EP1214780B1 - Emetteur de signaux radioelectriques modules a polarisation d'amplification auto-adaptee - Google Patents

Emetteur de signaux radioelectriques modules a polarisation d'amplification auto-adaptee Download PDF

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EP1214780B1
EP1214780B1 EP00964349A EP00964349A EP1214780B1 EP 1214780 B1 EP1214780 B1 EP 1214780B1 EP 00964349 A EP00964349 A EP 00964349A EP 00964349 A EP00964349 A EP 00964349A EP 1214780 B1 EP1214780 B1 EP 1214780B1
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EP
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bias
amplitude
signals
output
voltage
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Luc Lapierre
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Centre National dEtudes Spatiales CNES
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    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers

Definitions

  • Modulated radio signal transmitters are known for a long time and can be extremely varied. Modulation can be a phase and / or amplitude and / or frequency modulation. In the case amplitude modulation, and also in the case of certain modulation of phase, the modulated signals received at the input and those delivered at the output of the means power amplifiers have a continuously varying amplitude discreetly, that is, being able to take one of the values of a plurality predetermined discrete of distinct amplitude levels.
  • EER envelope elimination / restoration in which we detect the envelope of the modulated signals from the modulator, the envelope of the signals modulated using an amplitude limiter, the transistor is saturated output power with high input power, we use for the polarization a PWM (pulse width modulation) switching converter with high frequency (the switching frequency must be much higher than that of the envelope of the modulated signals) which are piloted according to the envelope beforehand detected, so that the variation of the polarization provided by this converter allows to restore the envelope on the modulated signals at the output of the transistor output power.
  • PWM pulse width modulation
  • This technique is however limited by the values of switching frequency and is therefore not easily applicable to very high envelope frequencies, particularly in the field of transmission of high speed digital data (typically several megabits per second or tens of megabits per second between space systems - notably the satellites- and Earth).
  • the realization of the envelope detector, the limiter, and of the converter is relatively complex - notably in the high speed transmission domain where the modulated signals have a carrier hyperfréquence-.
  • the document "MICROWAVE POWER AMPLIFIER EFFICIENCY IMPROVEMENT WITH A 10MHz HBT DC-DC CONVERTER” Gary Hanington et al, International Microwave Symposium, Baltimore, 1998 IEEE MTT-S Digest WE2C-6 p. 589-592 teaches to detect the power of the modulated input signal of the amplifier with an RF coupler and an envelope detector, and to control the value of the bias voltage of the power amplification stage supplied by a PWM switching converter. Again, this solution is limited in frequency (the modulated signals can have a variation spectrum not exceeding 2 MHz for a chopping frequency between 10 and 20 MHz). In addition, its realization is relatively complex, especially when the modulated signals have a microwave carrier.
  • the invention therefore aims to overcome all of these disadvantages and to propose a transmitter as mentioned and in which at minus the output power transistor (s) -especially all the transistors of power- present (s) a yield which remains optimized, i.e. is in always the best possible, even for low amplitude levels input signals, and which moreover is simple and inexpensive to produce and easily applicable in all signal carrier frequency ranges -including in the microwave field- and in all areas of signal variation frequency -including for high transmissions debit-.
  • the invention thus aims to allow the implementation of a modulation such as an amplitude modulation of the M-QAM type in quadrature at M states, M being a power of 2, generating modulated signals at the input of amplification means whose amplitude varies according to a discrete plurality of amplitude levels, without significantly reducing the power consumption of the transmitter compared to other types of modulation in which the amplitude of the modulated input signals remains at least substantially constant, and this in a simple, economical and applicable to all areas of frequency, including microwave carriers and / or high transmissions debit.
  • a modulation such as an amplitude modulation of the M-QAM type in quadrature at M states, M being a power of 2
  • M being a power of 2
  • the invention aims in particular to propose such a transmitter which does not require the use of a high PWM switching converter switching frequency, and which does not in fact impose any particular constraint on the frequency or technique of cutting, or even the use of such technique, to ensure the polarization of the power transistors.
  • the invention also aims to propose such a transmitter in which the number of circuits crossed by the modulated signals, and which must transmit the carrier or be compatible with its frequency, is as low as possible.
  • the invention aims to minimize the number of circuits transmitter microwave.
  • the invention also aims to propose such a transmitter, the operation is reliable and precise, i.e. providing a modulated signal from Error-free amplitude level output.
  • the invention also aims to propose such a transmitter which is in particularly suitable for space transmissions and which can be advantageously integrated aboard a spacecraft such as an artificial satellite - notably a terrestrial microsatellite - simple and economical.
  • the transmitter according to the invention can be produced so extremely simple and economical, and in particular does not require any complex and efficient converter for the polarization of the transistors of power.
  • the transmitter according to the invention also requires no circuit additional crossed by the carrier, or compatible with the frequency of the carrier - notably no microwave circuit when the carrier signal is in the microwave domain.
  • the transmitter according to the invention does not in fact comprises only means for analyzing the control signals digital, and switching means, controlled at the rate of variations amplitude of the modulated output signals.
  • the detection carried out for adapt the bias voltage of each power transistor in real time output does not operate on analog signals or at the modulation known in the prior art, which required detection relatively complex envelope.
  • this detection is carried out by the means of analysis from the instantaneous digital value of the signals of digital controls (baseband), by a determination - notably by a logic circuit- of the amplitude level that the modulated output signals must present to code this numerical value, according to the modulation performed by the transmitter, which we also know the characteristics and logic.
  • the invention does not use this determination (unlike the EER technique and the document cited) to develop the selection signal, but uses specific means of analysis which determine and / or calculate in parallel logically to from digital control signals (baseband) level amplitude corresponding to these digital control signals.
  • the polarization means, the analysis means, and the switching means realize means for real-time adaptation of the bias voltage delivered by the bias means for at least one terminal of each output power transistor of the amplification means power, according to the instantaneous value to be taken by the modulated signals Release. And this adaptation is made not from the envelope of modulated signals from a modulation circuit, but from the signals control digital signals (baseband) to be transmitted. We thus obtain a much more precise and reliable adaptation, without high frequency circuit additional, and with simple and reliable polarization means.
  • the polarization of the amplification means being controlled at from digital signals, errors or noise due to modulation are not not affected by the operation of power transistors, which is more reliable and precise.
  • the means polarization delivering a discrete plurality of voltage levels are simpler, more economical and more reliable than in the prior art where it was necessary to use a PWM converter whose switching frequency and properties were to be adapted to provide a voltage that can be continuously variable.
  • the switching frequency, the characteristics and the performance of the biasing means which provide levels of always identical voltage are in no way affected by amplitude variations of the modulated signals.
  • the invention involves a some redundancy in determining the amplitude of modulation levels, this redundancy does not make the transmitter more complex and, in fact, induced on the contrary, great simplification and increased performance, including in the microwave domain.
  • the analysis means are made up of a suitable electronic logic circuit to determine, from the instantaneous digital value of the digital control signals, said instantaneous amplitude level and to develop the representative selection signal of this instantaneous amplitude level.
