WO1996017441A1

WO1996017441A1 - Circuit de reception

Info

Publication number: WO1996017441A1
Application number: PCT/JP1995/002448
Authority: WO
Inventors: Gen-Ichiro Ohta; Kazunori Inokai; Fujio Sasaki
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 1994-11-30
Filing date: 1995-11-30
Publication date: 1996-06-06
Also published as: US6236688B1; US6600795B1; EP0742647A1; CN1501590A; CN1154245C; US5914986A; EP0742647A4; US6516038B1; CN1139998A

Description

明細書受信回路

発明の背景

[発明の属する技術分野]

本発明は、受信回路、特に受信系の電力を低減し、回路構成を簡素化することができ、消費電力を低減することができる受信回路に関する。

[従来の技術]

通信機の受信回路における重要なボイントのひとつは、高周波回路部分をいかに少なくし、高周波回路に内在する高電力消費要素および動作不安定要素と製造コストならびに占有する空間を少なくすることにあり、このボイントは移動用通信機などで重要である。高周波回路部分の低減には、従来、多重周波数変換ゃ搬送周波数における直接復調方式が提案され、低い周波数帯へ直接の変換やべ一スバンドへの直接復調が図られてきた。そして、高周波回路部分は主として空中線を 2系統必要とするスペース · ダイバーシティ受信機能を有している。

ここで、直接復調方式について考えると、搬送周波数に等しい周波数を有する信号を局部発振器で発生し、受信入力波と混合してベースバンド信号を取り出す方法が多数開発されているが、この方式では、受信信号周波数と等しい周波数の高周波信号を発生することから、受信機の空中線を通じて容易に空中へ放射される。このため、隣接する他の受信機に干渉を与え、通信を妨げる。したがって、この方式は、もっぱら単一周波数干渉に比較的強い周波数変調方式の通信に採用されている。

一方、近年普及の急速な無線携帯電話は、振幅移送変調の一つであるいわゆる P S Kを用いており、単一周波数干渉は復調出力にオフセットを生じさせ、受信信号の誤り率の悪化を招くものである。すなわち、局部発振周波数には搬送周波数を選べないので、この種の通信方式での直接周波数変換あるいは直接復調を困難にしている。力、かる技術的な課題を解決する方法としては、無線携帯電話の搬送波周波数を f cとし、オフセット周波数を f oとした場合、 f c + f oと f C— f 0を取得し、周波数ォフセットを行なつた相補型局部発振周波数を設けて周波数変換を行なう方法がある。この方法を実行するに当たって、 f c + f oと f c— f oとを得るためには f Cと f 0をミキサー（周波数混合器）で乗算処理すればよいが、このとき出力には f c + f oと f c一 f oの信号が共存してしまう。すなわち、上記の処理を行なうにはそれぞれの周波数を有する信号を独立に必要とするが、従来の装置はこの要求を実用面で満足させることができない。従来の装置では必然的にそれぞれの周波数に対応するフィルタを用いることになる力 ^?、希望信号の搬送波周波数は可変であり、フィルタに可変特製を要求することになり不具合があった。

発明の概要

本発明の一般的目的は、このような従来の問題を解決するものであり、主に複数のチャネルを有するディジタル変調方式の通信システムにおいて、受信系において要求される電力を低減し、回路を簡素化し、消費電力を低減することのできる受信回路を提供することにある。

本発明の別の一般的目的は、上記のような通常の方法での問題を解決すベく周波数 i c + f oと f c一 f oとが得られるような受信回路を提供することである。

本発明は、より具体的には、受信システムの有するチャネルの間の谷間となる周波数を受信機の局部周波数として直接周波数変換を行なうとともに、その出力信号に生じる周波数オフセットおよび隣接チャネルの信号が混入するのを防止した受信回路を提供することを目的とする。

本発明は、さらに受信回路を構成する各機能部について構成上の見直しを行ないより電力消費量の大きな機能部についての削減或いは他のものによる代替を図ることを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の受信回路は、一例として、空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として供給し、下側周波数を第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発生回路と、第 1の周波数変換回路の出力と第 2の周波数変換回路の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、共通波抽出回路の出力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備えたものである。

本発明はまた、前記従来の問題を解決する手段を、本発明の根幹をなす局部周波数相補オフセット型直接周波数変換方式に加えたもので、単一の直接直交検波回路を基本とする受信回路によりスペース · ダイバーシティ機能を実現する。上記構成により、空中線から得られる受信信号は、第 1の周波数変換回路および第 2の周波数変換回路に供給され、局部周波数信号発生回路から 2つの異なるすなわチャネル間の中央値に匹敵する上下の周波数を第 1の周波数変換回路およぴ第 2の周波数変換回路に別個に供給することにより、希望波および上側チヤネルと下側チャネルの 3つの信号にそれぞれ 2つの出力信号を発生させる。第 1の周波数変換回路および第 2の周波数変換回路に共通に存在する信号成分である希望波チャネルの信号を共通波抽出回路により抽出する。共通波抽出回路の出力には ω。なる周波数オフセットが残留しているので、オフセット周波数回路において微小な周波数変換を行ない、オフセット量を周波数オフセット回路において除去する。さらにこの過程で発生した不要周波数成分をフィルタで除去した後、ベ —スバンド信としてベースバンド信号処理部に供給する。本発明の好ましい形態は、受信回路が、空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記第 1および第 2の周波数変換回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の周波数変換回路の出力と前記第 2の周波数変換回路の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通波抽出回路の出力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備 _る。

また、本発明の好ましい形態は、受信回路が、空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記第 1および第 2の周波数変換回路に接続され前記受信信号力 ^?有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチヤネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の周波数変換回路の出力に含まれている周波数オフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路と、前記第 2の周波数変換回路の出力に含まれている周波数オフセットを除去する第 2の周波数オフセット回路と、前記第 1の周波数オフセット回路と前記第 2の周波数オフセット回路の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備える。

本発明の好ましい形態によれば、受信回路が、空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記第 1および第 2の周波数変換回路に接続され、前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチヤネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の周波数変換回路の出力を量子化する第 1の量子化手段と、前記第 2の周波数変換回路の出力を量子化する第 2の量子化手段と、前記第 1の量子化手段と前記第 2の量子化手段の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通波抽出回路の出力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備える。

本発明の好ましい形態によれば、受信回路が、空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記第 1および第 2の周波数変換回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチヤネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の周波数変換回路の出力を量子化する第 1の量子化手段と、前記第 2の周波数変換回路の出力を量子化する第 2の量子化手段と、前記第 1の量子化手段の出力に含まれている周波数オフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路と、前記第 2の量子化手段の出力に含まれている周波数オフセットを除去する第 2の周波数オフセット回路と、前記第 1の周波数オフセット回路と前記第 2の周波数オフセット回路の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備える。

また本発明の好ましい形態によれば、受信回路が、空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の直交復調回路と、前記第 1および第 2の直交復調回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチヤネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の直交復調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の直交復調回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1および第 2の直交復調回路に接続され前記第 1の直交復調回路の I出力と前記第 2の直交復調回路の I出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路と、前記第 1および第 2の直交復調回路に接続され前記第 1の直交復調回路の Q出力と前記第 2の直交復調回路の Q出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路と、前記第 1の共通波抽出回路で抽出した I出力に残存する周波数オフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路と、前記第 2の共通波抽出回路で抽出した Q出力に残存する周波数オフセット分を除去する第 2の周波数オフセット回路と、前記第 1の周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1のフィルタと、前記第 2の周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 2のフィルタとを備える。

本発明の好ましい形態によれば、受信回路は、空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の直交復調回路と、前記第 1および第 2の直交復調回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の直交復調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の直交復調回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記各直交復調回路の I出力と Q出力に共通に含まれている周波数オフセット分を除去する第 1および第 2の周波数オフセット回路と、前記第 1の周波数オフセット回路の I出力と前記第 2の周波数オフセット回路の I出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路と、前記第 1の直交復調回路の Q出力と前記第 2の直交復調回路の Q出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路と、前記各共通波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1および第 2のフィルタとを備える。

本発明の好ましい形態によれば、受信回路は、空中線により受信される、受信信号を入力とする第 1および第 2の直交復調回路と、前記第 1および第 2の直交復調回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の直交復調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の直交復調回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の直交復調回路の I出力と Q出力をそれぞれ量子化する第 1および第 2の量子化手段と、前記第 2の直交復調回路の I出力と Q出力をそれぞれ量子化する第 3および第 4の量子化手段と、前記第 1および第 3の量子化手段の I出力に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路と、前記第 2の量子化手段の Q出力と前記第 4の量子化手段の Q出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路と、前記第 1の共通波抽出回路で抽出した I出力に残存する周波数オフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路と、前記第 2の共通波抽出回路で抽出した Q出力に残存する周波数オフセット分を除去する第 2の周波数オフセット回路と、前記第 1の周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1のフィルタと、前記第 2の周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 2のフィルタとを備える。また本発明の好ましい形態によれば、受信回路は、空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の直交復調回路と、前記第 1および第 2の直交復調回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチヤネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の直交復調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の直交復調回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の直交復調回路の I出力と Q出力をそれぞれ量子化する第 1および第 2の量子化手段と、前記第 2の直交復調回路の I出力と Q出力をそれぞれ量子化する第 3および第 4の量子化手段と、前記各量子化手段の I出力と Q 出力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット回路の I出力に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路と、前記周波数オフセット回路の Q出力と Q出力の梗性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路と、前記第 1の共通波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1のフィルタと、前記第 2の共通波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 2のフィルタとを備える。

さらに本発明によれば、受信回路において、共通波抽出回路の代わりに相互相関を演算する相関器が使用される。

また本発明の受信回路において、受信信号を入力する周波数変換回路を第 1の周波数変換回路のみとし、前記第 1の周波数変換回路による周波数変換後に、他の周波数変換回路により、前記第 1の周波数変換回路により周波数変換を行なわなかつた側の周波数変換出力を得て、共通波抽出に必要な 2つの周波数変換出力を確保する。

さらに、本発明によれば受信回路において、受信信号を入力する周波数変換回路を第 1の周波数変換回路のみとするとともに第 1および第 2の量子化手段のうち一つの量子化手段のみが使用され、前記量子化手段による量子化後に、ディジタル周波数変換回路により、前記第 1の周波数変換回路により周波数変換を行なわなかつた側の周波数変換出力を得て、共通波抽出に必要な 2つの周波数変換ディジタル出力を確保するものである。

