ gungsrahmen wird nun derart aufgebaut, daß zunächst der Feh¬ lerschutz in einem ersten Block 304 durch den (15,11)- Hammingcode realisiert wird. Der Rahmen hat nun eine Länge von 15 Bits. Anschließend wird in einem zweiten Block 306 die Überprüfungssumme dem Rahmen zugefügt. Die Länge ist danach 19 Bits. Im Block 318 erfolgt die erforderliche Codierung des Übertragungsrahmens durch einen HDLC-Codierer, was zu einer Länge des Rahmens von 19 bis 22 Bits führt. Das am Ausgang des Block 308 vorliegende Binärsignal wird nun in ein antipodisches Signal umgewandelt. Dies kann z.B. mit der Zuordnung 0 - > 1 und 1 - > -1 erfolgen. Um den Rahmen zu vervollständigen wird diesem im Block 310 das Synchronwort zugefügt. Am Ausgang 312 des Quellencodierungsblocks 105 liegt der Übertragungsrahmen mit einer Länge von 26 bis 29 Bits an, der dem BPSK-Basisbandmodulator 108 zugeführt wird.
Der Pseudo-Noise-Signalgenerator 106 (PNSG) stellt das Spreizungssignal g(l) mit der Bitrate 1/Tg bereit. Die Band¬ breite t-)q- dieses Signals bestimmt die Bandbreite Os des Spread-Spektrum-Signals und legt bei dem in Fig. 1 darge¬ stellten Ausführungsbeispiel im Bereich von 6 kHz. Die hö¬ heren Frequenzen, die ein hochwertiges Musiksignal bietet, wurden unter Berücksichtigung des Frequenzgangs der Wieder¬ gabegeräte (z.B. Kofferradios) außer Acht gelassen. Der PNSG 106 ist gemäß einem Ausführungsbeispiel als rückgekoppeltes Schieberegister aufgebaut und liefert eine pseudozufällige Pseudo-Noise-Sequenz (PN Sequenz) der Länge N. Diese Sequenz muß im Decoder zur Decodierung des Signals bekannt sein.
Das Verhältnis Tχ/Tn wird als Spreizungsfaktor bezeichnet und bestimmt direkt das Signal-Rausch-Verhältnis, bis zu dem das Verfahren noch zuverlässig arbeitet. Gemäß dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel beträgt der Spreizungs¬ faktor 128 und damit das Signal-Rausch-Verhältniε S/N = 101oglO(Tx/Tn) = -21 dB.
Das vorliegende Binärsignal g(l) des PNSG 106 wird nun in ein antipodisches Signal umgewandelt. Dies kann z.B. mit der Zuordnung 0 - > 1 und 1 - > -1 erfolgen. Nach dieser Format- tierung ist das Signal aufbereitet und wird dem BPSK-Basis- bandmodulator zugeführt.
Der BPSK-Basisbandmodulator 108 gestaltet sich bei der Ver¬ wendung antipodischer Signale einfach, da eine Abtastwert- weise Multiplikation der BPSK-Modulation entspricht. Das sich ergebende Signal h(l) = g(l)x'(n) hat eine Bandbreite von (On ~ 6 kHz. Die Amplitudenwerte sind -1 und 1. Daε Si¬ gnal hat das Hauptmaximum bei 0 Hz, liegt also im Basisband vor.
Das Basisbandsignal h(l) wird nun dem BPSK-Modulator 110 zu¬ geführt. Dort wird das Basisbandsignal h(l) auf einen cosi- nusförmigen Träger cos(CJτt) aufmoduliert. Die Frequenz des Trägers beträgt die Hälfte der Bandbreite des Spreizbandsi¬ gnals im Basisband. Somit kommt die erste Nullstelle des mo¬ dulierten Spektrums bei 0 Hz zu liegen. Dadurch kann das Si¬ gnal auf Kanälen übertragen werden, deren Übertragungsfunk¬ tion im Bereich von 0 bis 100 Hz stark dämpft, wie dies bei Audioübertragungen über Lautsprecher und Mikrophon zu erwar¬ ten ist.
Alternativ kann die Modulation statt mit einem Trägercosinus auch durch geeignete Codierung erfolgen. Durch seine beson¬ dere Eigenschaft mittelwertfrei zu sein, kann auch der Man- chester-Code Verwendung finden. Durch seine Mittelwertfrei¬ heit kommt somit hier auch bei 0 Hz keine Energie des Spreizbandsignals zu liegen, was für die Übertragbarkeit wichtig ist. Die Codiervorschrift für den Manchester-Code lautet 0 -> 10 und 1 -> 01. Die Anzahl der Bits verdoppeln sich also.
Das Zeitsignal s(l) , das am Ausgang des BPSK-Modulators 110 anliegt, wird nun mittels einer schnellen Fourier-Transfor¬ mation im Transformationsblock 118 in den Spektralbereich transformiert, so daß am Ausgang deε Blocks 118 S(tO) an¬ liegt.