  • the logic circuit is adapted, depending on the modulation used, to determine the amplitude level of the modulated signals output corresponding to each bit stream of control signals digital. It is therefore a simple and reliable combinational logic, whose results are independent of errors and noise in analog circuits or microwave circuits.
  • the invention relates to a transmitter such as mentioned above including a modulation circuit adapted to convert digital control signals into modulated analog signals, at least in amplitude, according to a discrete plurality of distinct amplitude levels predetermined, characterized in that the analysis means are suitable for develop and deliver, from digital control signals, a signal selection whose instantaneous value is representative of the amplitude level snapshot of the signals delivered by the modulation circuit.
  • the amplitude modulation can be advantageously carried out by a specific circuit distinct from the means power amplification and polarization means.
  • the amplitude modulation can be carried out, partially or entirely, by power amplification transistors, thanks to variations in polarization voltages.
  • the modulation may only perform phase modulation (known as "PSK").
  • PSK phase modulation
  • the influence of the amplification means in the amplitude modulation depends the assembly of the power transistors, the operating class, and the how their different terminals are polarized from the means of polarization.
  • the switching means For example, to avoid any effect of variations in polarization of the power transistors on the amplitude of the modulated signals of output, is varied, using the switching means, simultaneously the bias voltages of two terminals of each transistor (for example the bias voltage of the drain and the gate bias voltage for a common source field effect transistor).
  • This double variation can be obtained at least in part by an appropriate choice of the operating class of the transistor, for example in class B for a field effect transistor. AT the opposite if only one terminal sees its bias voltage which varies, the transistor power will most often (except in class B) cause modulation amplitude of the modulated output signals.
  • the means of modulation are M-QAM amplitude modulation means in quadrature at M states, M being a power of 2. It should be noted that the number of levels amplitude is not equal to the number of modulation states addressed in the plane complex. For example, for 16-QAM modulation, the modulated signals have only three amplitude levels.
  • said plurality of discrete levels of bias voltage includes an integer N> 1 of bias voltage levels equal to the number of amplitude levels of said discrete plurality of amplitude levels of the modulated output signals, each level of bias voltage being associated and adapted to one and only one amplitude level.
  • the same level of bias voltage can be associated and adapted to several amplitude levels, for example if the levels amplitude can be grouped into several groups of neighboring levels.
  • each level of bias voltage is adapted so that the efficiency of each transistor of polarized output power with this level of bias voltage be optimum for the amplitude level of the modulated SMS output signals it delivers. More particularly, advantageously and according to the invention, each bias voltage level is adapted so that each transistor of polarized output power with this level of bias voltage delivers a output power which is of the order of its saturation start power for the amplitude level of the modulated output signals which it delivers.
  • each transistor of output power of the amplification means is a field effect transistor receiving modulated input signals on its grid and delivering the signals output modules on its drain, in that the biasing means are adapted to be able to deliver a discrete plurality of voltage levels VD of polarization of the drain, and in that the switching means are suitable for control the value of the voltage VD for biasing the drain of each transistor of output power according to the value of the selection signal.
  • the means polarization are also adapted to be able to deliver a discrete plurality of LV bias voltage levels of the gate, and in that the means of switching are suitable for controlling the value of the LV bias voltage of the gate of each output power transistor according to the value of the signal selection.
  • the gain of the amplitude transistor can be maintained at less substantially constant despite variations in the bias voltage of the drain.
  • the bias voltage of the VG gate allows control the average intensity of the current in the drain.
  • the same effect can be obtained at least in part automatically from signals input modulated, if the power transistor is placed in a class of operation which allows such self-adaptation of the gain, for example by class B.
  • the invention makes it possible to obtain a variation of the bias voltage of the drain and the average intensity in the drain allowing obtain optimum performance for each amplitude level, including lowest levels.
  • the switching means are suitable for controlling the voltage value of polarization of at least one terminal of predetermined nature (identical for all similarly mounted transistors) of each transistor according to the value of selection signal. For example, we control the drain bias voltage of all transistors mounted in common source.
  • each transistor of power of each stage is controlled by the selection signal.
  • the Transmitter performance depends mainly on that of the output stage.
  • the switching means are adapted to drive only each power transistor of the output stage of the means of amplification.
  • Such a transmitter can find many applications and be suitable for many frequency ranges. He can nevertheless advantageously be suitable for transmitting signals with a carrier in the microwave domain, capable of transmitting digital data with a speed between 1 Mbits / s and 100 Mbits / s.
  • the invention also relates to a transmitter characterized in combination for all or part of the characteristics mentioned above or below.
  • the transmitter according to the invention schematically represented figure 1 receives digital data, say digital control signals 1, to be transmitted, which, in the example shown comprise four bits N1, N2, N3, N4.
  • Digital control signals 1 are supplied to a converter digital / analog 2 which delivers two analog signals I, Q in quadrature, which, in turn, are supplied to a modulator circuit 3, the output of which supplies signals, called SME input modulated signals modulated on a delivered carrier by an oscillator 4 to the modulator circuit 3.
  • the modulated SME input signals are supplied to a power amplifier 5 comprising at least one transistor of power 6, including at least one output power transistor which delivers modulated SMS output signals supplied to a transmitting antenna (not shown).
  • Each power transistor 6 means amplifier 5 is polarized by polarization means 7 providing the bias voltages VD of drain and VG of gate of the power transistors 6 field effect.
  • polarization means 7 comprise a source of direct voltage 8, which is for example the unregulated bar on board a satellite, or a storage battery or cells, means 9 converters to PWM cutting adapted to be able to deliver a discrete plurality predetermined separate bias voltage levels for the voltage of drain bias and / or for gate bias voltage, and means 10 switching devices adapted to apply at each instant to each of the terminals to bias a bias voltage from the converter means 9.
  • a logic analysis circuit 11 collects the digital control signals 1, and is suitable for developing in real time, from the instantaneous value of digital control signals, a selection signal SS whose value instantaneous is representative of the instantaneous amplitude level to be taken by the modulated SMS output signals to be sent corresponding to this value instantaneous digital control signals 1.
  • the modulator circuit 3 is a modulator, called 16 QAM, carrying out an amplitude modulation with 16 states.
  • the signal amplitude can actually take three separate values A1, A2, A3. So; according to the value taken by the 4 bits N1, N2, N3, N4 of the digital control signals 1, and according to the value of the signals I and Q from converter 2, we can logically determine what the amplitude level A1, A2, A3 which must be taken by the modulated signals of SMS output.
  • This combinatorial logic calculation is carried out by the logic circuit 11 which delivers a selection signal SS formed by 3 control bits B1, B2, B3 corresponding respectively to each of the amplitude levels A1, A2, A3. At each instant, only one of the control bits B1, B2, B3 is equal to 1, so that the selection signal SS is representative of the amplitude level A1, A2, A3 of the modulated SMS output signals.
  • This SS selection signal is supplied to the switching means 10.
  • Figure 4 shows in more detail the circuit for delivering the drain bias voltage VD to the amplification means 5.