また、本発明によれば受信回路において、受信信号を入力するための前記第 1および第 2の直交復調回路のうち一つの直交復調回路のみを使用し、前記直交復調回路の 2つの出力をそれぞれ周波数変換回路により周波数変換を施すことにより、直交復調を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、共通波抽出に必要な 2つの直交復調出力を確保することを特徴とするものである。

また、本発明によれば受信回路において、受信信号を入力する直交復調回路を一つの直交復調回路のみを使用するとともに量子化手段も第 2および第 3の量子化手段のみとし、前記量子化手段による量子化後に、この量子化手段の 2つの出力をそれぞれディジタル周波数変換回路により周波数変換を施すことにより、直交復調を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、共通波抽出に必要な 2つの直交復調出力を確保することを特徴とするものである。

さらに、本発明の好ましい形態によれば、受信回路は、空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の周波数変換回路および第 2の周波数変換回路の出力をそれぞれ入力線路を通じて受けるローパス . フィルタを兼ねた第 1の積分回路および第 2の積分回路と、前記第 1の積分回路および第 2の積分回路の出力をそれぞれ受ける第 1の緩衝増幅器および第 2の緩衝増幅器と、前記第 1の緩衝増幅器および第 2の緩衝増幅器のそれぞれの出力を一次コィルの一端に受ける構造の相等しい第 1のトランスおよび第 2のトランス、前記第 1のトランスおよび第 2のトランスの一次コィルの他端は双方ともに交流的に接地し、二次コィルは一次コィルの極性に極性を合わせて並列に接続するとともに、一次コイルの極性に等しい一端を出力端子とし、他端を接地される、前記第 1のトランスおよび第 2のトランスの出力を受ける第 3の緩衝増幅器と、前記第 3の緩衝増幅器の出力に残存する周波数オフセット回路分を除去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備えたものである。

また、本発明の好ましい形態によれば、受信回路は、空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の周波数変換回路および第 2の周波数変換回路の出力をそれぞれ入力線路を通じて受ける第 1および第 2の差動増幅器と、前記第 1および第 2の差動増幅器の出力をそれぞれ対応して受けるローパス . フィルタを兼ねた第 1および第 2の積分回路と、前記第 1および第 2の積分回路の出力を供給する第 1および第 2の緩衝増幅器と、前記第 1および第 2の緩衝増幅器の負入力側に出力側からそれぞれに帰還を掛ける手段と、前記第 1および第 2の緩衝増幅器のそれぞれの出力を一次コィルの一端に受ける構造の相等しい第 1および第 2のトランス、前記第 1および第 2 のトランスの一次コイルの他端を少なくとも交流的に接地し、二次コイルは一次コィルの極性に極性を合わせて並列に接続するとともに、一次コイルの極性に等しい一端を出力とし、他端を少なくとも交流的に接地される、前記第 1および第 2のトランスの出力を受ける第 3の緩衝増幅器と、前記第 3の緩衝増幅器の出力と前記第 1の周波数変換回路の出力と第 2の周波数変換回路の出力との平均とを比較して第 1の周波数変換回路の出力と第 2の周波数変換回路の出力とに修正を加える手段と、前記第 3の緩衝増幅器の出力が前記第 1の周波数変換回路の出力と第 2の周波数変換回路の出力との間に発生する差を修正するように前記第 1の周波数変換回路の出力または第 2の周波数変換回路の出力側にそれぞれ帰還する手段と、前記第 3の緩衝増幅器の出力に残存する周波数オフセット回路分を除去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィル夕とを備えたものである。

さらに本発明によれば受信回路において、一次コィルの極性に等しい二次コィルの一端を第 3の緩衝増幅器に接続する代わりに、一次コイルの極性と異なる二次コィルの一端を第 3の緩衝増幅器に接続したことを特徴とするものである。

また本発明によれば受信回路において、一次コィルの極性に等しい二次コィルの- 端を第 3の緩衝増幅器に接続する代わりに、一次コイルの極性と異なる二次コイルの一端を第 3の緩衝増幅器に接続したことを特徴とするものである。

本発明の受信回路は、さらに、受信希望信号の搬送波周波数に等しい第 1の周波数信号源と、この第 1の周波数信号源からの信号を受けこの信号の周波数における ττ Ζ 2の位相量を移相する第 1の手段と、周波数チャネル間隔の 1 2の値に等しい第 2の周波数信号源と、この第 2の周波数信号源からの信号を受けこの周波数における； r Ζ 2の位相量を移相する第 2の手段と、前記第 1および第 2の周波数信号源からの 2信号を入力とする乗算器と、前記 2種類の移相手段からの 2信号を入力とする乗算器とからなる直交変調器と、前記 2種類の周波数信号の一方だけを移相手段から受ける 2基の乗算器からなる直交変調器とから構成された局部周波数発生手段を有するものである。

本発明の受信回路は、さらに、受信希望信号の搬送波周波数に等しい第 1の周波数信号源と、この第 1の周波数信号源からの信号を受けこの信号の周波数における π / 2の位相量を移相する第 1の手段と、周波数チャネル間隔の 1 / 2の値に等しい第 2の周波数信号源と、この第 2の周波数信号源からの信号を受けこの周波数における； r 2の位相量を移相する第 2の手段と、前記第 1および第 2の周波数信号源からの 2信号を入力とする乗算器と、前記 2基の乗算器の一方だけの出力を極性反転し他の乗算器の出力と加算する手段と、から構成した局部周波数発生手段を有するものである。

また本発明の受信回路は、さらに、受信希望信号の搬送波周波数に等しい周波数信号源と、この信号を受けこの信号の周波数における；:ノ 2の位相量を移相する手段と、前記周波数信号を移相手段から受ける 2基の乗算器からなる直交変調器と、前記 2基の乗算器の一方だけの出力を極性反転し他の乗算器の出力と加算する手段と、から構成した局部周波数発生手段を有するものである。

本発明によれば受信回路において、周波数変換回路または直交復調回路により得られた第 1の受信信号と第 2の受信信号をおのおの AZ D変換する手段と、そのディジタル出力をそれぞれ受ける第 1および第 2のフ一リェ変換器と、各フーリエ変換器のそれぞれ周波数成分ごとに出力を受ける相関器と、得られた相関器出力を受ける重み付け関数器と、この重み付け関数器の出力を受ける重み付け値乗算器と、前記第 1のフーリェ変換出力と第 2のフーリェ変換出力を受ける加算器と、その加算桔果を前記乗算器に入力する手段と、前記重み付け値乗算器の出力を受ける逆フーリェ変換器とを備え、逆フーリェ変換出力をもつて希望波抽出結果とするものである。

さらに本発明の好ましい形態によれば、受信回路は、空中線から受信信号を受ける受信入力手段と、この受信入力手段からの受信信号に対して周波数変換処理を行なう直交復調器と、直交復調器からの出力信号を入力してアナログ信号をディジタル信号に変換する第 1および第 2の AZD変換器と、これらの AZD変換器に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数の 2倍以上のクロックを発生するサンブリングクロック発生器と、このサンプリングクロック発生器からのパルス列に遅延パルス列を付加する回路と、このサンプリングクロック発生器からのパルス列と遅延パルス列とを前記 AZ D変換器のサンプリングパルスとして提供する手段と、前記 AZ D変換器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号の直交成分を抽出する手段とを有するものである。本発明の好まし ^形態によれば、受信回路は、空中線から受信信号を受ける受信入力手段と、この受信入力手段からの受信信号に対して周波数変換処理を行なう直交復調器と、直交復調器からの出力信号を入力してアナログ信号をディジタル信号に変換する第 1および第 2の AZD変換器と、これらの AZD変換器に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロックを発生するサンプリングクロック発生器と、このサンブリングクロック発生器からのパルス列に遅延パルス列を付加する回路と、このサンプリングク口ック発生器からのパルス列と遅延パルス列とを前記 AZ D変換器のサンプリングパルスとして提供する手段と、前記 AZD変換器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号の直交成分を抽出する手段とを備え、サンプリングクロック発生器からのパルス列と、遅延パルス列を付加する回路からの遅延パルス列とを、希望チヤネル信号の周波数の； Γに相当する位相差以外の遅延時間とするように遅延パルス列を 1つ以上発生させるようにしたものであ本発明によれば、受信回路において、サンプリングクロック発生器からのパルス列と、遅延パルス列を付加する回路からの遝延パルス列とを、希望チャネル信号の周波数の r Z 2に相当する位相差の遅延時間とするものである。

本発明の好ましい形態によれば、受信回路は、空中線から受信信号を受ける受信入力手段と、この受信信号を入力して A/D変換を行なう第 1の AZD変換器と、第 2の AZ D変換器と、これらの AZD変換器に受信信号の持つ带域幅に相当する周波数以上のクロックを発生するサンプリングクロック発生器と、このサンプリングクロック発生器からのパルス列に遅延パルス列を付加する回路と、このサンプリングクロック発生器からのパルス列と遅延パルス列とを前記 AZD変換器のサンプリングパルスとして提供する手段と、前記 AZD変換器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する手段とを有するものである。

また本発明によれば、受信回路において、サンプリングクロック発生器からのパルス列と、遅延パルス列を付加する回路から希望チャネル信号の周波数の π Ζ 2に相当する位相差時間とする遅延パルス列を発生するものである。

さらに本発明によれば、受信回路において、サンプリングクロック発生器からのパルス列と、遅延パルス列を付加する回路から希望チャネル信号の周波数の π Ζ 2 に相当する位相差時間とする遅延パルスを複数列発生させるものである。

本発明の好ましい形態によれば、受信回路は、空中線から受信信号を受ける受信入力手段と、この受信信号を入力して A/ D変換を行なう単一の AZ D変換器と、この AZD変換器に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロックを発生するサンプリングク口ック発生器と、このサンプリングク口ック発生器からのパルス列に遅延パルス列を付加する回路と、このサンプリングクロック発生器からのパルス列と遅延パルス列とを前記 AZD変換器のサンプリングパルスとして提供する手段と、前記 AZD変換器のディジタル出力データから希望する受信チヤネル信号を抽出する手段とを有するものである。