Der spektrale Verlauf des gespreizten Nutzsignals S(O) wird nun mit dem Verlauf der Maskierungsschwelle W(W) durch den Gewichtungsblock 112 gewichtet, was dazu führt, daß an kei¬ ner Stelle im Audiospektrum mehr Rauschenergie durch das Spread-Spektrum-Signal eingebracht wird, als das menschliche Ohr wahrnehmen kann. In Bezug auf die Demodulation des Nutz¬ signals wirkt sich der statisch verändernde Verlauf der Energieverteilung im Nutzsignal nur geringfügig aus, da das Verfahren gerade in diesem Zusammenhang besonders leistungs¬ fähig ist.
Anschließend erfolgt eine Rücktransformation durch eine in- verse schnelle Fourier-Transformation im Block 114, so daß das codierte Musiksignal wieder im Zeitbereich vorliegt. Bei der Rücktransformation sind die 50% Überlappung zu beachten.
Beim Block 116 wird das psychoakustisch gewichtete Nutzsig¬ nal im Zeitbereich zum Musiksignals n(k) addiert.
Am Ausgang "AUS" liefert der Codierer ein digitales PCM-Si- gnal nc(k) , das auf einer beliebigen Übertragungsstrecke übermittelt werden kann, solange diese eine Bandbreite von mindestens 6 kHz aufweist.
Alternativ zu dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel kann anstelle des Eingangs der Schaltung der Ausgang des Transformationsblocks 100 zusätzlich mit der Überlagerungs¬ einrichtung 116 verbunden sein. In diesem Fall erfolgt eine Überlagerung des spektralen Spreizungssignalε und des spek¬ tralen Audiosignals und anschließend die Rücktranεformation in den Zeitbereich.
Nachfolgend wird ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer Decodierschaltung beschrieben, die zur Ausführung eines be¬ vorzugten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verfah¬ rens zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals verwendet wird.
Der Decodierer umfaßt ein Mikrophon 400, das ein beispiels¬ weise von einem Rundfunkempfänger abgestrahltes Musiksignal empfängt. Der Ausgang des Mikrophons 400 ist mit dem Eingang eines Tiefpasses 402 verbunden, dessen Ausgang mit einem Verstärker 404 mit automatischer Vertärkungssteuerung ver¬ bunden ist. Der Ausgang des Verstärkers 404 ist mit einem Analog/Digital-Wandler 406 verbunden. Der Ausgang des Ana¬ log/Digital-Wandler 406 ist mit dem Eingang eines nicht-re¬ kursiven Filters 408 (matched FIR-Filter) verbunden, dessen Ausgang mit einem Eingang eines Bitsynchronisationssteue- rungsblocks 410 verbunden ist. Der Ausgang des Blocks 410 ist mit dem Eingang eines Datendecodieres 412 verbunden. Am Ausgang des Datendecodieres 412 liegt das decodierte Daten¬ signal vor.
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel des erfindungsge¬ mäßen Decodierers anhand der Fig. 4 beschrieben. Das vom Rundfunkempfänger abgestrahlte Musiksignal nc(k) wird vom Mikrophon 400 in elektrische Signale umgewandelt und dem Tiefpaß 402 zugeführt. Die Grenzfrequenz des Tiefpasses 402 ist so bemessen, daß die Frequenzanteile, in denen keine Da¬ ten einmoduliert sind, stark gedämpft werden. Bei dem vor¬ liegenden Ausführungsbeispiel ist die Grenzfrequenz gleich 6 kHz. Die Tiefpaßfilterung dient dazu, Überfaltungen zu ver¬ meiden, die durch das später stattfindende Abtasten des Si- gnals entstehen können.
Der Verstärker 404 mit automatischer Vertarkungssteuerung (AGC = Automatic Gain Control) stellt eine konstante Mo¬ mentanleistung des Eingangssignals vor dem A/D-Wandler 406 sicher. Dies ist erforderlich, um kanalbedingte zeitweise Dämpfungen ausgleichen zu können. Es wird darauf hingewie¬ sen, daß der Decodierer sowohl hardwaremäßig als auf soft¬ waremäßig realisierbar ist. Im Fall einer softwaremäßigen Realisierung kann auf den Verstärker 404 verzichtet werden.
Der A/D-Wandler führt eine Abtastung und Digitalisierung des Signals durch.
Das angepaßte (matched) Filter 408 besteht aus einem FIR- Filter bzw. einem nicht-rekursiven Filter. Das Filter 408 enthält als Koeffizienten die umgekehrte Folge der PN-Se- quenz des Senders. Die PN-Sequenz des Pseudorauschsignals kann beispielsweise manchestercodiert sein. In diesem Fall enthält das Filter 408 enthält als Koeffizienten die umge¬ kehrte manchestercodierte Folge der PN-Sequenz des Senders. Somit erzeugt das Filter 408 bei maximaler Korrelation eine Spitze am Ausgang, deren Vorzeichen dem übertragenen Symbol entspricht. Der Filterausgang liefert also im Abstand der Länge 2*N der PN-Sequenz Spitzen, die die übertragenen Daten darstellen. Da die Spitzen nicht zu jeder Zeit eindeutig zu bestimmen sind, ist dem Filter 408 der Bitsynchronisations- steuerungsblock 410 nachgeschaltet.