  • the means 9 converters are adapted to supply three bias voltages separate drain VD1, VD2, VD3, regulated by the converter means, and corresponding respectively to the amplitude levels A1, A2, A3 of the signals SMS output modules.
  • the value of these bias voltages can be determined to adapt the operation of the power transistor 6 so that the latter has the best efficiency, depending on the input power Pe that it receives on its grid.
  • the modulated input signals are amplitude modulated by the modulator circuit 3 and therefore have also three distinct amplitude levels corresponding to the three levels amplitude A1, A2, A3 of the modulated SMS output signals.
  • Figure 3 shows the different curves representative of the output power Ps as a function of the input power Pe of a field effect output power transistor, according to the different bias voltages VD1, VD2, VD3. From a certain value of the input power, the power transistor exhibits a phenomenon of saturation. Also shown in Figure 3 are the curves illustrating the variations of the added efficiency ⁇ aj of the power transistor as a function of the power input Pe. As can be seen, when the drain bias voltage VD varies, the added efficiency ⁇ aj does not vary in maximum value, but shifts, the maximum of its yield being always located near the beginning of saturation of the transistor.
  • Palim represents the power supply on the drain, i.e. is equal to the product of the drain bias voltage VD multiplied by the corresponding current ID.
  • VD3 polarization of higher value
  • the bias voltage VD2 is adapted so that the corresponding Ps (A2) output power is located at the start point of saturation, the efficiency added for this bias voltage VD being at its maximum.
  • the voltage VD1 for which the power of Ps (A1) output of the lowest amplitude level is located at the limit value of saturation, the added yield still being at its maximum value.
  • the switching means 10 comprise a switching circuit 12 receiving the different voltage values VD1, VD2, VD3 from converters 9, as well as the selection signal SS via a adaptation circuit 13 which enables three switching commands field effect transistors 14 used as circuit switches switching 12.
  • These three transistors 14 are MOSFET transistors receiving at their source the voltage from converter 9 via a diode non-return 15.
  • the adaptation circuit 13 receives the three digital signals B1, B2, B3 of the selection signal SS and includes, for each of them, a amplifier 16 supplying the base of a bipolar transistor 17 whose emitter is connected to ground and the collector is connected to the gate of the MOSFET transistor 14 corresponding, and, via a resistor 18, between the source of the MOSFET transistor 14 and diode 15. In this way, when bit B1 is equal to 1, the corresponding switching transistor 14 is in the on state and the circuit switching supplies the voltage VD1. Bits B2 and B3 being equal both at zero, the other two transistors 14 are in the off state.
  • the three drains of transistors 14 being connected to a common node at output 19, this node 19 receives only one of the bias voltages VD1, VD2, VD3, and this as a function the value of bits B1, B2, B3 of the selection signal SS, itself determined to be representative of the amplitude level A1, A2, A3 of the modulated signals SMS output.
  • the switching means 10 therefore select and apply at node 19 the optimum drain bias voltage level for the output power transistor 6. Under these conditions, it is understood that the added efficiency ⁇ aj of the power transistor 6 is always optimum.
  • switching means 10 and the means 9 converters, as well as the logic analysis circuit 11 are extremely simple circuits which in no way convey the high frequency signals.
  • the gate bias voltage VG can also be controlled, from similarly, so that the modulated SMS output signals do not have their amplitude modified according to the variations of the drain bias voltage VD. This result can also be obtained at least in part by choosing a appropriate operating class of output power transistor 6, for example class B.
  • the circuit modulator 3 is not an amplitude modulator circuit, i.e. does not realize than PSK type phase modulation, so that the modulated signals EMS input always have at least substantially the same level amplitude.
  • Amplitude modulation can then be carried out by means 5 amplification by choosing appropriate values from the different levels of bias voltage VD delivered to node 19 for power transistors 6. Indeed, the different levels of drain bias voltage vary like digital control signals 1 and like amplitude level correspondent for the modulated SMS output signals.
  • the means modulation are therefore partly formed of the amplification means 5, and 11 analysis and 10 switching means.
  • the invention is applicable to other types of modulation than 16-QAM modulation, and in particular with modulation having a greater number of states (32-QAM, 64-QAM ).

Description

L'invention concerne un émetteur de signaux radioélectriques, dits signaux modulés de sortie, modulés au moins en amplitude selon une pluralité discrète de niveaux d'amplitude distincts prédéterminés à partir de signaux de commande numériques comprenant :
  • des moyens de modulation adaptés pour convertir les signaux de commande numériques en signaux modulés, dits signaux modulés d'entrée,
  • des moyens d'amplification de puissance à état solide comportant au moins un transistor de puissance, dont au moins un transistor de puissance de sortie délivrant des signaux modulés de sortie,
  • des moyens de polarisation comportant au moins une source de tension, et adaptés pour polariser chaque transistor de puissance des moyens d'amplification.
Les émetteurs de signaux radioélectriques modulés sont connus de longue date et peuvent être extrêmement variés. La modulation peut être une modulation en phase et/ou en amplitude et/ou en fréquence. Dans le cas de la modulation d'amplitude, et aussi dans le cas de certaines modulations de phase, les signaux modulés reçus à l'entrée et ceux délivrés en sortie des moyens d'amplification de puissance présentent une amplitude qui varie en permanence de façon discrète, c'est-à-dire en pouvant prendre l'une des valeurs d'une pluralité discrète prédéterminée de niveaux d'amplitude distincts.
De ce fait, on est obligé de surdimensionner les moyens d'amplification et de polariser les transistors de puissance avec un fort recul d'entrée pour éviter la saturation et permettre de délivrer les différentes puissances de sortie avec une bonne linéarité. Mais, il s'avère que le rendement d'un transistor de puissance varie, pour une polarisation donnée, comme l'amplitude des signaux à l'entrée et à la sortie du transistor. Dès lors, pour les niveaux d'amplitude des signaux les plus faibles, le rendement du transistor chute considérablement. Or, une telle chute de rendement est fortement préjudiciable dans toutes les applications où la source d'énergie électrique d'alimentation de l'émetteur n'est pas inépuisable, notamment est formée d'accumulateurs ou de piles, et plus généralement lorsque cette énergie électrique est coûteuse.
Dans ces applications, on renonce donc jusqu'à maintenant à utiliser une modulation telle que la modulation d'amplitude M-QAM à M états malgré les avantages importants qu'une telle modulation peut procurer (notamment un faible encombrement spectral pour un même rythme de bits). Tel est en particulier le cas à bord des systèmes spatiaux tels que les satellites, et plus particulièrement les microsatellites, dans lesquels les économies d'énergie et de coût ainsi que le problème de simplicité et de rapidité de fabrication sont cruciaux. Tel est aussi le cas des équipements de radiocommunication portables.
Ce problème se pose de façon générale pour chacun des transistors de puissance des moyens d'amplification, mais plus particulièrement au moins pour Ie(les) transistor(s) de puissance de sortie dont le fonctionnement détermine en grande partie la consommation électrique globale de l'émetteur. On sait en effet que, dans le cas de plusieurs étages d'amplification, la consommation électrique est la plus importante dans l'étage de sortie délivrant les signaux de sortie.