本発明の好ましい形態によれば、受信回路は、複数の空中線から受信信号を受ける受信入力回路と、この受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換手段と、これら第 1および第 2の周波数変換手段に希望波搬送波周波数にチャネル間隔周波数の 1 Z 2の周波数オフセットを施した周波数で出力を提供する局部発振器と、前記第 1および第 2の周波数変換手段からおのおのの信号を得る第 1および第 2の AZ D変換器と、これらの AZD変換器に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロックを発生するサンプリングクロック発生器と、このサンブリングクロック発生器からのパルス列に遅延パルス列を付加する回路と、このサンプリングクロック発生器からのパルス列と遅延パルス列とを前記 A / D変換器のサンブリングパルスとして提供する手段と、前記 A/ D変換器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する手段とを有するものである。

本発明によれば、受信回路において、第 1および第 2の周波数変換手段に供給する局部発振器を独立に設け、各局部発振周波数を希望波搬送波周波数を中心にチヤネル間隔周波数の 1 / 2の周波数ォフセットを正負に施した周波数とすることを特徴とするものである。

本発明によれば、受信回路において、 2つの受信信号を周波数変換することなく第 1および第 2の AZD変換器に供給することを特徴とするものである。

図面の簡単な説明

本発明の目的および特徴は、添付の図面を用いて詳しく説明される実施態様によってより明らかになる。

図 1は本発明の第 1の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図である。

図 2は本発明の第 2の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図である。

図 3は本発明の第 3の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図である o

図 4は本発明の第 4の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図である。

図 5は本発明の第 5の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図であ

Ό

図 6は本発明の第 6の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図である。

図 7は本発明の第 7の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図である。

図 8は本発明の第 8の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である o

図 9は本発明の第 9の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図である。

図 1 0は本発明の第 1 0の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 1 1は本発明の第 1 1の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 1 2は本発明の第 1 2の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 1 3は本発明の第 1 3の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 1 4は本発明の第 1 4の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 1 5は本発明の第 1 4の実施の形態におけるトランスの概念図である。

図 1 6は本発明の第 1 5の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 1 7は本発明の第 1 5の実施の形態を具体ィヒした受信回路の構成を示すブロック図である。

図 1 8は本発明の第 1 6の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 1 9は本発明の第 1 7の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 2 0は本発明の各実施の形態における局部周波数設定方法を説明するための模式図である。

図 2 1は本発明の第 1 8の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 2 2は本発明の第 1 9の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 2 3は本発明の第 2 0の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 2 4は本発明の第 2 1の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 2 5は本発明の第 2 2の実施の形態におけるトランスの概念図である。

図 2 6は本発明の第 2 2の実施の形態において AZD変換器でサンプリングを行なった結果エイリァスが発生する様子を説明する図である。

図 2 7は本発明において用いられる多チヤネル通信システムにおける受信チヤネルの状況を示す図である。

図 2 8は本発明の第 2 2の実施の形態において現れる負の周波数領域を持った AZD変換出力を表す図である。

図 2 9は本発明の第 2 2の実施の形態における； r / 2の位相差を利用して信号成分をコサインおよびサイン閱数により直交成分に分解する方法を示す図である。図 3 0は本発明の第 2 2の実施の形態における直交する 2信号を AZD変換する場合の直交サンプリング動作の一例を示す図である。

図 3 1は図 3 0の直交サンプリング説明図においてオフセットを考慮した場合の図である。

図 3 2は本発明の第 2 2の実施の形態における直交する 2信号を AZD変換する場合における図 3 0、図 3 1とは異なる別の直交サンプリング動作の一例を示す図である。

図 3 3は本発明の第 2 2の実施の形態において図 3 2に示す直交サンプリング動作を行なった場合に得られるサンプリングパルスを示す図である。

図 3 4は本発明の第 2 3の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。図 3 5は本発明の第 2 3の実施の形態における直交する 2信号を AZ D変換する場合の直交サンプリング動作の一例を示す図である。

図 3 6は本発明の第 2 4の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図である。

図 3 7は本発明の第 2 4の実施の形態における直交する 2信号を AZD変換する場合の直交サンプリング動作の一例を示す図である。

図 3 8は本発明の第 2 5の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 3 9は本発明の第 2 5の実施の形態においてサンプリング信号発生源部分の一動作を説明するための簡略化したブロック図である。

図 4 0は本発明の第 2 5の実施の形態においてサンブリング信号発生源部分の他の動作を説明するための簡略化したプロック図である。

図 4 1は本発明の第 2 5の実施の形態においてサンプリング信号発生源部分のさらに他の動作を説明するための簡略化したブロック図である。

図 4 2は本発明の第 2 6の実施の形態の説明に用いる日本標準ディジタル方式自動車電話システムの周波数 K置概観図である。

図 4 3は図 4 2で示した日本標準ディジタル方式自動車電話システムのチャネル配置概観図である。

図 4 4は本発明の第 2 6の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図である。

図 4 5は本発明の第 2 7の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図である。

図 4 6は本発明の第 2 8の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。

図 4 7は本発明の第 2 9の実施の形態を具体化した受信回路の構成を示すブロック図である。

図 48は本発明の第 30の実施の形態における受信回路の構成を示すプロック図である。

発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について説明するが、その前に、本発明の理論的根拠について説明する。まず、現在ディジタル変調方式の中で多用されている 2値 P S Kすなわち B P S Kを対象に説明する。

基底周波数すなわちベースバンドにおける B P S K信号 S_Bは次のように表現できる。

S_B =Acos (0 k) ただし、 Aは拫幅、 0 kは BP SK情報を表す位相で、

k = 0、 π

このベースバンド信号を搬送角周波数で変調した変調出力 S_cは次のように表現できる。

^SC^{= S} B X a cos ω c t + S _B ( Θ k-^r- π ) x a cos (ωο 1--—π)

A._c= a A、 Θ k = 0、 π = A _ccos ( ω c t + ίί (ェ ) この変調信号を受信し、周波数変換用局部周波数" Cで周波数変換すると、周波数変換出力 S_Rは次のように表される。

^ . = i X b cos ω c t

= ^Ας ' ^b 〔_cos (2o c I + 9k) +cos { f> k) 1

2

A C

A R と置く

A_R (cos I2wc I + Θ k} +cos ( Θ kl . . . . (2) この周波数変換出力 S_Rをローパスフィルタに通して高周波数成分 2 w_cを除去すると、その出力 S_RFは、次のようになり、 2値 PSKすなわち BPSK信号が復調できる。

S « p = A_Rcos ( 0 \ O -O, ττ

. . . . (3 ) しかし、受信の周波数変換において局部発振周波数を搬送周波数と同一の o_c で行なったため、受信機からはこの局部発振周波数信号が空中に放射され、近接の他の受信機に妨害を与える。

本発明は、このような問題を解決するめに局部究振周波数を次のように設定する。図 20は本発明の局部発振周波数の設定の方法を示すものである。図 20において、 Aは希望するチャネルの帯域を示し、搬送周波数は。である。 Bは上側の 1¾接チャネルの带域を示し、搬送周波数は _Wcuである。 Cは下側の隣接チヤネルの带域を示し、搬送周波数は _WcLである。各チャネルの搬送波の間の間隔は BPS Kの基底周波数 _Wbの間隔の約 4倍である。

各チャネルの带域は搬送周波数を中心に ±2 o_bとなる。したがって、各搬送周波数から基底周波数 2 _Wbの iを離れた位置はチャネル間の谷間になり、この位置に锒スぺクトルの妨害波が存在してもいずれのチャネルにとっても妨害は少ない。すなわち、本発明はこの点に注目し、受信機の局部発振周波数を隣接チャネル搬送周波数との中間に設定することを上記課題解決のための主たる方法とした。

次に、このように受信機の局部発振周波数を設定した場合に、復調が従来同様に得られるよう、以降の回路をどのように構築すべきかという、本発明のもう一つのボイントについて数式を用いて説明する。変調信号を受信し、受信機の周波数変換を行なうための局部発振周波数を前述の通り ω_ε + ω。に設定すると、周波数変換出力 S_Rは次のようになる。

S = o X b cos ( ω + ω β) t

5 Λ_Γ · b ，

= ― cos { ω c I + Θ k) CDS ( ω c+ α> o)

2

A_c . b

： ~ =A _R と Bくと

= A_R (COS { 2 ω C +· ω O) t + 6 k ) +~et，S C-αι o t + Θ k) ] 0 . . . . (4) この周波数変換出力 S_Rをローバスフィルタに通して高周波成分 2 w_cを除去すると、その出力は、

^S RF^{= A}R i^cos (-ωο t + 9 k) } « k = 0, n

5

. . . . ( 5 ) となり、周波数 ω₀だけオフセットの掛かった 2値 P S Κすなわち B P S Κ信号が発生する。

次に局部発振周波数を希望チャネルの搬送周波数 w_cから ω。だけ低レ ω _c— ω o 20 に設定する。この場合の周波数変換出力 S_Lは次のようになる。

S J = S >八 b COS 、 ω C- ω o) t

A_r - b , , „ , , 、 _A

= ~~ COS { cue t + Θ COS l ως-ω 0 t

A_c · b

"-" =A_R と Bくと

一 ^fc = A_R [cos (2ωο-ωο+ Θ k} +C0S { ω I + Θ ) I . . . . (6) この周波数変換出力 S Lをローパスフィルタに通して高周波成分 2 ω _cを除去すると、その出力は、

S _LF= A_Rcos (ωο t + Θ k) Θ k = 0. π

. . . . ( 7) となり、とは位相も等しい B P S K信号が発生する。ところで、受信の局部発振周波数が隣接チャネルからも等距離にあるため、復調される信号には隣接チャネルの成分も発生混入する。上側の^接チャネルの信号は、搬送周波数を ω_αで表すと、 ω^-α^ + 2 ω。であるから、前述の受信側の周波数変換は次のようになる。

まず、変調信号を受信し、受信機の周波数変換を行なうための局部発振周波数を前述のとうり ω_ε + ω。に設定すると、周波数変換出力は次のようになる。

o Rh⁼⁰ h^X b cos ωι;+ωο) t A_rh · b

= ~ ^ [cos { we t +2ωο t + 0 hi じ us (OJC+ w o) t〕

2

A _rh · b

^~ =A_Rh と匱くと

= A_Rh (cos ( (2 uc + 3a)o) T + 5 h) +cos I u» o t + θ i 〕

. . . . (8) この周波数変換出力 5_ωをローバスフィルタに通して高周波成分² を除去すると、その出力は、 ^SRFh= ^ARh^{C0S o t} + ")