Die Synchronisationssteuerung im Block 410 sucht im Aus¬ gangssignal des Filters 408 Spitzen, die sich eindeutig von dem Rauschgrund abheben. Ist eine solche Spitze gefunden, wird synchron zu der Länge der PN-Sequenz in den Ausgang des Filters 408 hineingetastet, um die übertragenen Symbole zurückzugewinnen. Erscheint während dieser Zeit eine eindeu¬ tige Spitze, wird der AbtastZeitpunkt entsprechend kor¬ rigiert. Der Ausgang des Blocks 410 liefert einen Bitstrom, der im nachfolgenden Datendekodierer 412 bearbeitet wird. Dieser Bitstrom stellt im Fall, daß am Eingang des Mikrophons 402 kein gültig codiertes Signal anliegt, eine zufällige Folge von Bits dar. Ist der Dekodierer bitsynchronisiert, enthält der Bitstrom die gesendeten Daten.
Im Datendekodierer 412 erfolgt die Dekodierung deε Nutzda¬ tensignals aus dem Bitstrom vom Block 410. Anhand der Fig. 5 wird nachfolgend der Datendekodierer näher beschrieben. Der Datendekodierer 412 umfaßt einen Eingang EIN, der mit einem Rahmensynchronisationsblock 502 und einem HDLC-Decodierblock 504 verbunden ist. Der Block 502 gibt ein Auslöse- bzw. Triggersignal an den Block 504 aus. Der Ausgang des Blockε 504 ist mit dem Eingang eines Hamming-Fehlerkorrekturblocks 506 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Über¬ prüfungssummenblocks 508 verbunden ist. Anschließend an den Block 508 erfolgt eine Hammingdatenberechnung im Block 410. Der Ausgang des Blocks 410 ist mit dem Ausgang AUS des Da- tendecodierers 412 verbunden, an dessen Ausgang das Daten¬ wort mit einer Länge von 11 Bits anliegt.
Der Rahmensynchronisationsblock 502 empfängt den Eingangs¬ bitstrom und such darin das Synchronisationswort 202. Ist es gefunden, wird der HDLC-Decodierer 504 getriggert und die Eingangsdaten entsprechend decodiert. Anschließend erfolgt die Syndromberechnung und die Fehlerkorrektur durch den Hammingeode. Über das bitfehlerkorrigierte 15-Bitwort wird die Prüfsumme berechnet und mit den übertragenen Bits ver¬ glichen. Sind alle diese Operationen erfolgreich, werden die 15 Bits mit dem Hammingeode decodiert und die 11 übertra¬ genen Datenbits aus dem Decodierer ausgegeben.
Es wird darauf hingewiesen, daß die im vorhergehenden be¬ schriebenen Verfahren zum Codieren und zum Decodieren le¬ diglich bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Er¬ findung darstellen, auf die die Erfindung nicht beschränkt ist. Die wesentlichen Merkmale des erfindungsgemäßen Codierver¬ fahrens zur Einbringung eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal sind das Umwandeln des Audiosignalε in den Spektralbereich, das Bestimmen der Maskierungsεchwelle des Audiosignals, das Bereitstellen eines Pseudorauschsignals, das Bereitstellen des Datensignals, das Multiplizieren des Pεeudorauschsignals mit dem Datenεignal, um ein frequenz¬ mäßig gespreiztes Datensignal zu schaffen, das Gewichten des gespreizten Datensignals mit der Maskierungsschwelle und das Überlagern des Audiosignalε und des gewichteten Signals.
Die wesentlichen Merkmale des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal ent¬ haltenen Datensignals sind das Abtasten deε Audioεignals, das nicht-rekursive Filtern des abgetasteten Audiosignals, und das Vergleichen des gefilteren Audiosignals mit einem Schwellenwert, um das Datensignal wiederzugewinnen.
Nachfolgend wird anhand der Fig. 6 ein System gemäß der vor¬ liegenden Erfindung zum Bestimmen der Zuhörerverteilung ein¬ zelner Radiostationen anhand eines Kennungssignals näher be¬ schrieben. Das anhand der Fig. 6 beschriebene System verwen¬ det zum Einbringen des Kennungssignals in das übertragene Audiosignal, das im vorhergehenden beschriebene Codierungs¬ verfahren, und verwendet zum Decodieren des Signals aus dem empfangenen Audiosignal, das oben beschriebene Decodierver- fahren.
Das anhand der Fig. 6 beschriebene System ermöglicht es, die Zuhörerverteilung der einzelnen Radiostationen zuverlässig zu ermitteln. Das System ist unabhängig von den verwendeten Empfangsgeräten, so daß den unterschiedlichen Hörgewohnhei¬ ten Rechnung getragen werden kann.
Die Rundfunkübertragung kann ebenfalls über unterschiedliche Medien erfolgen: FM ( analog )
Kabel (analog und digital)
DAB (220 MHz terrestrisch; 1,5 GHz terrestrisch und satellitengestützt)
ADR
Analoge Satelliten Unterträger (Fernsehsatelliten)
LW/MW/KW
Fernsehton
Eε iεt landeεspezifisch, welche Medien für eine Auswertung relevant sind, jedoch ermöglicht es das in Fig. 6 darge¬ stellte System die oben aufgeführten Medien zu unterstützen. Die Erfassung der Hörer-Reichweite erfolgt in einem vorbe¬ stimmten Zeitabstand, der abhängig vom jeweiligen Einzelfall einstellbar ist. Gemäß einem Beispiel kann der Zeitabstand 10 Sekunden betragen. Ferner muß festgelegt werden, wie ak¬ tuell die Auswertung zu sein hat. Gemäß dem in Fig. 6 darge¬ stellten Beispiel eines Systems werden die Hörerdaten über Nacht erfaßt. Bei anderen Ausführungsbeispielen kann es aus¬ reichend sein, das Erfassungsgerät alle 4 Wochen zur Daten¬ auswertung einzusenden.