Pour remédier à ce problème, il a été proposé une technique dite d'élimination/restauration d'enveloppe EER dans laquelle on détecte l'enveloppe des signaux modulés issus du modulateur, on élimine l'enveloppe des signaux modulés à l'aide d'un limiteur d'amplitude, on sature le transistor de puissance de sortie avec une forte puissance d'entrée, on utilise pour la polarisation un convertisseur à découpage PWM ("pulse width modulation") à haute fréquence (la fréquence de découpage devant être très supérieure à celle de l'enveloppe des signaux modulés) que l'on pilote selon l'enveloppe préalablement détectée, de sorte que la variation de la polarisation fournie par ce convertisseur permet de restaurer l'enveloppe sur les signaux modulés à la sortie du transistor de puissance de sortie. Cette technique est cependant limitée par les valeurs de fréquence de découpage et n'est donc pas aisément applicable aux très hautes fréquences d'enveloppe, notamment dans le domaine des transmissions de données numériques à haut débit (typiquement de plusieurs mégabits par seconde ou dizaines de mégabits par seconde entre les systèmes spatiaux -notamment les satellites- et la Terre). En outre, la réalisation du détecteur d'enveloppe, du limiteur, et du convertisseur, est relativement complexe -notamment dans le domaine des transmissions à haut débit où les signaux modulés ont une porteuse hyperfréquence-.
En particulier, il est à noter que lorsque l'enveloppe complexe d'un signal hyperfréquence passe de part et d'autre de la valeur 0, l'enveloppe du signal réel présente un point de rebroussement, ce qui induit, avec cette technique EER, une brusque variation de tension, avec des composantes spectrales dont les fréquences sont extrêmement élevées. De surcroít, cette technique EER nécessite une excellente linéarité globale du système formé par les moyens d'amplification et par le convertisseur de polarisation, sur toute la dynamique de l'enveloppe du signal.
De façon similaire, le document "MICROWAVE POWER AMPLIFIER EFFICIENCY IMPROVEMENT WITH A 10MHz HBT DC-DC CONVERTER" Gary Hanington et al, International Microwave Symposium, Baltimore, 1998 IEEE MTT-S Digest WE2C-6 p. 589-592, enseigne de détecter la puissance du signal modulé d'entrée de l'amplificateur avec un coupleur RF et un détecteur d'enveloppe, et de piloter la valeur de la tension de polarisation de l'étage d'amplification de puissance fournie par un convertisseur à découpage PWM. Là encore, cette solution est limitée en fréquence (les signaux modulés pouvant avoir un spectre de variation ne dépassant pas 2 MHz pour une fréquence de découpage entre 10 et 20 MHz). De surcroít, sa réalisation est relativement complexe, notamment lorsque les signaux modulés ont une porteuse hyperfréquence. On sait en effet que les circuits traversés par des signaux hyperfréquences sont complexes, coûteux et délicats à mettre au point. De surcroít, il est à noter que toute erreur ou tout bruit incorporé dans les signaux modulés d'entrée est répercutée sur le convertisseur et sur la polarisation du transistor de puissance. Dès lors, cette solution tend à amplifier les erreurs et bruits et présente un fonctionnement peu précis.
L'invention vise donc à pallier l'ensemble de ces inconvénients et à proposer un émetteur tel que mentionné et dans lequel au moins le(les) transistor(s) de puissance de sortie -notamment tous les transistors de puissance- présente(nt) un rendement qui reste optimisé, c'est-à-dire est en permanence le meilleur possible, y compris pour les faibles niveaux d'amplitude des signaux d'entrée, et qui de surcroít soit simple et peu coûteux à réaliser et aisément applicable dans tous les domaines de fréquence de porteuse des signaux -y compris dans le domaine des hyperfréquences- et dans tous les domaines de fréquence de variation des signaux -y compris pour les transmissions à haut débit-.
L'invention vise ainsi à permettre la mise en oeuvre d'une modulation telle qu'une modulation d'amplitude de type M-QAM en quadrature à M états, M étant une puissance de 2, générant des signaux modulés à l'entrée des moyens d'amplification dont l'amplitude varie selon une pluralité discrète de niveaux d'amplitude, sans grever sensiblement la consommation électrique de l'émetteur comparativement aux autres types de modulation dans lesquels l'amplitude des signaux modulés d'entrée reste au moins sensiblement constante, et ce de façon simple, économique et applicable à tous les domaines de fréquence, y compris les porteuses hyperfréquences et/ou les transmissions à haut débit.
L'invention vise en particulier à proposer un tel émetteur qui ne nécessite pas l'emploi d'un convertisseur à découpage PWM à haute fréquence de découpage, et qui n'impose en fait aucune contrainte particulière sur la fréquence ou la technique de découpage, ni même l'emploi d'une telle technique, pour assurer la polarisation des transistors de puissance.
L'invention vise aussi à proposer un tel émetteur dans lequel le nombre de circuits traversés par les signaux modulés, et qui doivent transmettre la porteuse ou être compatibles avec sa fréquence, est aussi faible que possible. En particulier, l'invention vise à minimiser le nombre de circuits hyperfréquences de l'émetteur.
L'invention vise aussi à proposer un tel émetteur dont le fonctionnement est fiable et précis, c'est-à-dire fournissant un signal modulé de sortie de niveau d'amplitude exempt d'erreur.
L'invention vise aussi à proposer un tel émetteur qui soit en particulier adapté aux transmissions spatiales et qui peut être avantageusement intégré à bord d'un engin spatial tel qu'un satellite artificiel -notamment un microsatellite terrestre- de façon simple et économique.
Pour ce faire, l'invention concerne un émetteur tel que mentionné ci-dessus, et qui est caractérisé en ce que les moyens de polarisation sont adaptés pour pouvoir délivrer, pour au moins une borne à polariser de chaque transistor de puissance de sortie des moyens d'amplification, une pluralité discrète prédéterminée de niveaux de tension de polarisation distincts, chaque niveau de tension de polarisation étant associé et adapté à l'un au moins desdits niveaux d'amplitude des signaux modulés de sortie,
et en ce qu'il comprend :
  • des moyens, dits moyens d'analyse, adaptés pour élaborer en temps réel à partir de la valeur instantanée des signaux de commande numériques, un signal, dit signal de sélection, dont la valeur instantanée est représentative du niveau d'amplitude instantané devant être pris par les signaux modulés de sortie à émettre correspondant à cette valeur instantanée des signaux de commande numériques, la valeur instantanée du signal de sélection variant avec les signaux de commande numériques selon une pluralité discrète de valeurs correspondant aux différents niveaux d'amplitude des signaux modulés de sortie,
  • des moyens de commutation recevant le signal de sélection et adaptés pour sélectionner et appliquer à chaque instant, sur ladite borne à polariser, une tension de polarisation délivrée par les moyens de polarisation dont la valeur est égale au niveau de tension de polarisation associé et adapté au niveau d'amplitude représenté par la valeur instantanée du signal de sélection.