0h=O、 Ji

. . . . ( 9 ) となり、希望チャネルと同一の带域に存在する B P S K信号が発生する。他方、下側の隣接チャネルの信号は、搬送周波数を W_C|で表すと、 £^,=0^ 一 2 ω。であるから、前述の受信側の周波数変換は次のようになる。

まず、受信機の局部発振周波数は、前述のとおり a_c + ₀に設定すると、周波数変換出力 S _R ,は次のようになる。

S j¾|=o QJ X b cos ( ω c + ω o) t

= ~ £i ~ - cos ί (w -ΐω ο) t + θ \\ cos ( ω c + ω ο) t )

2

^AC) · ^b

A_R| と Βく

2

A_R, [COS (2 cue t-ω o t + Θ l) -+-COS (-3 ω 0 t ト θ I) 〕

0h=O、 π

. . . . (1 0) この周波数変換出力 S _R ,をローバスフィルタに通して高周波数成分 2 ω _cを除去すると、その出力は、

S RFI⁼ ARI LCOS (3 ωο t - Θ l) 〕

. . . . (1 1) となり、希望チャネルよりも 3 ω。離れた周波数に BP S K信号が発生する。次に、局部発振数が^一 w。である場合の隣接チャネルの周波数変換される状態について検証する。上側の隣接チャネルの信号は、搬送周波数を _Wchで表すと、 ^^十 2 ω。であるから、局部発振周波数が ω _c一 ω _Qてある《W合の周波数変換は次のようになる。

まず、変調信号を受信し、受信機の周波数変換を行なうための局部発振周波数を前述のとおり ω _c — ω。に設定すると、周波数変換出力 S _uは次のようになる。

_ ^A_Cb [ _Os { ω c t -2ω o t -+ Θ h) じ OS (ωο-ω ο) t ]

^ACh . ^b

- ¹ ~ = A_Rh と置く

= A (cos f (2o)c+ o)o) t + Θ l>} +cos {3ωο t 4· Θ h) 3

Rh

. . . . ( 1 2 ) この周波数変換出力 S _uをローパスフィルタに通して高周波数成分 2 _(:を除去すると、その出力は、次のようになる。

S_{LF h}= A_Rh (cos (3ωο t + ί> h) 〕

Θ h=0. π

… - ( 1 3 ) 他方、下側の隣接チャネルの信号は、搬送周波数を ω_αで表すと、 ω_α= _{ω £:} 一 2 ω。であるから、前述の受信側の周波数変換は次のようになる。

まず、受信機の局部発振周波数は前述のとおり w_c — ω₀に設定すると、周波数変換出力 S_uは次のようになる。

Sし|=：3 ci X b cos ( ω c- u o) t Aじ, · b

< = — ^ (cos f (ωο-2ωυ) 1 + f/ I ) cos ( ωο-ω o) t〕

^D 2

Acに ^b _Λ .

"~； = _R| と置くと

= A _L , Ccos ί (2ωο-3ωυ) t ^ ί> lj ) +COS (-ω o t + θ l) ] 0

. . . . (1 4) この周波数変換出力 S_uをローバスフィルタに通して高周波数成分 2 o _cを除去すると、その出力は、

S L A_R|cos ωο ΐ - 9 U

5

… ，（ 1 5 ) となり、希望チャネルと同一の周波数に B P S Κ信号が発生する。

以上からまとめると、局部周波数を上側に w。だけシフトした場合の出力は以下の 3種である。 0

S R _F= A_Rcos (-ωο t + ilk) 希望チャネル

S _RFh= A_Rhcos (ωοΐ + « h) 上側チャネル

S _{R F1}= A_R,cos (3o»ot - ii i) T側チャネル 5 . . . . ( 1 6) 局部周波数を下側に ω。だけシフトした場合の出力は以下の 3種である。

S _LF= A_Rcos (ωο t + Θ k) 希望チャネル

S _LFh= A_Rhcos (3 oot + Oh) t側チャネル

Sし _Fl- A_R|cos (ωο 1 - θ \) 下側チャネル

. . . . (1 7) この両グループに共通な成分は希望チャネルだけに存在する。したがって、双方を 2入力として加算器に供給すれば、その出力には希望チャネルのみが取り出せることになる。また、その出力は、 ω。だけ周波数オフセットが掛かっているが、これは簡単な周波数ォフセット回路で除去することができる。

本発明は、このような原理を以下に示す実施の形態により実現したものである。室 iの形 1

図 1は本発明の第 1の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。図 1において、 1は受信信号を受ける空中線、 2および 3は受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路、 4は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を第 1の周波数変換回路 2の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を第 2の周波数変換回路 3の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路、 5は第 1の周波数変換回路 2の出力と第 2の周波数変換回路 3の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路、 6 は共通波抽出回路 5の出力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路、 7は微小な周波数変換を行なってオフセット！:を周波数オフセット回路 6に供給するオフセット周波数発生回路、 8は周波数オフセット回路 6の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタである。

次に上記第 1の実施の形態の受信回路の動作について説明する。前記した数式に従えば、空中線 1から得られる受信信号は、第 1の周波数変換回路 2および第 2の周波数変換回路 3に供給され、局部周波数信号発生回路 4から 2つの異なる周波数、すなわちチャネル間の中央値に匹敵する上下の周波数を第 1の周波数変換回路 2および第 2の周波数変換回路 3に別個に供給することにより、希望チャネルおよび上惻チャネルと下側チャネルの 3つの信号についてそれぞれ 2つの出力信号が生み出される。数式展開に従えば、第 1の周波数変換回路 2および第 2の周波数変換回路 3に共通に存在する信号成分は、希望チャネルの信号だけであり、平衡成分を抽出する共通波抽出回路 5に供給することにより、希望波を主とする平衡成分が得られる。共通波抽出回路 5の出力には、 ω。なる周波数オフセットが残留しているので、オフセット周波数発生回路 7において微小な周波数変換を行ない、オフセット量を周波数オフセット回路 6において除去する。さらにこの過程で発生した不要周波数成分をフィルタ 8で除去した後、ベースバンド信号としてベースバンド信号処理部に（図示しない）供給する。

害施の形^ 2

図 2は本発明の第 2の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。図 2において、 1は受信信号を受ける空中線、 2および 3は受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路、 4は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を第 1の周波数変換回路 2の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を第 2の周波数変換回路 3の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路、 6 Αは第 1の周波数変換回路 2の出力に含まれている周波数オフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路、 6 Bは第 2の周波数変換回路 3の出力に含まれている周波数オフセットを除去する第 2の周波数オフセット回路、 7 Aは微小な周波数変換を行なってオフセット量を各周波数オフセット回路 6A、 6 Bに供給するオフセット周波数癸生回路、 5Aは第 1の周波数オフセット回路 6 Aと第 2の周波数オフセット回路 6 Bの出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路、 8 Aは共通波抽出回路 5 Aの出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタである。

次に、上記第 2の実施の形態の受信回路の動作について説明する。本実施の形態は、上記第 1の実施の形態と比較すると、共通波抽出を行なう過程と周波数オフセットを行なう過程とが入れ替えられている。すなわち、周波数オフセットを行なう過程を先行することにより、希望チャネルの信号はそのままベースバンド信号となり、より安定な抽出作業が期待できる。

以下、周波数オフセット処理を先行した場合の妥当性について説明する。局部周波数を上側に ω。だけシフトした信号群に対する周波数オフセットの場合において、 ω。だけ除去するシフトを行なうことになり、出力は以下の 3種となる。

° R F⁼ A_Rcos (2ωο t - Θ k) 希望チャネル s R Fh⁼ A_R|,cos ( Θ ) h側チャネル

S _{R F1}= A _R ,cos (4OJ O t-θ i) 下側チヤネノレ

… · （1 8) また、局部周波数を下側に ω₀だけシフトした信号群に対する周波数オフセットの場合において、 ω。だけ除去するシフトを行なうことになり、出力は以下の 3 種となる。 ^S L F ^{= A} COS (2 ω o t + « k )

希望チャネル S LFh^{= A}Rh^cos (^4ω" t + « li) t側チャネル S_LFl= _R,cos ( θ I) f側チャネル

. . . . (1 9) この両グループに共通な成分は、やはり希望チャネルだけに存在する。したがつて、双方を 2入力として加算器に供給すれば、その出力には希望チャネルのみの BP SK信号が取り出せる。

宥施の形^ 3

図 3は本発明の第 3の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。図 3において、 1は受信信号を受ける空中線、 2および 3は受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路、 4は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持っ^!搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を第 1の周波数変換回路 2の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を第 2の周波数変換回路 3の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路、 9 Aは第 1の周波数変換回路 2の出力を波形整形する第 1のバンドパスフィルタ、 10 Aは第 1のバンドバスフィルタ 9 Aの出力をディジ夕ル信号に変換する第 1の AZD変換器、 9 Bは第 2の周波数変換回路 3の出力を波形整形する第 2のバンドバスフィルタ、 108は第2のノ、*ンドパスフィルタ 9 Bの出力をディジタル信号に変換する第 2の AZD変換器、 5 Bは第 1の AZD変換器 10 Aおよび第 2の A/D変換器 10Bの出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路、 6 Cは共通波抽出回路 5 Bの出力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路、 7 Bは微小な周波数変換を行なってォフセット iを周波数オフセット回路 6 Cに供給するオフセット周波数発生回路、 8 Bは周波数ォフセット回路 6 Cの出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタである。

次に上記第 3の実施の形態の受信回路の動作について説明する。本実施の形態は、上記第 1の実施の形態におけると同様の 2つの周波数変換回路 2、 3の出力をそれぞれ AZD変換器 1 0A、 1 0Bにより量子化し、ディジタル演算を用いて第 1の実施の形態と等価の作用、すなわち共通波抽出と周波数オフセットおよびフィルタリングを行なうものである。共通波抽出とフィルタリングは、ディジタルフィルタ技術を用い、周波数オフセットは、ディジタル直交変調を用いることで可能となる以下、本実施の形態の原理について、ディジタル変調方式の中で多用されている直交 P S Kすなわち QP S Kあるいは 4値 Q AMを対象に説明する。

基底周波数すなわちベースバンドにおける Q P S K信号 S_Bは次のように表現できる。

S ₈=Acos ( Θ k) + j Asin (θ 0 ただし、 jは実軸に直交する虚軸を表す虚数単位、 Aは振幅、 0kは Q PSKffi報を表す位相で 0k= (±