Das System, wie es in Fig. 6 näher dargestellt ist, umfaßt ein Erfassungsgerät, das seitens der Hörer eine hohe Akzep¬ tanz erreicht, um die Zuverlässigkeit der Datenerhebung si¬ cherzustellen. Um eine möglichst umfassende Datenermittlung sicherzustellen, wird das Erfassungsgerät am Körper deε Te¬ sthörers bzw. Probanden getragen, und es handelt sich hier¬ bei um ein kleines Gerät mit ausreichender Batterieversor¬ gung, wie beispielsweise durch Akkus, das im Design anspre¬ chend und in der Handhabung einfach ist. Die Akkus werden in einer Lade- bzw Dockingstation nachgeladen. Das erfindungsgemäße System ist in Fig. 6 in seiner Gesamt¬ heit mit dem Bezugszeichen 600 versehen. Das System 600 be¬ steht aus folgenden Komponenten. Ein Audiosignal wird in einer Radiostation 602 erzeugt und mittels eines Kennungs- gebers 604 mit einem Kennungssignal beaufschlagt. Die Beauf¬ schlagung des Audiosignals durch den Kennungsgeber 604 er¬ folgt unter Verwendung deε oben beεchriebenen Codierverfah- renε zum Einbringen eineε nicht hörbaren Datenεignals in ein Audiosignal. Das mit dem Kennungssignal beaufschlagte Audio¬ signal wird an eine Antenne 606 weitergeleitet, die eine Ab¬ strahlung 608 des Audiosignals bewirkt. Ein Rundfunkempfän¬ ger 610 bestehend aus einer Antenne 612, einem Empfängerge¬ rät 614 und zwei Lautsprechern 616 empfängt das abgestrahlte Audiosignal. Das von der Antenne 612 empfangene Audiosignal wird über den Empfänger 614 und die Lautεprecher 616 in ein hörbares Audiosignal 618 umgewandelt, das von einem Erfas¬ sungsgerät 620 empfangen wird. Bei dem in Fig. 6 dargestell¬ ten Ausführungsbeispiel ist das Empfangsgerät 620 in der Form einer Armbanduhr ausgestaltet. Das Erfassungsgerät 620 ist wirksam, um aus dem empfangenen Audiosignal 618 das Ken- nungεεignal herauεzuziehen. Dieε erfolgt mittels des erfin¬ dungsgemäßen Verfahrens zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals. Das Kennungssi¬ gnal, das von dem Empfangsgerät 620 bestimmt wird, wird in dem Empfangsgerät zwischengespeichert. Eine sogenannte Docking-Station 622 ist vorgesehen, um die Armbanduhr 620 beispielsweise während der Nacht aufzunehmen, um eine Über¬ tragung der gespeicherten Kennungsdaten zu bewirken. Die Docking-Station 622 ist über eine Leitung 624 und eine ent¬ sprechende Verbindungsstelle 626, an die auch noch ein Fern¬ sprecher 628 anschließbar ist, mit einem Kommunikationsnetz¬ werk 630 verbunden, das bei einem Ausführungsbeispiel das Telephonnetz ist. Über das Kommunikationsnetzwerk 630 werden die von dem Empfangsgerät 620 gespeicherten Daten bzw. Ken¬ nungsdaten an eine Zentrale 632 gesendet, die einen Rechner 634 aufweist, um die empfangenen Daten auszuwerten. Der Rechner 634 ist über eine Leitung 636 mit einem Modem 638 verbunden, das seinerseits über eine Leitung 640 und eine weitere Verbindungseinrichtung 642 mit dem Kommunikations¬ netzwerk 630 verbunden ist.
Mit dem in Fig. 6 dargestellten System ist es möglich, ta¬ gesaktuell die Hörerdaten von ausgewählten Radiostationen zuverlässig zu ermitteln, wobei die zeitliche Auflösung des Systems im Bereich weniger Sekunden liegt. Durch die wenig aufwendige Technik kann das Syεtem koεtengünεtig realisiert werden.
Nachfolgend wird anhand der Fig. 7 ein System gemäß der vor¬ liegenden Erfindung zum Bestimmen der Senderreichweite einer Radiostation anhand eines Kennungssignals näher beschrieben. Das anhand der Fig. 7 beschriebene System verwendet zum Ein¬ bringen des Kennungssignals in das übertragene Audiosignal, daε im vorhergehenden beεchriebene Codierungsverfahren, und verwendet zum Decodieren des Signals aus dem empfangenen Au¬ diosignal, das oben beschriebene Decodierverfahren.