Ainsi, l'émetteur selon l'invention peut être réalisé de façon extrêmement simple et économique, et ne nécessite en particulier aucun convertisseur complexe et performant pour la polarisation des transistors de puissance. L'émetteur selon l'invention ne nécessite en outre aucun circuit supplémentaire traversé par la porteuse, ou compatible avec la fréquence de la porteuse -notamment aucun circuit hyperfréquence lorsque le signal de porteuse est dans le domaine des hyperfréquences-. L'émetteur selon l'invention ne comporte en effet que des moyens d'analyse des signaux de commande numériques, et des moyens de commutation, pilotés au rythme des variations d'amplitude des signaux modulés de sortie.
Il est à noter en particulier que la détection effectuée pour adapter en temps réel la tension de polarisation de chaque transistor de puissance de sortie n'intervient pas sur des signaux analogiques ou au niveau de la modulation connue dans l'art antérieur, ce qui nécessitait une détection d'enveloppe relativement complexe. Cette détection est au contraire réalisée par les moyens d'analyse à partir de la valeur numérique instantanée des signaux de commande numériques (bande de base), par une détermination -notamment par un circuit logique- du niveau d'amplitude que les signaux modulés de sortie doivent présenter pour coder cette valeur numérique, selon la modulation réalisée par l'émetteur, dont on connaít par ailleurs les caractéristiques et la logique. Ainsi, bien que la valeur instantanée du niveau d'amplitude soit déjà déterminée par la chaíne d'émission (modulation et conversion numérique/analogique, et amplification de puissance), l'invention n'utilise pas cette détermination (contrairement à la technique EER et au document suscité) pour élaborer le signal de sélection, mais utilise des moyens d'analyse spécifiques complémentaires qui déterminent et/ou calculent en parallèle de façon logique à partir des signaux de commande numériques (bande de base) le niveau d'amplitude correspondant à ces signaux de commande numériques.
Les moyens de polarisation, les moyens d'analyse, et les moyens de commutation réalisent des moyens d'adaptation en temps réel de la tension de polarisation délivrée par les moyens de polarisation pour au moins une borne de chaque transistor de puissance de sortie des moyens d'amplification de puissance, selon la valeur instantanée devant être prise par les signaux modulés de sortie. Et cette adaptation est effectuée non pas à partir de l'enveloppe de signaux modulés issus d'un circuit de modulation, mais à partir des signaux numériques de commande (bande de base) à émettre. On obtient ainsi une adaptation beaucoup plus précise et fiable, sans circuit à haute fréquence supplémentaire, et avec des moyens de polarisation simples et fiables.
La polarisation des moyens d'amplification étant pilotée à partir des signaux numériques, les erreurs ou bruits dus à la modulation ne sont pas répercutés sur le fonctionnement des transistors de puissance, qui est plus fiable et précis.
De surcroít, dans un émetteur selon l'invention, les moyens de polarisation délivrant une pluralité discrète de niveaux de tension (c'est-à-dire un nombre entier supérieur à 1 de niveaux de tension) sont plus simples, plus économiques et plus fiables que dans l'art antérieur où il était nécessaire d'utiliser un convertisseur PWM dont la fréquence de découpage et les propriétés devaient être adaptées pour permettre de fournir une tension pouvant être continûment variable. Il est en effet à noter que la fréquence de découpage, les caractéristiques et les performances des moyens de polarisation qui fournissent des niveaux de tension toujours identiques, ne sont en aucune manière affectées par les variations d'amplitude des signaux modulés. Ainsi, si l'invention implique une certaine redondance de détermination des niveaux d'amplitude de modulation, cette redondance ne rend pas l'émetteur plus complexe et induit en fait, au contraire, une grande simplification et des performances accrues, y compris dans le domaine des hyperfréquences.
Avantageusement et selon l'invention, les moyens d'analyse sont formés d'un circuit électronique logique adapté pour déterminer, à partir de la valeur numérique instantanée des signaux de commande numériques, ledit niveau d'amplitude instantané et pour élaborer le signal de sélection représentatif de ce niveau d'amplitude instantané. Le circuit logique est adapté, selon la modulation utilisée, pour déterminer le niveau d'amplitude des signaux modulés de sortie correspondant à chaque train de bits des signaux de commande numériques. Il s'agit donc d'une logique combinatoire simple et fiable, dont les résultats ne dépendent pas des erreurs et bruits des circuits analogiques ou des circuits hyperfréquences.
Avantageusement, l'invention concerne un émetteur tel que mentionné ci-dessus comprenant un circuit de modulation adapté pour convertir les signaux de commande numériques en signaux analogiques modulés, au moins en amplitude, selon une pluralité discrète de niveaux d'amplitude distincts prédéterminés, caractérisé en ce que les moyens d'analyse sont adaptés pour élaborer et délivrer, à partir des signaux de commande numériques, un signal de sélection dont la valeur instantanée est représentative du niveau d'amplitude instantané des signaux délivrés par le circuit de modulation.
En particulier, la modulation d'amplitude peut être avantageusement réalisée par un circuit spécifique distinct des moyens d'amplification de puissance et des moyens de polarisation.
En variante, la modulation d'amplitude peut être réalisée, partiellement ou entièrement, par les transistors d'amplification de puissance, grâce aux variations des tensions de polarisation. Dans ce cas, le circuit de modulation peut n'effectuer qu'une modulation de phase (dite "PSK"). L'influence des moyens d'amplification dans la modulation d'amplitude dépend du montage des transistors de puissance, de la classe de fonctionnement, et de la façon dont leurs différentes bornes sont polarisées à partir des moyens de polarisation.
Par exemple, pour éviter tout effet des variations de polarisation des transistors de puissance sur l'amplitude des signaux modulés de sortie, on fait varier, à l'aide des moyens de commutation, simultanément les tensions de polarisation de deux bornes de chaque transistor (par exemple la tension de polarisation du drain et la tension de polarisation de la grille pour un transistor à effet de champ en source commune). Cette double variation peut être obtenue au moins en partie par un choix approprié de la classe de fonctionnement du transistor, par exemple en classe B pour un transistor à effet de champ. A l'inverse si seule une borne voit sa tension de polarisation qui varie, le transistor de puissance entraínera le plus souvent (sauf en classe B) une modulation d'amplitude des signaux modulés de sortie.
Avantageusement et selon l'invention, les moyens de modulation sont des moyens de modulation d'amplitude M-QAM en quadrature à M états, M étant une puissance de 2. Il est à noter que le nombre de niveaux d'amplitude n'est pas égal au nombre d'états de modulation adressés dans le plan complexe. Par exemple, pour une modulation 16-QAM, les signaux modulés n'ont que trois niveaux d'amplitude.