¾ A K

~、土"

. . . . (20) このペースバンド信号を搬送角周波数で変調した変調出力 S_cは次のように表現できる。

S "= S ^ a vcos (ひ c t + J sin ω c t

= A ς· I cos ( « c 4- β k) + j sin (wct+ 0lt) 1 ただし、 A_c=a x 2 A . flk« 土-^ "

~ (cos { ω c t十 " } 3 -I ^=· f j sin (<« c t + 8 k) ) . . . . (2 1 ) ここで、一般に実軸成分を I軸信号、虛軸成分を Q軸信号と呼ぶ。この変調信号を受信し、周波数変換用局部周波数 w_cで直交復調をすると、直交復調 I軸出力 S_Kは次のように表現される。

S 1 R = S c X b cos ω c t A_c · b

= — ^ Ccos { ω c t + Θ k) cos ω c I〕

2X2

A_c . b

= A と置く

— A _R 〔eos (2ω c t + Θ ic} --cos { Θ kl

. . . . (2 2 ) この直交復調 I軸出力 S_Kをローバスフィルタに通して高周波成分 2 ω を除去すると、その出力

は、

^S 1 R rt

. . . . (2 3 ) となり、直交 P S Kすなわち Q P S K信号の I軸信号が復調できる。し力、し、前記説明と同様に、この場合も直交復調における局部発振周波数が搬送周波数と同一の ω _cであるため、受信機からはこの局部発振周波数信号が空中に放射され、近接の他の受信機に妨害を与える。したがって、受信機の局部発振周波数を前記説明と同様に w_c + ω₀に設定すると、直交復調の I軸出力 S _κは次のようになる。 S I R = Sじ X b cos ( ω c + ω o) 1 A ， · b

= ^ [cos { ω c t + Θ k ) cos ( ωθ+ ω o) t J

2

A C

A

2 Itく

= A_n [cos ( (2a/c+ ω。） r + Θ kl 十 cos (u o t -)- Θ k) 3

. . . . (24) この直交復調 I軸出力 S_Kをローバスフィルタに通して高周波成分 2 ω_€を除去すると、その出力は、

S J r, p = A _R [cos ( ω o t + Θ it) 】

. . . . (25) となり、直交 P SKすなわち Q PS K信号の I軸出力が得られる。

次に局部発振周波数を希望チャネルの搬送周波数から ω₀だけ低い w_c — ω₀ に設定する。この場合の周波数変換出力 Stは次のようになる。

° I L= S X b cos ( ω c- ω o)

A • h b

Ccos (we t + Θ V) cos (ωο-ω o) t ]

2

A_c ' b

2 * ^=A R と置く

〕

. . · · (2 6) この直交復調 I軸出力 S_Lをローパスフィルタに通して高周波成分 2 w_cを除去すると、その出力 S_nj3は、 S j _L ρ = A _RCOS (- ω o t + Θ

9k= ~ ( 十 _4 、 π

、土二 4

. … （2 7 ) となる。この直交復調 I轴出力 S をローパスフィルタに通して高周波成分 2 ω_ζを除去すると出力を得る。

ところで、受信の局部発振周波数から等距雌にある隣接チャネルの復調される信号は、次のようになる。すなわち、上側隣接チャネルの信号は、搬送周波数をで表すと、 _Wch= w_c + 2 ω。であるから、局部発振周波数が w_c + o。の場合は、直交復調 I軸出力は次のようになる。

S I R h ⁼ ^ h b COS ( ω c + α» o) t ― ^AC h · ^b

⁼ 2 Ccos ( we t +2ωο 1 + 0 h ) cos ( ωο+ ω o) t ]

A C h

A_{R h}とくと

^S I R h ^{= A} R h [^cos { (2ως + 3ωο) 1 + Θ I +COS I ωο I + Θ h I 〕

. . . . ( 2 8 ) この直交復調 I軸出力をローパスフィルタに通して高周波成分 2 ω を除去すると、その出力 S_IRFhは、 I R F h ^{= A}R h [COS ( ω o I + Θ h ) 〕

(± ~ 、土 _π . … (29) となり、希望チャネルと同一の带域に存在する直交 P SKすなわち QP SK信号が発生する。

他方、下側の K接チャネルの信号は、搬送周波数を ω_αで表すと、 _Wa= o/_c 一 2 ω。であるから、局部発振周波数を前述のとおり w_c + _W。に設定した場合、受信側直交復調 I軸出力 S _mは次のようになる。

S j _R J = S 1 X b cos ( ω c + ω oJ t

A · b

= ~ ^ [cos { (ως-2ωο) + 0 1 I COS ( ωθ+ ω o) t〕

2

A_c , · b

― =A_K , と Hくと

- A_R , [cos (2ωじ t -ωο t + 0 \ ) +C S (-ωο I + θ 1 ) 〕

. . . . (30) この直交復調 I軸出力 S_∞を口一パスフィルタに通して高周波成分 2 c _cを除去すると、その出力は、

S J _R p j = A_R , (.COS (-ωα t + 9 I ) J

Θ 1 = (±4-、 ±- ~) K

4 4

- … （3 1) となり、希望チャネルと同じ周波数に直交 PSKすなわち QF SK信号が発生する o

次に受信機の局部発振周波数を前述のとおり w_c +_ω。とし、その位相を; 2 だけ遅らせると、直交復軸出力 S_QRは次のように得られる。

b

[cos ( ω c t 4- S k) sin ( ω + ω o) t〕

A C

AR と匱く

2

= A_R Csin 【（2UJ C+ ωο) t + β kl - sin (-uo t + Θ k) ]

. . . . (32) この直交復調 Q軸出力 S_QRをローバスフィルタに通して高周波成分 2 ω_ζを除去すると、その出力 S_QRFは、

S p_R p = A _Rsin (-ω o t + ί> k)

• … (33) となり、直交 P S Kすなわち Q P S K信号の Q軸出力が得られる。

次に局部発振周波数を希望チャネルの搬送周波数から ω₀だけ低い w_c— ω。に設定した場合の位相を; rZ2を遅らせた場合を考える。この場合の直交復調 Q軸出力 S_QLは次のようになる。 Q τ = a ^ X b sin ( ω c- ω o) t = ^£ [cos ( ωο I + 0 kl sin (wc-ωο) t ]

2

A_r · b

― ₂ -"" = A_R と gくと S _QL= A_R (sin ( (2ωο+ωο) ) + ^ ^ +Sin ( ω o t + Θ k) 〕

. . . . (34 ) この直交復調 Q軸出力 S_QLをローバスフィルタに通して高周波成分 2 w_cを除去すると、その出力 S_QLFは、

Θ k= (：、 ^± 4→ ^K

. (3 5) となり、 S_QPPとは棰性の異なる直交 P S K信号 Q軸出力が得られる,

次に直交復調 Q軸出力について隣接チャネルに対して解析する。上側の隣接チヤネルの信号は、搬送周波数を ω_αで表すと、 _ωαι= ^ + 2 ω₀であるから、局部発振周波数を o _c + w。に設定した場合には、上側チャネルの直交復調 Q軸出力 S_QRh は次のようになる。 ORh ⁼ S ch^x bsin 、o c十 ωο) t b

[じ OS {u>c t +2uio t 十 0 h | sin ( ω c + cu o)

A C h

^ARh と Sくと

= A_{R h} [sin I (2ωο + 3ωο) t + 6 h I 十 sin I ω n t + h } J

• … （3 6) この周波数変換出力 S _QRhをローパスフィルタに通して高周波成分 2 _{ω c}を除去すると、その出力 S_QU ^は、

S_{QR F}h= A_{R h} Csin ( o t 〕

Θ h = (土 + 、 ^±~4~^ ^π . . . . (3 7) となり、希望チャネルと同一の帯域に存在する直交 P S Kすなわち QP S K信号 Q軸出力が発生する。

同様な処理が、下側の降接チャネルの信号について行なわれる。搬送周波数 ω_α は、 o _a=w_c— 2 ω。であるから、局部発振周波数 w_c + w。における直交復調 Q軸出力 s_QR1は次のようになる。

SQ_{R 1} =Sつ X bsin ω c + a> o) I

A b

[cos { ( ω c-2 ω υ) l + 8 I ) sin ( ω c + cu o) t ]

2

A C 1

A _R , と fiくと

= A_R ！ Csin (2ωο t -ωο t +ひ I ) +sin (-3ωο t + Θ 1 ) 〕

. . . . (3 8) この直交復調 Q軸出力 S_QRIをローパスフィルタに通して高周波成分 2 w_cを除去すると、その出力 S_QRHは、

S_QR p j = A_p , Csin (-3ωο t + θ I ) ] ίΜ = (±十、 ±-j~)

• … （3 9) となり、希望チャネルよりも 3 ω。離れた周波数に直交 P S Kすなわち Q P S K 信号 Q軸出力が発生する。次に局部発振周波数を o _c— ω₀とした場合の!?!!接チャネルの直交復調 Q軸出力

S_QRは次のようになる。すなわち、上側の K接チャネルの信号の搬送周波数は, ω_α= ω₀+ 2 ω。であるから、局部発振周波数を o _c— ω₀における直交復調 Q軸出力 S_QRhは次のようになる,

Ar_h - b , _t 、

= [cos i ω c t + 2 ω o t + 0 h } sin ( ω c- ω o) t J

^A Ch , ^b _Λ

― =A_{R h}と《くと

S Q_{R h} = A_R [sin I (2ωο+ωο) t + Θ h ) 十 sin (3ωο t + 0 h) J

. . . . (4 0) この直交復調 Q軸出力 S_QRhをローパスフィルタに通して高周波成分 2 w_cを除去すると、その出力 S_QRFhは、

κ

. . . . (4 1 ) となり、希望チャネルよりも 3 ω。離れた带域に存在する直交 P S Κすなわち Q P S K信号 Q軸出力が発生する。

同様な処理が、下側の隣接チャネルの信号について行なわれる。搬送周波数 ω_α は、 w_a=w_c— 2 ω。である。受信機の局部発振周波数は w_c— ω。であり、直交復調 Q軸出力 S_QWは次のようになる。 S QR 1 S ] x b sin ( ω c-ω o)

A

[cos { ( ω c-2 ω υ) t + θ \ } sin < oc-ω o) I ]