Das erfindungsgemäße System ist in Fig. 7 in εeiner Gesamt¬ heit mit dem Bezugszeichen 700 versehen. Bei dem System 700 wird ein Audiosignal in einer Radiostation 702 zum Beispiel in einem Studio 704 erzeugt und mittels eines Kennungsgebers bzw. Kodierers 706 mit einem Kennungssignal beaufschlagt. Die Beaufschlagung des Audiosignalε durch den Kennungεgeber 706 erfolgt unter Verwendung deε oben beschriebenen Codier¬ verfahrens zum Einbringen eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal. Das mit dem Kennungssignal beaufschlagte Audiosignal wird an eine Antenne 708 weitergeleitet, die eine Abstrahlung 710 des Audiosignals bewirkt. Ein Rundfunk¬ empfänger 712, beispielsweise ein Testempfänger, bestehend aus einer Antenne 714 und einem Empfängergerät 716 empfängt das abgestrahlte Audiosignal. Der in Fig. 7 dargestellte Empfänger 716 dient lediglich dazu, das Audiosignal zu emp¬ fangen. Da es bei diesem Ausführungsbeispiel lediglich um die Feststellung der Senderreichweite geht, kann auf eine Wiedergabe des gesendeten Audiosignalε verzichtet werden. Ein Vorteil dieser Vorgehensweise besteht darin, das zum Feststellen der Senderreichweite nicht nur ein begrenzter Bandbereich in dem Audiosignal zur Übertragung des Datensi- gnalε verwendet werden kann. Eε ist möglich, die gesamte Bandbreite des gesendeten Audiosignals zu verwenden. Dadurch kann entweder die Dekodiersicherheit oder die übertragene Datenmenge gesteigert werden.
Bei dem in Fig. 7 dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Decodierer 718, der das Verfahren zum Decodieren ausführt, durch einen Computer 720 gebildet, der das Verfahren soft¬ waretechnisch realisiert. Wie in Fig.7 zu sehen ist, ist der Empfänger 716 wirksam über eine Leitung oder ein Kabel 722 mit einer sogenannten Soundkarte 724 in dem Computer verbun¬ den, um eine Verarbeitung deε Audioεignalε durch den Compu¬ ter zu ermöglichen. Die Übertragung von dem Empfänger 712 zu dem Decodierer 718 über die Leitung 722 erfolgt analog. Mit anderen Worten wird daε empfangene Audiosignal direkt vom Empfänger 712 in den Decodierer 718 eingespeist.
Der Decodierer 718 ist über eine Leitung 724 mit einem Modem 728 verbunden, das seinerseits über eine weitere Leitung 730 mit einer entsprechenden Verbindungsstelle 732 verbunden ist. Die Verbindungsstelle 732 ist mit einem Kommunikations¬ netzwerk 734, beispielsweise mit einem Fernsprechnetz, ver¬ bunden. Über das Kommunikationsnetzwerk 734 werden die aus dem Datensignal erfaßten Daten bzw. Kennungsdaten an eine Zentrale 736 gesendet, die einen Rechner 738 aufweist, um die empfangenen Daten auszuwerten. Der Rechner 738 ist über eine Leitung 740 mit einem Modem 742 verbunden, das seiner¬ seits mit dem Kommunikationsnetzwerk 734 verbunden ist.
Anhand der Fig. 8 wird nachfolgend ein System zum Kennzeich¬ nen von Audiosignalen beschrieben, das dazu dient, Tonträger und Kopien von Tonträgern anhand des in das Audiosignals eingebrachten Kennungssignals zu identifizieren. Der Vorteil besteht darin, daß dadurch ermöglicht wird, eventuelle Raub¬ kopien ohne weiteres zu identifizieren, da jeder einzelne Tonträger mit einer individuellen Kennung ab Werk versehen ist.
In Fig. 8a ist schematisch die Herstellung eines Tonträgers, wie zum Beispiel einer Compact Disk "CD", in einem Presswerk 800 dargestellt. Das Presswerk 800 umfaßt eine Abspielvor¬ richtung 802, in der ein Masterband läuft, das die auf eine CD aufzubringenden Audiosignale enthält. Die CD wird in einem Preßwerk 804 gepreßt. Zwiεchen Preßwerk und 804 und Abspielvorrichtung 802 ist ein Codierer 806 angeordnet. Durch den Codierer wird jeder CD ein Kennungssignal zuge¬ ordnet, das in daε Audiosignal eingebracht wird. Die Codie¬ rung erfolgt gemäß dem oben beschriebenen Codierverfahren. Um die Erzeugung individueller Kennungsεignale für einzelne CDs sicherzustellen, ist dem Codierer 806 ein Zähler zuge¬ ordnet, der beispielsweise fortlaufende Identifikationsnum¬ mern als Kennungssignal bereitstellt, das in das Audiosignal eingebracht wird.
Anhand der Fig. 8b wird die Wirkungsweise der Kennungen auf einzelnen CDs näher erläutert. Eine CD 808, die mit einer individuellen Kennung versehen ist, wird mehrmals kopiert, wie dies durch die schematisch dargestellten Abspielgeräte 810 angedeutet ist. Die Kopien können sowohl analog als auch digital erstellt werden.