Avantageusement et selon l'invention, ladite pluralité discrète de niveaux de tension de polarisation comprend un nombre entier N>1 de niveaux de tension de polarisation égal au nombre de niveaux d'amplitude de ladite pluralité discrète de niveaux d'amplitude des signaux modulés de sortie, chaque niveau de tension de polarisation étant associé et adapté à un et un seul niveau d'amplitude. En variante, un même niveau de tension de polarisation peut être associé et adapté à plusieurs niveaux d'amplitude, par exemple si les niveaux d'amplitude peuvent être groupés en plusieurs groupes de niveaux voisins.
Avantageusement et selon l'invention, chaque niveau de tension de polarisation est adapté pour que le rendement de chaque transistor de puissance de sortie polarisé avec ce niveau de tension de polarisation soit optimum pour le niveau d'amplitude des signaux modulés de sortie SMS qu'il délivre. Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, chaque niveau de tension de polarisation est adapté pour que chaque transistor de puissance de sortie polarisé avec ce niveau de tension de polarisation délivre une puissance de sortie qui est de l'ordre de sa puissance de début de saturation pour le niveau d'amplitude des signaux modulés de sortie qu'il délivre. Un émetteur selon l'invention est avantageusement caractérisé en ce que chaque transistor de puissance de sortie des moyens d'amplification est un transistor à effet de champ recevant des signaux modulés d'entrée sur sa grille et délivrant les signaux modulés de sortie sur son drain, en ce que les moyens de polarisation sont adaptés pour pouvoir délivrer une pluralité discrète de niveaux de tension VD de polarisation du drain, et en ce que les moyens de commutation sont adaptés pour piloter la valeur de la tension VD de polarisation du drain de chaque transistor de puissance de sortie selon la valeur du signal de sélection.
En outre, avantageusement et selon l'invention, les moyens de polarisation sont aussi adaptés pour pouvoir délivrer une pluralité discrète de niveaux de tension VG de polarisation de la grille, et en ce que les moyens de commutation sont adaptés pour piloter la valeur de la tension VG de polarisation de la grille de chaque transistor de puissance de sortie selon la valeur du signal de sélection. De la sorte, le gain du transistor en amplitude peut être maintenu au moins sensiblement constant malgré les variations de tension de polarisation du drain. En effet, on sait que la tension de polarisation de la grille VG permet de piloter l'intensité moyenne du courant dans le drain. En variante, le même effet peut être obtenu au moins en partie automatiquement à partir des signaux modulés d'entrée, si le transistor de puissance est placé dans une classe de fonctionnement qui permet une telle auto-adaptation du gain, par exemple en classe B. En tout état de cause, l'invention permet d'obtenir une variation de la tension de polarisation du drain et de l'intensité moyenne dans le drain permettant d'obtenir le rendement optimum pour chaque niveau d'amplitude, y compris les niveaux les plus faibles.
Dans le cas où les moyens d'amplification comprennent plusieurs transistors de puissance, avantageusement et selon l'invention, les moyens de commutation sont adaptés pour piloter la valeur de tension de polarisation d'au moins une borne de nature prédéterminée (identique pour tous les transistors montés de façon semblable) de chaque transistor selon la valeur du signal de sélection. Par exemple, on pilote la tension de polarisation de drain de tous les transistors montés en source commune.
De même, si les moyens d'amplification comportent plusieurs étages, avantageusement et selon l'invention, chaque transistor de puissance de chaque étage est piloté par le signal de sélection. Mais on sait que le rendement de l'émetteur dépend surtout de celui de l'étage de sortie. En variante selon l'invention, on peut donc aussi prévoir que les moyens de commutation sont adaptés pour ne piloter que chaque transistor de puissance de l'étage de sortie des moyens d'amplification.
Un tel émetteur peut trouver de nombreuses applications et être adapté à de nombreuses gammes de fréquences. Il peut néanmoins avantageusement être adapté pour l'émission de signaux avec une porteuse dans le domaine des hyperfréquences, et aptes à transmettre des données numériques avec un débit compris entre 1 Mbits/s et 100 Mbits/s.
L'invention concerne aussi un émetteur caractérisé en combinaison pour tout ou partie des caractéristiques mentionnées ci-dessus ou ci-après.
D'autres buts, caractéristiques et avantages de l'invention apparaissent de la description suivante qui se réfère aux figures annexées illustrant un exemple de réalisation, et dans lesquelles :
  • la figure 1 est un schéma général d'un émetteur selon l'invention,
  • la figure 2 est un diagramme illustrant un exemple de constellation dans le plan complexe correspondant à une modulation d'amplitude à 16 états,
  • la figure 3 est un diagramme illustrant les variations des courbes de puissance de sortie et de rendement ajouté selon la tension de polarisation de drain VD d'un transistor de puissance à effet de champ monté en source commune,
  • la figure 4 est un schéma d'un exemple de réalisation d'un émetteur selon l'invention.
L'émetteur selon l'invention schématiquement représenté figure 1 reçoit des données numériques, dites signaux de commande numériques 1, à émettre, qui, dans l'exemple représenté comprennent quatre bits N1, N2, N3, N4. Les signaux de commande numériques 1 sont fournis à un convertisseur numérique/analogique 2 qui délivre deux signaux analogiques I, Q en quadrature, qui, à leur tour, sont fournis à un circuit modulateur 3 dont la sortie délivre des signaux, dits signaux modulés d'entrée SME modulés sur une porteuse délivrée par un oscillateur 4 au circuit modulateur 3. Les signaux modulés d'entrée SME sont fournis à un amplificateur de puissance 5 comprenant au moins un transistor de puissance 6, dont au moins un transistor de puissance de sortie qui délivre des signaux modulés de sortie SMS fournis à une antenne d'émission (non représentée).
Chaque transistor de puissance 6 des moyens d'amplification 5 est polarisé par des moyens 7 de polarisation fournissant les tensions de polarisation VD de drain et VG de grille des transistors de puissance 6 à effet de champ. Ces moyens 7 de polarisation comprennent une source de tension continue 8, qui est par exemple la barre non régulée à bord d'un satellite, ou une batterie d'accumulateurs ou de piles, des moyens 9 convertisseurs à découpage PWM adaptés pour pouvoir délivrer une pluralité discrète prédéterminée de niveaux de tension de polarisation distincts pour la tension de polarisation de drain et/ou pour la tension de polarisation de grille, et des moyens 10 de commutation adaptés pour appliquer à chaque instant sur chacune des bornes à polariser une tension de polarisation issue des moyens 9 convertisseurs. Un circuit 11 d'analyse logique recueille les signaux de commande numériques 1, et est adapté pour élaborer en temps réel, à partir de la valeur instantanée des signaux de commande numériques, un signal de sélection SS dont la valeur instantanée est représentative du niveau d'amplitude instantané devant être pris par les signaux modulés de sortie SMS à émettre correspondant à cette valeur instantanée des signaux de commande numériques 1.