2

A _c , · b

― ^A R 1 と »くと

= A_R】 [sin { (2 ω c-3 ω o) t + Θ I } 十 si" {-ω o t + 0 ! }

. . . . (42) この直交復調 Q軸出力 S_QR1をローパスフィルタに通して高周波成分 2 w_cを除去すると、その出力 S_QRFIは、

S D_{R F} ] = AD I [sin (-ωο t + β 1 ) 〕

a 一 ( 4—

θ 1 = (^ 4-、、 ^± _~ 44~^{) π}

… - (43) となり、希望チャネルと同一の周波数に直交 Ρ SKすなわち QP SK信号 Q軸出力が発生する。

以上をまとめると、以下のようになる。

I軸の直交復調出力上側局部周波数の場合の出力

. _Ί 希望チャネル

S 【 _{n F}= A_R (cos (-ωοί + 0k) J

、 . 上側チャネル S _{I R Fh}= A_{K h} [cos (w + 0 h) J

. F側チャ^ S _{I R F 1} = A_R , [cos (-3ω 1) 下側局都周波数の場合の出力

S A _R [cos (ωο t + O k) 希望チャネルヒ側チャネル

S I L F h = A R h [cos (3ωο t + 9 h) )

F側チャネル

S = A S (-(ou t 9 I ) 〕

LF 1 R 1 (CO

(4 4)

Q袖の直交復 W出力

上側局部周波数の場合の出力

S QRF⁼ 八 R 〔^sin (-ωυ t + β k) J 希望チャネル

^S QRF h ^{= A}Rh [^sin (ωο 1 + β h) ) 上側チャネル

S QLFh ^{= A}R h [^sin (-3 ω <、 1 + S h ) 〕下側チャネル下側局部周波数の場合の山力

s QLF~ ^aR Csin (wo t 十 0k) ) 希望チャネル

^SQRF I = A K I [^sin (^{3 ω} " ¹ + 0 1 » 〕上側チャネル

S QLF = A_R！ [sin (-ω。 I -I- Θ J ) } 下側チャネ

- … (4 5) 上記式からは、前述したように、 I軸側は 2つの直交復調回路出力に希望チヤネルが共通に含まれていることが分かる。また、 Q軸側は 2つの直交復調回路出力に逆位相で希望チャネルが共通に含まれていることが分かる。本発明の第 3の実施の形態は、この原理に基づいて実現されている。

赛施の形熊 4

図 4は本発明の第 4の実施の形態の構成を示すものである。図 4において、 1 は受信信号を受ける空中線、 2および 3は受信信号を入力とする第 1および第 2 の周波数変換回路、 4は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2 波の周波数のうち上側周波数を第 1の周波数変換回路 2の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を第 2の周波数変換回路 3の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路、 9 Aは第 1の周波数変換回路 2の出力を波形整形する第 1のバンドパスフィルタ、 1 0 Aは第 1のバンドパスフィルタ 9 Aの出力をディジタル信号に変換する第 1の A/D変換器、 9 Bは第 2の周波数変換回路 3の出力を波形整形する第 2のバンドバスフィルタ、 1 0 Bは第 2のバンドバスフィルタ 9 Bの出力をディジタル信号に変換する第 2の AZD変換器、 6 Dは第 1の A Z D変換器 1 O Aの出力に含まれている周波数オフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路、 6 Eは第 2の A Z D変換器 1 0 Bの出力に含まれている周波数オフセットを除去する第 2の周波数オフセット回路、 7 Cは微小な周波数変換を行なってオフセット量を各周波数オフセット回路 6 D、 6 Eに供給するオフセット周波数発生回路、 5 Cは第 1の周波数オフセット回路 6 Dと第 2の周波数オフセット回路 6 Eの出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路、 8 Cは共通波抽出回路 5 Cの出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタである。

次に上記第 4の実施の形態の受信回路の動作について説明する。本実施の形態は- 上記第 3の実施の形態と比較して、共通波抽出を行なう過程と周波数オフセットを行なう過程とが入れ替えられている。すなわち、周波数オフセットを行なう過程を先行することにより、希望チャネルの信号はそのままベース信号となり、より安定な抽出作業が期待できる。また、ディジタル化することにより、直交復調機能は高精度になり、集積化に適し、消費電力の低減につながる。

まの 5

図 5は本発明の第 5の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。図 5において、 1は受信信号を受ける空中線、 1 1および 1 2は受信信号を入力とする第 1 および第 2の直交復調回路、 4 Aは受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を第 1の直交復調回路 1 1の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を第 2の直交復調回路 1 2の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路、 5 Dは第 1の直交復調回路 1 1の I出力と第 2の直交復調回路 1 2の I出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路、 5 Eは第 1の直交復調回路 1 1の Q出力と第 2の直交復調回路 1 2の Q出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路、 6 Fは第 1の共通波抽出回路 5 Dで抽出した I側出力に残存する周波数ォフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路、 6 Gは第 2の共通波抽出回路 5 Eで抽出した Q側出力に残存する周波数ォフセット分を除去する第 2の周波数オフセット回路、 7 Dは微小な周波数変換を行なってオフセット量を各周波数オフセット回路 6 F、 6 Gに供給するオフセット周波数発生回路、 8 0は第1の周波数ォフセット回路 6 Fの出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1のフィルタ、 8 Eは第 2の周波数オフセット回路 6 Gの出力に残存する不要周波数成分を除去する第 2のフィルタである。

次に上記第 5の実施の形態の受信回路の動作について説明する。本実施の形態は、ディジタル変調の中の 4値 P S Kすなわち Q P S Kに対して本発明を具現化したものである。前述した数式による説明に従えば、空中線 1から得られる受信信号は、第 1の直交復調回路 1 1および第 2の直交復調回路 1 2に供給され、局部周波数信号発生回路 4 Aから 2つの異なる、すなわちチャネル間の中央値に匹敵する上下の周波数を第 1の直交復調回路 1 1および第 2の直交復調回路 1 2に別個に供給することにより、希望チャネルおよび上側チャネルと下側チャネルの 3つの信号についてそれぞれ 4つの出力信号が生み出される。数式展開に従えば、第 1の直交復調回路 1 1および第 2の直交復調回路 1 2に共通に存在する信号成分は、希望チャネルの信号だけであり、 I軸側は平衡成分として、 Q軸側は差動成分として抽出することが可能である。したがって、 I軸側の平衡成分を共通波抽出回路 5 Dに、また Q軸側の差動成分を共通波抽出回路 5 Eに供給することにより、希望チャネルの I軸、 Q軸信号が得られる。共通波抽出回路 5 D、 5 Eの出力には、 _ω。なる周波数オフセットが残留しているので、オフセット周波数発生回路 7 Dにおいて微小な周波数変換を行ない、オフセット量を周波数オフセット回路 6 F、 6 Gにおいて除去する。さらにこの過程で発生した不要周波数成分をフィルタ 8 D、 8 Eで除去した後、ベースバンド信号としてベースバンド信号処理部に供給する。まの 6

図 6は本発明の第 6の実施の形態の構成を示すものである。図 6において、 1 は受信信号を受ける空中線、 1 1および 1 2は受信信号を入力とする第 1および第 2の直交復調回路、 4 Aは受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を第 1の直交復調回路 1 1の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を第 2の直交復調回路 1 2の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路、 6 Hおよび 6 Iは各直交復調回路 1 1および 1 2の I出力と Q出力に共通に含まれている周波数オフセット分を除去する第 1 および第 2の周波数オフセット回路、 7 Eは微小な周波数変換を行なってオフセット量を各周波数オフセット回路 6 H、 6 Iに供給するオフセット周波数発生回路、 5 Fは第 1の周波数オフセット回路 6 Hの I出力と第 2の周波数オフセット回路 6 Iの I出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路、 5 Gは第 1の周波数オフセット回路 6 Hの Q出力と第 2の周波数オフセット回路 6 Iの Q出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路、 8 Fおよび 8 Gは各共通波抽出回路 5 Fおよび 5 Gの出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1および第 2のフィルタである。

次に上記第 6の実施の形態の受信回路動作について説明する。本実施の形態は、上記第 5の実施の形態にと比較して共通波抽出を行なう過程と周波数ォフセットを行なう過程とが入れ替えられている。すなわち、周波数オフセットを行なう過程を先行することにより、希望チャネルの信号はそのままベース信号となり、より安定な抽出作業が期待できる。

卖掄の形 7

図 7は本発明の第 7の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。図 7において、 1は受信信号を受ける空中線、 1 1および 1 2は受信信号を入力とする第 1 および第 2の直交復調回路、 4 Aは受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を第 1の直交復調回路 1 1の変換用周波数入力として供袷し、下側周波数を第 2の直交復調回路 1 2の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発生回路、 9 Cおよび 9 Dは第 1の直交復調回路 1 1の I出力と Q出力をそれぞれ波形整形する第 1および第 2のバンドバスフィルタ、 1 0 C および 1 0 Dは第 1および第 2のバンドパスフィルタ 9 C、 9 Dの出力をディジタル信号に変換する第 1および第 2の AZ D変換器、 9 Eおよび 9 Fは第 2の直交復調回路 1 2の I出力と Q出力をそれぞれ波形整形する第 3および第 4のバンドバスフィルタ、 1 0 Eおよび 1 O Fは第 3および第 4のバンドパスフィルタ 9 E、 9 F の出力をディジタル信号に変換する第 3および第 4の AZD変換器、 5 Hは第 1および第 3の AZD変換器 1 0 Cおよび 1 0 Eの I出力に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路、 5 Iは第 2の AZD変換器 1 0 Dの Q出力と第 4の AZD変換器 1 0 Eの Q出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路、 6 Jは第 1の共通波抽出回路 5 Hで抽出した I側出力に残存する周波数オフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路、 6 Kは第 2 の共通波抽出回路 5 Iで抽出した Q側出力に残存する周波数オフセット分を除去する第 2の周波数オフセット回路、 7 Fは微小な周波数変換を行なってオフセット量を各周波数オフセット回路 6 J、 6 Kに供給するオフセット周波数発生回路、 8 H は第 1の周波数オフセット回路 6 Jの出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1のフィルタ、 8 1は第 2の周波数オフセット回路 6 Kの出力に残存する不要周波数成分を除去する第 2のフィルタである。