Nach dem die Kennung in dem Audiosignal eingebaut ist, wird diese auch bei einer Übertragung des Audiosignals in Form eine Tondatei (Soundfile) über das Internet beibehalten, wie die in Fig. 8 durch das Bezugszeichen 812 angedeutet ist. Auf diese Weise können Rückschlüsse auf die Sounddatei auf dem Tonträger vorgenommen werden.
Nachfolgend wird ein weiteres Ausführungεbeispiel anhand der Fig. 9 beschrieben. In Fig. 9 ist ein System zur Fernsteue¬ rung von Audiogeräten dargestellt, das die erfindungsgemäßen Verfahren zum Codieren und Decodieren verwendet. Daε erfindungεgemäße System ist in Fig. 9 in seiner Gesamt¬ heit mit dem Bezugszeichen 900 versehen. Bei dem System 900 wird ein Audiosignal in einer Radiostation 902 zum Beispiel in einem Studio 904 erzeugt. Mittels eines Kodierers 706 wird ein Datensignal bzw. Steuerungssignal in daε Audiosi¬ gnal eingebracht. Die Beaufschlagung des Audiosignals durch den Kodierer 906 erfolgt unter Verwendung des oben beschrie¬ benen Codierverfahrens zum Einbringen eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal. Das mit dem Signal beauf¬ schlagte Audiosignal wird an eine Antenne 908 weitergelei¬ tet, die eine Abstrahlung 910 des Audiosignals bewirkt. Ein Empfänger 912, bestehend aus einer Antenne 914 und einem Empfängergerät 916 empfängt das abgestrahlte Audiosignal. In dem Empfänger 916 ist ein Decodierer vorgesehen, der das in dem Audiosignal enthaltene Datensignal gemäß dem oben be¬ schriebenen Decodierverfahren herauszieht. Der Empfänger ist derart aufgebaut, daß er auf das Datensignal reagiert, um beispielsweise die Aufzeichnung eines Muεikprogrammε eines Radiosenders zu beginnen. Aufgrund deε aus dem Audiosignal herausgezogenen Datensignals bewirkt der Empfänger, daß ein Aufnahmegerät 918 aktiviert wird, mit dem das gesendete Audiosignal aufgezeichnet wird. Hierdurch wird für Radios in System geschaffen, das ein Verfahren bereitstellt, das dem "VPS"-Verfahren beim Fernsehen vergleichbar ist.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeiεpiel der vorliegenden Erfindung wird ein System geschaffen, daß einen parallel zum Audiosignal arbeitenden Datenkanal in Audiogeräten, die digitale Daten verarbeiten, bereitstellt. Dieser Datenkanal hat eine niedrige Bitrate, in den Informationen gemäß dem oben beschriebenen Verfahren eingebracht werden, und gemäß dem oben beschriebenen Decodierverfahren herausgezogen werden.
Es wird darauf hingewiesen, daß der im vorhergehenden be¬ schriebene Codierer und Decodierer lediglich bevorzugte Ausführungsbeispiele sind. Die weεentlichen Merkmale deε Codiererε zur Einbringung eineε nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal sind das Umwandeln des Audiosignals in den Spektralbereich, das Bestimmen der Maskierungsschwelle des Audiosignals, das Bereitstellen eineε Pεeudorauεchsig- nals, das Bereitstellen des Datensignals, das Multiplizieren des Pseudorauschεignals mit dem Datensignal, um ein fre¬ quenzmäßig gespreiztes Datensignal zu schaffen, das Gewich¬ ten des gespreizten Datensignals mit der Maskierungsschwelle und das Überlagern des Audiosignals und des gewichteten Sig¬ nals.
Die wesentlichen Merkmale des Decodierers zum Herausziehen nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals sind daε Abtasten des Audiosignals, das nicht-rekurεive Filtern des abgetasteten Audiosignals, und das Vergleichen des gefilteren Audiosignals mit einem Schwellenwert, um das Datensignal wiederzugewinnen.

Claims

Patentansprüche
1. Codierverfahren zur Einbringung eineε nicht hörbaren Datensignals (x(n) ) in ein Audiosignal (n(k)), mit fol¬ genden Schritten:
a) Umwandeln des Audiosignalε (n(k)) in den Spek¬ tralbereich;
b) Beεtimmen der Maεkierungεschwelle (W(Cύ)) des Audiosignals;
c) Bereitstellen eines Pseudorauεchsignals;
d) Bereitstellen des Datensignals;
e) Multiplizieren des Pseudorauεchεignals mit dem Da¬ tensignal, um ein frequenzmäßig gespreiztes Daten¬ signal zu schaffen;
f) Gewichten des gespreizten Datensignals mit der Ma¬ skierungsschwelle; und
g) Überlagern des Audiosignals und des gewichteten Datensignals.
2. Codierverfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt a) daε Anwenden einer εchnellen Fourier-Transformation auf das Audiosignal einschließt.
3. Codierverfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Schritt b) folgende Schritte umfaßt:
bl) Aufteilen des Spektrums des Audiosignals in kriti¬ sche Bänder (z) ; b2) Bestimmen der Energie in jedem kritischen Band;
b3) Berechnen der Spreizungsfunktion für jedes kriti¬ sche Band;
b4) Falten der Spreizungsverläufe aller kritischen Bänder mit den Bandenergien, um den Verlauf der Anregung zu erhalten;
b5) Beεtimmen der Unvorhersagbarkeit des Signals;
b6) Falten der Unvorhersagbarkeit mit der Spreizungsfunktion, um ein Maß für die Tonalität zu gewinnen;
b7) Berechnen des Verdeckungsmaßeε aus der Tonalität; und
b8) Berechnen der Maεkierungsschwelle aus der Anregung unter Berücksichtigung des Verdeckungsmaßes.
4. Codierverfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Schritt b) folgende Schritte umfaßt:
bl) Aufteilen des Spektrums des Audiosignalε in kriti¬ sche Bänder (z) ;
b2) Bestimmen der Energie in jedem kritischen Band; und
b3) Beεtimmen der Maskierungsschwelle aus den Band¬ energien unter Berücksichtigung des Verdeckungs¬ maßes für tonale Verdeckung.
5. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem das Pseudorauschsignal eine Bandbreite von 6 kHz hat.
6. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem das Datensignal eine Bandbreite von 50 Hz hat.
7. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem das Datensignal einen Blockcode kanalcodiert ist.
8. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem vor dem Schritt e) das Pseudorauschsignal und daε Datenεignal in antipodische Signale umgewandelt werden.
9. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem der Schritt e) folgende Schritte umfaßt:
el) BPSK-Basisbandmodulieren des Datensignals mit dem Pseudorauschsignal;
e2) BPSK-Modulieren des modulierten Signals auε dem Schritt el) mit einem Trägersignal, dessen Frequenz im Bereich des hörbaren Audiospektrums liegt; und
e3) Umformen des modulierten Signals aus dem Schritt e2) in den Spektralbereich.
10. Codierverfahren nach Anspruch 9, bei dem das Trägersi¬ gnal cosinuεförmig ist und eine Frequenz von 3 kHz hat.
11. Codierverfahren nach Anspruch 9, bei dem der Schritt el) durch eine Manchestercodierung des Pseudorauschεi- gnals realiεiert wird.
12. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, bei dem vor dem Schritt g) das gewichtete Datenεignal aus dem Schritt f) in den Zeitbereich transformiert wird.
13. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, bei dem im Schritt g) das gewichtete Datensignal aus dem Schritt f) mit dem Audiosignal im Spektralbereich überlagert wird und das überlagerte Signal anschließend in den Zeitbereich zurücktransformiert wird.
14. Codierverfahren nach Anεpruch 12 oder 13 , bei dem die Rücktransformation in den Zeitbereich durch eine schnelle Fourier-Transformation erfolgt.
15. Verfahren zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals, mit folgenden Schritten:
a) Abtasten des Audiosignals;
b) nicht-rekursives Filtern des abgetasteten Audio¬ signals; und
c) Vergleichen des gefilterten Audiosignals mit einem Schwellenwert, um daε Datensignal wiederzugewin¬ nen.
16. Verfahren nach Anspruch 9, bei dem das Audiosignal mit einem Mikrophon empfangen wird.
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 9 oder 10, bei dem vor dem Schritt a) daε Audiosignal Tiefpaß-gefiltert und verstärkt wird.
18. Codierer zur Einbringung eines nicht hörbaren Daten¬ signals (x(n)) in ein Audiosignal (n(k)) , der
- das Audiosignal (n(k)) in den Spektralbereich um¬ wandelt;
- die Maskierungsschwelle (W(u))) des Audiosignals be¬ stimmt;
- ein Pseudorauεchεignal bereitεtellt; - ein Datenεignal bereitεtellt;
- das Pseudorauschsignal mit dem Datensignal multipli¬ ziert, um ein frequenzmäßig gespreizteε Datensignal zu schaffen;
- das gespreizte Datensignal mit der Maskierungs¬ schwelle gewichtet; und
- das Audiosignal und das gewichtete Datenεignal ge¬ wichtet.
19. Codierer nach Anεpruch 18, der daε Audiosignal durch eine schnelle Fourier-Transformation in den Spektralbe¬ reich umwandelt.
20. Codierer nach Anspruch 18 oder 19, der bei der Bestimmung der Maskierungεschwelle
- das Spektrum des Audiosignalε in kritische Bänder (z) aufteilt;
- die Energie in jedem kritischen Band bestimmt;
- die Spreizungsfunktion für jedes kritische Band be¬ rechnet;
- die Spreizungsverläufe aller kritischen Bänder mit den Bandenergien faltet, um den Verlauf der Anregung zu erhalten;
- die Unvorhersagbarkeit des Signals bestimmt;
- das Verdeckungsmaß auε der Tonalität bestimmt; und
- die Maskierungεschwelle aus der Anregung unter Be¬ rücksichtigung deε beεtimmten Verdeckungεmaßeε be¬ rechnet.
21. Codierer nach Anspruch 18 oder 19, der bei der Beεtimmung der Maεkierungsεchwelle
- daε Spektrum des Audiosignalε in kritiεche Bänder (z) aufteilt;
- die Energie in jedem kritischen Band bestimmt;
- die Maskierungsschwelle aus den Bandenergien unter Berücksichtigung des Verdeckungsmaßes für die tonale Verdeckung bestimmt.