Dans l'exemple de la figure 2, le circuit modulateur 3 est un modulateur, dit 16 QAM, réalisant une modulation d'amplitude à 16 états. Comme on le voit sur la figure 2, l'amplitude du signal peut en fait prendre trois valeurs distinctes A1, A2, A3. Ainsi; selon la valeur prise par les 4 bits N1, N2, N3, N4 des signaux de commande numériques 1, et selon la valeur des signaux I et Q issus du convertisseur 2, on peut déterminer par voie logique quel sera le niveau d'amplitude A1, A2, A3 qui devra être pris par les signaux modulés de sortie SMS. Ce calcul de logique combinatoire est réalisé par le circuit logique d'analyse 11 qui délivre un signal de sélection SS formé de 3 bits de commande B1, B2, B3 correspondant respectivement à chacun des niveaux d'amplitude A1, A2, A3. A chaque instant, un seul des bits de commande B1, B2, B3 est égal à 1, de sorte que le signal de sélection SS est représentatif du niveau d'amplitude A1, A2, A3 des signaux modulés de sortie SMS. Ce signal de sélection SS est fourni aux moyens 10 de commutation.
La figure 4 représente plus en détail le circuit permettant de délivrer la tension de polarisation de drain VD aux moyens 5 d'amplification. Les moyens 9 convertisseurs sont adaptés pour fournir trois tensions de polarisation de drain distinctes VD1, VD2, VD3, régulés par les moyens convertisseurs, et correspondant respectivement aux niveaux d'amplitude A1, A2, A3 des signaux modulés de sortie SMS. La valeur de ces tensions de polarisation peut être déterminée pour adapter le fonctionnement du transistor de puissance 6 afin que ce dernier présente le meilleur rendement, selon la puissance d'entrée Pe qu'il reçoit sur sa grille. Dans ce mode de réalisation, les signaux modulés d'entrée sont modulés en amplitude par le circuit modulateur 3 et présentent donc également trois niveaux d'amplitude distincts correspondant aux trois niveaux d'amplitude A1, A2, A3 des signaux modulés de sortie SMS.
On a représenté figure 3 les différentes courbes représentatives de la puissance de sortie Ps en fonction de la puissance d'entrée Pe d'un transistor de puissance de sortie à effet de champ, selon les différentes tensions de polarisation VD1, VD2, VD3. A partir d'une certaine valeur de la puissance d'entrée, le transistor de puissance présente un phénomène de saturation. On a également représenté figure 3 les courbes illustrant les variations du rendement ajouté ηaj du transistor de puissance en fonction de la puissance d'entrée Pe. Comme on le voit, lorsque la tension de polarisation de drain VD varie, le rendement ajouté ηaj ne varie pas en valeur maximum, mais se décale, le maximum de son rendement étant toujours situé au voisinage du début de saturation du transistor. Le rendement ajouté ηaj du transistor, qui est le critère de rendement utilisé dans le domaine des hyperfréquences est donné par la formule : ηaj = Ps-Pe / Palim, où Palim représente la puissance d'alimentation sur le drain, c'est-à-dire est égale au produit de la tension de polarisation de drain VD multipliée par le courant ID correspondant. Ainsi, on choisit la tension de polarisation VD3 (de plus grande valeur) pour que la puissance de sortie Ps (A3) correspondant au niveau d'amplitude A3 le plus élevé prenne la valeur de la puissance de sortie de début de saturation, le rendement ajouté étant alors maximum. De même, la tension de polarisation VD2 est adaptée pour que la puissance de sortie Ps (A2) correspondante soit située au point de début de saturation, le rendement ajouté pour cette tension de polarisation VD étant à son maximum. Et on fait de même pour la tension VD1 pour laquelle la puissance de sortie Ps (A1) du niveau d'amplitude le plus bas est située à la valeur limite de saturation, le rendement ajouté étant encore à sa valeur maximum.
Ces différentes valeurs VD1, VD2, VD3 peuvent être obtenues soit à partir d'un seul convertisseur de tension ayant un enroulement primaire et plusieurs enroulements secondaires délivrant les différentes valeurs VD1, VD2, VD3, soit, de préférence, à partir de trois convertisseurs distincts fournissant, à partir de la source de tension 8, les trois valeurs VD1, VD2, VD3. Les moyens 10 de commutation comprennent un circuit de commutation 12 recevant les différentes valeurs de tension VD1, VD2, VD3 issues des convertisseurs 9, ainsi que le signal de sélection SS par l'intermédiaire d'un circuit d'adaptation 13 qui permet de commander en commutation trois transistors à effet de champ 14 utilisés en commutateurs du circuit de commutation 12. Ces trois transistors 14 sont des transistors MOSFET recevant sur leur source la tension issue du convertisseur 9 par l'intermédiaire d'une diode anti-retour 15. Le circuit d'adaptation 13 reçoit les trois signaux numériques B1, B2, B3 du signal de sélection SS et comprend, pour chacun d'eux, un amplificateur 16 alimentant la base d'un transistor bipolaire 17 dont l'émetteur est relié à la masse et le collecteur est relié à la grille du transistor MOSFET 14 correspondant, et, par l'intermédiaire d'une résistance 18, entre la source du transistor MOSFET 14 et la diode 15. De la sorte, lorsque le bit B1 est égal à 1, le transistor de commutation 14 correspondant est à l'état passant et le circuit de commutation fournit la tension VD1. Les bits B2 et B3 étant égaux tous les deux à zéro, les deux autres transistors 14 sont à l'état bloqué. Les trois drains des transistors 14 étant reliés à un noeud commun en sortie 19, ce noeud 19 reçoit uniquement l'une des tensions de polarisation VD1, VD2, VD3, et ce en fonction de la valeur des bits B1, B2, B3 du signal de sélection SS, elle-même déterminée pour être représentative du niveau d'amplitude A1, A2, A3 des signaux modulés de sortie SMS. Les moyens 10 de commutation sélectionnent donc et appliquent au noeud 19 le niveau de tension de polarisation de drain optimum pour le transistor de puissance de sortie 6. Dans ces conditions, on comprend que le rendement ajouté ηaj du transistor de puissance 6 est toujours optimum.
Il est à noter que les moyens 10 de commutation et les moyens 9 convertisseurs, ainsi d'ailleurs que le circuit 11 d'analyse logique, sont des circuits extrêmement simples qui ne véhiculent en aucune manière les signaux à haute fréquence.
L'invention peut faire l'objet de diverses variantes par rapport au mode de réalisation décrit ci-dessus et représenté sur les figures. En particulier, la tension de polarisation de grille VG peut être également pilotée, de façon semblable, de telle sorte que les signaux modulés de sortie SMS n'aient pas leur amplitude modifiée selon les variations de la tension de polarisation de drain VD. Ce résultat peut aussi être obtenu au moins en partie en choisissant une classe de fonctionnement appropriée du transistor de puissance de sortie 6, par exemple la classe B.
A l'inverse, il est aussi possible de prévoir que le circuit modulateur 3 ne soit pas un circuit modulateur d'amplitude, c'est-à-dire ne réalise qu'une modulation de phase de type PSK, de sorte que les signaux modulés d'entrée SME présentent toujours au moins sensiblement le même niveau d'amplitude. La modulation d'amplitude peut alors être réalisée par les moyens 5 d'amplification en choisissant des valeurs appropriées des différents niveaux de tension de polarisation VD délivrée au noeud 19 pour les transistors de puissance 6. En effet, les différents niveaux de tension de polarisation de drain varient comme les signaux de commande numériques 1 et comme le niveau d'amplitude correspondant pour les signaux modulés de sortie SMS. Dans ce cas, les moyens de modulation sont donc pour partie formés des moyens 5 d'amplification, et des moyens 11 d'analyse et 10 de commutation.