次に上記第 7の実施の形態の受信回路の動作について説明する。本実施の形態は、上記第 5の実施の形態におけると同様の 2つの直交復調回路 1 1、 1 2の出力を AZD変換器 1 0 (：〜 1 O Fにより量子化し、ディジタル演算を用いて第 5の実施の形態と等価の作用、すなわち共通波抽出と周波数オフセットおよびフィルタリングを行なうものである。共通波抽出とフィルタリングは、ディジタルフィルタ技術を用い、周波数オフセットはディジタル直交変調を用いることで可能となる。

まの

図 8は本発明の第 8の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。図 8において、 1は受信信号を受ける空中線、 1 1および 1 2は受信信号を入力とする第 1 および第 2の直交復調回路、 4 Aは受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を第 1の直交復調回路 1 1の変換用周波数入力として供給し、下側周波数を第 2の直交復調回路 1 2の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発生回路、 9 Cおよび 9 Dは第 1の直交復調回路 1 1の I出力と Q出力をそれぞれ波形整形する第 1および第 2のバンドパスフィルタ、 1 0 C および 1 0 Dは第 1および第 2のバンドバスフィルタ 9 C、 9 Dの出力をディジタル信号に変換する第 1および第 2の A ZD変換器、 9 Eおよび 9 Fは第 2の直交復調回路 1 2の I出力と Q出力をそれぞれ波形整形する第 3および第 4のバンドバスフィルタ、 1 0 Eおよび 1 0 Fは第 3および第 4のバンドパスフィルタ 9 E、 9 F の出力をディジタル信号に変換する第 3および第 4の AZD変換器、 6 Lは各 AZD変換器 1 0 C〜 1 O Fの I出力と Q出力に残存する周波数オフセット分をそれぞれ除去する周波数オフセット回路、 7 Gは微小な周波数変換を行なってオフセット量を各周波数オフセット回路 6 Lに供給するオフセット周波数発生回路、 5 Jは周波数オフセット回路 6 Lの I出力に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路、 5 Kは周波数オフセット回路 6 Lの Q出力と Q出力の極性反転出力との双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路、 8 Jは第 1の共通波抽出回路 5 Jで抽出した I出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1のフィルタ、 8 Kは第 2の共通波抽出回路 5 Kの Q出力に残存する不要周波数成分を除去する第 2のフィルタである。

次に上記第 8の実施の形態の受信回路の動作について説明する。本実施の形態は、上記第 7の実施の形態と比較して、共通波抽出を行なう過程と周波数オフセットを行なう過程とが互いに入れ替えられている。すなわち、周波数オフセットを行なう過程を先行することにより、希望チャネルの信号はそのままベース信号となり、より安定な抽出作業が期待できる。また、ディジタル化することにより、直交復調機能は高精度になり、集積化に適し、消費電力の低減につながる。

まの 9

図 9は本発明の第 9の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。本実施の形態は、図 3に示した第 3の実施の形態における共通波抽出回路 5 Bの代わりに、相互相関を演算する相関器 1 3を用いたものである。

したがつて本実施の形態によれば、共通波抽出をディジタルフィルタ技術で行なうことから相関器 1 3を用いることにより、共通に含まれる成分の極性が異なつていても、相関係数の極性が反転するだけで振幅は確保される利点を有する。なお本実施の形態の特徴は、第 4、第 7および第 8の実施の形態にも同様に適用することができる。

まの¾ 1 0

図 1 0は本発明の第 1 0の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。本実施の形態は、図 1に示した第 1の実施の形態における空中線 1か 3の受信信号を入力する周波数変換回路を第 1の周波数変換回路 2のみとし、この第 1の周波数変換回路 2による周波数変換後に、局部周波数信号発生回路 4 Bからチャネル間周波数 2 ω。に相当する周波数を供給された第 2の周波数変換回路 1 5により、第 1の周波数変換回路 2により周波数変換を行なわなかつた側の周波数変換出力を得て、共通波抽出回路 5 Lによる希望チャネル抽出に必要な 2つの周波数変換出力を確保するようにしたものである。

したがって、本実施の形態によれば、第 1の周波数変換回路 2と第 2の周波数変換回路 1 5の出力は、第 1の実施の形態における第 1および第 2の周波数変換回路 2および 3の 2つの出力と一致するため、搬送周波数の処理が一組の高周波回路だけで済ますことができ、回路に必要な空間だけでなく電力消費をも低減することができる。

なお本実施の形態の特徴は、第 2の実施の形態にも同様に適用することができる。ま淪の 1 1

図 1 1は本発明の第 1 1の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。本実施の形態は、図 3に示した第 3の実施の形態と比較して受信信号を入力する周波数変換回路を第 1の周波数変換回路 2のみとするとともに量子化手段も第 1の周波数変換回路 2の出力を受けるバンドバスフィルタ 9 Cおよび AZ D変換器 1 0 Cのみとし、 AZD変換器 1 0 Cによる AZ D変換後に、ディジタル周波数発生回路 1 7 からチャネル間周波数 2 ω θに相当する周波数を供給されたディジタル周波数変換回路 1 6によりディジタル周波数変換を行なうことにより、第 1の周波数変換回路 2により周波数変換を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、共通波抽出回路 5 Μによる希望チャネル抽出に必要な 2つの周波数変換ディジタル出力を確保するようにしたものである。

したがって本実施の形態によれば、第 1の周波数変換回路 2の AZ D変換器 1 0 Cにより A Z D変換した出力とディジタル周波数変換回路 1 6の出力は、第 3の実施の形態における第 1および第 2の周波数変換回路 2および 3の 2つの出力と一致するため、搬送周波数の処理が高周波回路を一組だけで済ますことができ、回路に必要な空間だけでなく電力消費をも低減することができる。

なお本実施の形態の特長は、第 4の実施の形態にも同様に適用することができる _c ■ 1 2

図 1 2は本発明の第 1 2の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。本実施の形態の特長は、図 5に示した第 5の実施の形態と比較して、受信信号を入力する直交復調手段を一方の直交復調回路 1 1のみとし、この直交復調回路 1 1の 2つの出力を、局部周波数信号発生回路 4 Bからチャネル間周波数 2 _ω。に相当する周波数を供給された周波数変換回路 1 5 Aにより周波数変換を施すことにより、直交復調を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、第 1および第 2の共通波抽出回路 5 Nおよび 5 Pによる希望チャネル抽出に必要な 2つの直交復調出力を確保するようにしたものである。

したがって本実施の形態によれば、直交復調回路 1 1と周波数変換回路 1 5 Aの出力は、第 5の実施の形態における第 1および第 2の直交復調回路 1 1および 1 2 の 2つの直交復調出力と一致するため、搬送周波数を対象とする高周波回路を一組だけで済ますことができ、回路に必要な空間だけでなく電力消費をも低減することができる。

なお本実施の形態は、第 6の実施の形態にも同様に適用することができる。宥旃の形^ ΐ 3

図 1 3は本発明の第 1 3の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。本実施の形態の特長は、図 7に示した第 7の実施の形態と比較して受信信号を入力する直交復調手段を一方の直交復調回路 1 1のみとするとともに量子化手段も一方のバンドパスフィルタ 9 D、 9 Eおよび A/D変換器 1 0 D、 1 0 £のみとし、八 0 変換器 1 0 D、 1 0 Eによる AZD変換後に、ディジタル周波数発生回路 1 7 Aからチャネル間周波数 2 ω。に相当する周波数を供給されたディジタル周波数変換回路 1 6 Αによりディジタル周波数変換を行なうことにより、直交復調回路 1 1により直交復調を行なわなかつた側の周波数変換出力を得て、第 1および第 2の共通波抽出回路 5 Q、 5 Rによる希望チャネル抽出に必要な 2つの直交復調出力を確保するようにしたものである。

したがって本実施の形態によれば、直交復調回路 1 1の出力を AZ D変換器 1 0 D、 1 0 Eにより AZD変換した出力とディジタル周波数変換回路 1 6 Aの出力が、第 7の実施の形態における第 1および第 2の直交復調回路 1 1および 1 2の 2つの出力と一致するため、搬送周波数を処理する高周波回路を一組だけで済ますことができ、回路に必要な空間だけでなく電力消費をも低減することができる。なお本実施の形態は、第 8の実施の形態にも同様に適用することができる。

掄の 1

図 1 4は、本発明の第 1 4の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。本実施の形態は、図 1に示した第 1の実施の形態における共通波抽出回路の改良に関するものである。図 1 4において、 1は空中線、 2は第 1の周波数変換回路、 3は第 2の周波数変換回路、 4は局部周波数信号発生回路、 5は共通波抽出回路、 8はフィルタであり、第 1の実施の形態と同様な構成である。

2 0は受信入力部、 2 1は第 1の周波数変換回路 2の出力が通る入力線路であり、 2 2は第 2の周波数変換回路 3の出力が受ける入力線路であり、 2 3および 2 4はそれぞれ入力線路 2 1、 2 2を通して第 1および第 2の周波数変換回路 3、 4の出力を受ける口一バス ' フィルタを兼ねた積分回路である。 2 5および 2 6はそれぞれ積分回路 2 3およ分回路 2 4の出力を受ける第 1および第 2の緩衝増幅器である。 2 7および 2 8は第 1および第 2の緩衝増幅器 2 5および 2 6のそれぞれの出力を一次コィルの一端に受ける第 1および第 2のトランスである。第 1および第 2のトランス 2 7、 2 8の一次コイルの他端は双方ともに交流的に接地され、二次コイルは、同一の極性同士を並列に接続するとともに、一次コイルと梃性の等しい一端同士の接続点 2 9を出力とし、他端は接地されている。 3 0は接続点 2 9を入力に接続された第 3の緩衢増幅器であり、その出力 3 1は、共通波抽出回路 5の出力として次段の周波数オフセット回路 6へ供給される。

次に、上記第 1 4の実施の形態における共通波抽出回路 5の動作について説明する。第 1の周波数変換回路 2および第 2の周波数変換回路 3からは、希望波信号成分の共通波 e _Dと隣接チャネル波信号成分 e uとが得られる。隣接チャネル波信号成分に閲しては、第 1の周波数変換回路 2から得られる成分と第 2の周波数変換回路 3から得られる成分は、中心周波数が異なるので、第 1の周波数変換回路 2 から得られる成分を _{e ui}とし、第 2の周波数変換回路 3から得られる成分を e _U2と表現する。すなわち、第 1の周波数変換回路 2から得られる信号は e _D + _{e ui}であり第 2の周波数変換回路 3から得られる信号は e _D + e _U2である。