22. Codierer nach einem der Ansprüche 18 biε 21, bei dem das Pseudorauεchsignal eine Bandbreite von 6 kHz hat.
23. Codierer nach einem der Anεprüche 18 biε 22, bei dem daε Datenεignal eine Bandbreite von 50 Hz hat.
24. Codierer nach einem der Anεprüche 18 biε 23, der daε Datensignal durch einen Blockcode kanalcodiert.
25. Codierer nach einem der Ansprüche 18 bis 24, der vor dem Multiplizieren des Pseudorauschsignals mit dem Datensignal das Pseudorauschsignal und das Datensignal in antipodische Signale umwandelt.
26. Codierer nach einem der Ansprüche 18 bis 25, der beim Multiplizieren des Pseudorauschsignals mit dem Datensi¬ gnal
- eine BPSK-Basiεbandmodulation deε Datenεignalε mit dem Pseudorauschεignal bewirkt;
- eine BPSK-Modulation deε modulierten Signals aus dem mit einem Trägerεignal, dessen Frequenz im Bereich des hörbaren Audiospektrumε liegt, bewirkt; und - das modulierte Signal in den Spektralbereich umwan¬ delt.
27. Codierer nach Anspruch 26, bei dem das Trägersignal co- sinusförmig ist und eine Frequenz von 3 kHz hat.
28. Codierer nach Anspruch 26, bei dem das Multiplizieren des Pseudorauschsignals mit dem Datensignal durch eine Manscheεter-Codierung deε Pεeudorauschsignals erfolgt.
29. Codierer nach einem der Anεprüche 18 bis 25, der vor dem Umwandeln des modulierten Spreizbandsignals das ge¬ wichtete Datensignal in den Zeitbereich transformiert.
30. Codierer nach einem der Ansprüche 18 bis 25, der vor dem Umwandeln des modulierten Spreizbandsignals das ge¬ wichtete Datensignal mit dem Audiosignal im Spektralbe¬ reich überlagert und das überlagerte Signal anschlie¬ ßend in den Zeitbereich zurücktransformiert.
31. Codierer nach Anspruch 29 oder 30, der die Rücktrans¬ formation in den Zeitbereich durch eine schnelle Fourier-Transformation bewirkt.
32. Decodierer zum Herausziehen eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals, der
- das Audiosignal abtastet;
- das abgetastete Audiosignal nicht-rekursiv filtert; und
- das gefilterte Audiosignal mit einem Schwellenwert vergleicht, um das Datensignal wiederzugewinnen.
33. Decodierer nach Anspruch 32, der das Audiosignal mit einem Mikrophon empfangen wird.
34. Decodierer nach Anspruch 32 oder 33, der das Audiosignal vor dem Abtasten Tiefpaß-filtert und verstärkt.
35. Decodierer nach einem der Ansprüche 32 biε 34, der bei der Wiedergewinnung des Datensignals
- einen Korrelatorpeak auffindet;
- die Bitsynchronisation steuert, und
- eine Rahmensynchronisation und eine Kanaldekodierung durchführt.
36. System zum Bestimmen der Zuhörerverteilung einzelner Radiostationen anhand eines Kennungssignals, mit einem Codierer nach einem der Ansprüche 18 bis 31, der das Kennungsεignal in das Audioεignal einbringt, und mit einem Decodierer nach einem der Ansprüche 32 bis 35, der das Kennungssignal auε dem gesendeten Audioεignal herauεzieht.
37. System zum Bestimmen der Senderreichweite einer Radio¬ station anhand eines Kennungssignals, mit einem Codie¬ rer nach einem der Ansprüche 18 bis 31, der das Ken¬ nungssignal in das Audiosignal einbringt, und mit einem Decodierer nach einem der Ansprüche 32 bis 35, der das Kennungssignal aus dem gesendeten Audiosignal heraus¬ zieht.
38. System zum Kennzeichnen von Audiosignalen mit einer eindeutigen Kennummer zur Identifizierung der Quellen von Kopien von Tonträgern, mit einem Codierer nach einem der Ansprüche 18 bis 31, der die Kennummer in das Audiosignal einbringt, und mit einem Decodierer nach einem der Ansprüche 32 bis 35, der die Kennummer aus dem gesendeten Audiosignal herauszieht.
39. System zum Fernsteuern von Audiogeräten anhand eines Steuerungssignalε, mit einem Codierer nach einem der Ansprüche 18 biε 31, der daε Steuerungεεignal in das Audiosignal einbringt, und mit einem Decodierer nach einem der Ansprüche 32 bis 35, der das Steuerungssignal aus dem gesendeten Audiosignal herauszieht.
40. System zum Fernsteuern von Audiogeräten anhand eines Steuerungssignals, nach Anspruch 38, bei dem die Aufzeichnung eines Audiosignals in einem Aufnahmegerät durch das Steuerungεεignal begonnen und/oder beendet wird.
41. Syεtem zum Bereitstellen eines zum Audiosignal parallel arbeitenden Datenkanals mit niedriger Bitrate in digi¬ tal verarbeitenden Audiogeräten, mit einem Codierer nach einem der Ansprüche 18 bis 31, der die Informa¬ tionen in das Audiosignal einbringt, und mit einem De¬ codierer nach einem der Ansprüche 32 bis 35, der die Informationen aus dem gesendeten Audiosignal heraus¬ zieht.
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