En outre, l'invention est applicable à d'autres types de modulation que la modulation 16-QAM, et en particulier avec une modulation ayant un nombre d'états plus grand (32-QAM, 64-QAM...).
Dans une autre variante, il est possible de fournir un nombre de niveaux de tension de polarisation de drain inférieur au nombre de niveaux d'amplitude des signaux modulés de sortie, par exemple lorsque ces différents niveaux d'amplitude peuvent être regroupés par niveaux proches, ou lorsque l'on admet, pour certains niveaux d'amplitude, que la tension de polarisation de drain ne soit pas parfaitement optimale. Par exemple, on pourrait n'utiliser qu'un seul niveau de tension de polarisation pour plusieurs niveaux d'amplitude les plus faibles (en particulier lorsqu'on utilise une modulation ayant un grand nombre d'états).

Claims (10)

  1. Emetteur de signaux radioélectriques, dits signaux modulés de sortie (SMS), modulés au moins en amplitude selon une pluralité discrète de niveaux d'amplitude distincts prédéterminés (A1, A2, A3), à partir de signaux de commande numériques (1), comprenant :
    des moyens (3) de modulation adaptés pour convertir les signaux de commande numériques (1) en signaux modulés, dits signaux modulés d'entrée (SME),
    des moyens (5) d'amplification de puissance à état solide comportant au moins un transistor de puissance, dont au moins un transistor de puissance de sortie (6) délivre des signaux modulés de sortie (SMS),
    des moyens (7) de polarisation comportant au moins une source de tension, et adaptés pour polariser chaque transistor de puissance des moyens (5) d'amplification,
    caractérisé en ce que les moyens (7) de polarisation sont adaptés pour pouvoir délivrer, pour au moins une borne à polariser de chaque transistor de puissance de sortie (6) des moyens (5) d'amplification, une pluralité discrète prédéterminée de niveaux de tension de polarisation distincts (VD1, VD2, VD3), chaque niveau de tension de polarisation étant associé et adapté à l'un au moins desdits niveaux d'amplitude (A1, A2, A3) des signaux modulés de sortie (SMS),
    et en ce qu'il comprend :
    des moyens, dits moyens (11) d'analyse, adaptés pour élaborer en temps réel à partir de la valeur instantanée des signaux de commande numériques (1), un signal, dit signal de sélection (SS), dont la valeur instantanée est représentative du niveau d'amplitude instantané devant être pris par les signaux modulés de sortie (SMS) à émettre correspondant à cette valeur instantanée des signaux de commande numériques (1), la valeur instantanée du signal de sélection (SS) variant avec les signaux de commande numériques (1) selon une pluralité discrète de valeurs correspondant aux différents niveaux d'amplitude (A1, A2, A3) des signaux modulés de sortie (SMS),
    des moyens (10) de commutation recevant le signal de sélection (SS) et adaptés pour sélectionner et appliquer à chaque instant, sur ladite borne à polariser, une tension de polarisation délivrée par les moyens (7) de polarisation dont la valeur est égale au niveau de tension de polarisation associé et adapté au niveau d'amplitude représenté par la valeur instantanée du signal de sélection (SS).
  2. Emetteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens (11) d'analyse sont formés d'un circuit électronique logique (11) adapté pour déterminer, à partir de la valeur numérique instantanée des signaux de commande numériques (1), ledit niveau d'amplitude instantané et pour élaborer le signal de sélection (SS) représentatif de ce niveau d'amplitude instantané.
  3. Emetteur selon l'une des revendications 1 et 2, comprenant un circuit de modulation (3) adapté pour convertir les signaux de commande numériques (1) en signaux analogiques modulés, au moins en amplitude, selon une pluralité discrète de niveaux d'amplitude distincts prédéterminés,
    caractérisé en ce que les moyens (11) d'analyse sont adaptés pour élaborer et délivrer, à partir des signaux de commande numériques (1), un signal de sélection (SS) dont la valeur instantanée est représentative du niveau d'amplitude instantané des signaux délivrés par le circuit de modulation (3).
  4. Emetteur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les moyens (3) de modulation sont des moyens de modulation d'amplitude M-QAM en quadrature à M états, M étant une puissance de 2.
  5. Emetteur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ladite pluralité discrète de niveaux de tension de polarisation comprend un nombre entier N>1 de niveaux de tension de polarisation (VD1, VD2, VD3) égal au nombre de niveaux d'amplitude (A1, A2, A3) de ladite pluralité discrète de niveaux d'amplitude des signaux modulés de sorte (SMS), chaque niveau de tension de polarisation étant associé et adapté à un et un seul niveau d'amplitude.
  6. Emetteur selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que chaque niveau de tension de polarisation est adapté pour que le rendement de chaque transistor de puissance de sortie (6) polarisé avec ce niveau de tension de polarisation soit optimum pour le niveau d'amplitude des signaux modulés de sortie (SMS) qu'il délivre.
  7. Emetteur selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que chaque niveau de tension de polarisation est adapté pour que chaque transistor de puissance de sortie (6) polarisé avec ce niveau de tension de polarisation délivre une puissance de sortie (Ps) qui est de l'ordre de sa puissance de début de saturation pour le niveau d'amplitude des signaux modulés de sortie (SMS) qu'il délivre.
  8. Emetteur selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que chaque transistor de puissance de sortie (6) des moyens (5) d'amplification est un transistor à effet de champ recevant des signaux modulés d'entrée (SME) sur sa grille et délivrant les signaux modulés de sortie (SMS) sur son drain, en ce que les moyens (7) de polarisation sont adaptés pour pouvoir délivrer une pluralité discrète de niveaux de tension VD de polarisation du drain, et en ce que les moyens (10) de commutation sont adaptés pour piloter la valeur de la tension VD de polarisation du drain de chaque transistor de puissance de sortie (6) selon la valeur du signal de sélection (SS).
  9. Emetteur selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que chaque transistor de puissance de sortie (6) des moyens (5) d'amplification est un transistor à effet de champ recevant des signaux modulés d'entrée (SME) sur sa grille et délivrant les signaux modulés de sortie (SMS) sur son drain, en ce que les moyens (7) de polarisation sont adaptés pour pouvoir délivrer une pluralité discrète de niveaux de tension VG de polarisation de la grille, et en ce que les moyens (10) de commutation sont adaptés pour piloter la valeur de la tension VG de polarisation de la grille de chaque transistor de puissance de sortie (6) selon la valeur du signal de sélection (SS).
  10. Emetteur selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu'il est adapté pour l'émission de signaux avec une porteuse dans le domaine des hyperfréquences, et aptes à transmettre des données numériques avec un débit compris entre 1 Mbits/s et 100 Mbits/s.
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