第 1の周波数変換回路 2および第 2の周波数変換回路 3の出力には、これらの信号以外にも周波数の高い不要な成分が含まれる可能性があり、これら高域周波数成分は口一パス . フィルタを兼ねた積分回路 2 3およ分回路 2 4により低減される。積分回路 2 3および積分回路 2 4を通過した第 1の周波数変換回路 2から得られた信号 e _D + _{e ui}と、第 2の周波数変換回路 3から得られた信号 e _D + e _U2は、それぞれ対応する緩衝増幅器 2 5および 2 6に供給される。緩衝増幅器 2 5および 2 6は、出力インピーダンスを低くしてある。緩衝増幅器 2 5および 2 6を経た第 1の周波数変換回路 2から得られた信号 e _D + _{e ui}と、第 2の周波数変換回路 3から得られた信号 e _D + e _U2は、それぞれトランス 2 7および 2 8の一次コイルに供給される。トランス 2 7および 2 8の一次コイルに対する二次コイルの捲線比は 1とする。これにより、トランス 2 7および 2 8の二次コイルには、それぞれ第 1の周波数変換回路 2から得られた信号 e _D + e と、第 2の周波数変換回路 3力ら得られた信号 e _D + e _U2が対応して発生する。

ここで、トランス 2 7および 2 8の二次コイルは、端子を一次コイルと極性を合わせて並列に接続してあるので、二次コイルに発生した第 1の周波数変換回路 2から得られた信号 e _D + e と、第 2の周波数変換回路 3から得られた信号 e _D + e _U2の各成分のうちの共通成分すなわち希望波信号成分 e _Dに関しては、二次コィル同士の出力が衝突するなどの問題がなく、端子にその信号が得られる。

他方、トランス 2 7の二次コイルに発生する第 1の周波数変換回路 2から得られた成分 e と、トランス 2 8の二次コイルに発生する第 2の周波数変換回路 3から得られた成分 e _U2とは周波数的に成分が異なるので、相互に相手側の二次コイルに流入する。このとき、二次コイルから見るトランスの入力インピーダンスは、それぞれ一次コイルに接続した信号源の出力インピーダンスに等しいものとなるが、前述のように各信号源である緩衝増幅器 2 5、 2 6は、出力インピーダンスを非常に低く設定してあるので、共通波成分以外の成分すなわちトランス 2 7の二次コイルに発生する第 1の周波数変換回路 2から得られた成分 e _mと、トランス 2 8の二次コィルに発生する第 2の周波数変換回路 3から得られた成分 e _U2とは、この低インピ一ダンスにより低減される。 —般に、綾衝増幅器はトランジスタによるエミッタ · フォロワを用いて実現でき、これを用いた場合、図 1 4に示す桔線による緩衝増幅器の出力インピーダンスは数オーム以下である。この原理を図 1 5を用いて説明する。図 1 5において、トランスは 2捲線 Lい L₂から構成してあり、コイルを一次コイルとしコイル L₂を二次コイルとする。

それぞれのコイル端子における電圧と鼋流は次のように設定する。すなわち、一次電流を 1ぃ二次蕙流を 1₂、一次コイル L,の端子間に発生する罨圧を V,、二次コイル L₂の端子間に発生する電圧を V₂とする。また、一次コイルと二次コィル L,との間の相互ィンダクタンスを Mとする。このとき二次コイル L₂に負荷 Zを接続すると、一次コイル L,の端子から見た入力インピーダンス Zinは次式で表される。 ωは角周波数であり、 L, L₂ M²が成り立つものとする。

Ζιη = Vi . , (ωΜ)²_

し, j cuし ₂ +Z

. . . . (46) ここで、負荷 zを短絡状態にした場合、すなわち z = oの場合、入力インピーダンス Zinは、以下のようにゼロとなる。〇

… . （4 7) 次に負荷 Zを開放状態にした場合、すなわち Z=∞の場合、入力インピーダンス Zinは、 Zin = ja> L,

" jw +Zノ ― し'

… . (48) となり、単に一次コイルのみのインダクタンスによるインピーダンスとなる。

このように、トランス 2 7、 28の—次側コイルの入力インピーダンスは、二次側コイルの負荷により支配される。

図 1 4に戻り、図 1 5による原理を当てはめると、トランス 2 7、 2 8の各一次コイルは、緩衝増幅器 25、 26の負荷が短絡しており、トランス 2 7、 28の二次コイルの各入力インピーダンスはゼロ（短絡状態)の状態で作用することになる, したがって図 1 4における信号電流と〖_U2は、各二次コイルの端子間に電圧を誘起することはない。

なお、通常、トランスを駆動する場合は、トランスに対する信号は流で扱うものであり、その電流と一次コイルのィンダクタンスの積に比例した磁束がトランスの磁心内に発生し、この磁束の時間変化率（微分係数）に応じ、二次コイルに電圧が誘起するものである。いま、二次コイル L₂の端子に誘起する電位を e₂と置くと、次のように定義できる。 e， = M— . . . . (49) すなわち、この場合においては、トランスを駆動する信号源は鼋流源であるので、その出力インピーダンスは∞であり、二次コイル側から見た場合には前述のように、二次コイルのみのィンダクタンスによるィンピーダンスで定まるものである。本実施の形怒の特徴の一つは、この通常の方法とは異なり、トランスを電圧源で駆動し合うことにある。

次に、図 1 4におけるローバス ' フィルタを兼ねた積分器 2 3、 2 4について簡単に説明する。積分器 2 3、 2 4は、穣分容 iを Cとした場合に 1 /Cか分比例係数となる。ただし入力信号が正弦波で表現できる場合は、その角周波数を ωとすると積分比例係数は l Z w Cとなり周波数特性を呈する。この周波数特性は、トランス 2 7、 2 8の持つ微分作用すなわちインダクタンスを Lとした場合に微分比例係数が微分出力に現れ、トランス 2 7、 2 8が周波数特性を持つことを相殺する目的を併せ持たせたものである。すなわち、第 1の周波数変換回路 2 および第 2の周波数変換回路 3から共通波抽出出力までの総合の周波数特性を平坦にする。他の回路要素に対象とする信号の周波数範囲で周波数特性が平坦であるとすると、第 1の周波数変換回路 2および第 2の周波数変換回路 3から共通波抽出出力までの総合周波数特性 Hは次式で表現され、周波数変数 ωはなくなり、平坦となる。

し

Η = X ω L ⁼

ω〇 C

. . . . ( 5 0 ) 以上のように、本実施の形態によれば、受信回路の構成要素のひとつである共通波抽出回路において、従来はトランスを駆動する信号源を電流源としていたところを電圧源とし、さらにトランスの二次コイル同士を並列接続にすることにより、トランスの二次コイルの接続の梃性により、共通波である同相信号に対して、または逆相の信号に対してのみトランスのインピーダンスを高くでき、非共通波に対しては、ゼロに近いインピーダンスの負荷効果となって、従来では高々 2 ： 1 にしかできなかった共通波と非共通波との回路内の格差（比）を、本実施例によれば少なくとも従来の倍以上とすることができ、従来にない除去作用を得ることができる。

害施の形^ 1

図 1 6は本発明の第 1 5の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。本実施の形態は図 1 4に示した第 1 4の実施の形態を変形したものであり、共通の要素には同様な符号を付してある。第 1 4の実施の形態と異なるのは、第 1の周波数変換回路 2の出力を受ける入力線路 2 1と第 2の周波数変換回路 3の出力を受ける入力線路 2 2は、それぞれを第 1の入力とする第 1および第 2の非共通波信号除去回路 4 6、 4 7に接続され、第 1および第 2の非共通波信号除去回路 4 6、 4 7は、その出力を共通波抽出回路 5 nに供給する。第 1の周波数変換回路 2の出力を受ける入力線路 2 1と第 2の周波数変換回路 3の出力を受ける入力線路 2 2はまた、それぞれの出力を比較信号として入力とする平衡性監視回路 4 3に接铳される。共通波信号抽出回路 5 nの出力 3 1 aは、周波数オフセット回路 6に接続されるとともに平衡性監視回路 4 3の第 3の入力として供給される。共通波信号抽出回路 5 n の他の出力は、それぞれ第 1および第 2の非共通波信号検出回路 4 1、 4 2に供給される。第 1および第 2の非共通波信号検出回路 4 1、 4 2は、第 1の周波数変換回路 2の出力を入力線路 2 1を介して、また第 2の周波数変換回路 3の出力を入力線路 2 2を介して第 2の入力として受け、その出力を平衡性監視回路 4 3の出力とともにそれぞれ第 1および第 2の合成回路 4 4、 4 5へ供給する。第 1および第 2の合成回路 4 4、 4 5の出力のそれぞれは、第 1および第 2の非共通波信号除去回路 4 6、 4 7の第 2の入力として供給される。その他の構成は、共通波抽出回路を図 1 4で 5としているところを 5 nとして一般化している以外、図 1 4と同じであるので説明を省略する。次に、本実施の形態の受信回路の動作について説明する。図 1 4と同様に、第 1の周波数変換回路 2からは信号 e _D + e が供給され、第 2の周波数変換回路 3からは信号 e _D + e _U2が得られる。第 1の周波数変換回路 2および第 2の周波数変換回路 3 の各出力は、それぞれ第 1および第 2の非共通波信号除去回路 4 6、 4 7に供給される。ここでは後述する第 2の入力で減算し、その出力を共通波抽出回路 5 nへ供給する。共通波抽出回路 5 nへのこれらの入力は、基本的には第 1の周波数変換回路 2側の信号 e _D + と、第 2の周波数変換回路 3側の信号 e _D + e _U2に他ならなレ、。したがって共通波抽出回路 5 nでは、図 1 4に示した第 1 4の実施の形態で共通波抽出回路 5として具体的に説明した通り、共通波信号 e _Dを抽出する。しかし、共通波抽出回路 5 nにおいては、図 1 4に示す例からも明らかなように、非共通波信号を完全に除去できるわけではない。すなわち、共通波抽出回路 5 nの中のトランス 2 7と 2 8の一次コイルと二次コイルの結合度が不完全である場合、またはトランスを駆動する増幅器 2 5または 2 6の出力インピーダンスが充分に低くなければ、非共通波成分の除去能力が不十分となる。そこで本実施の形態では、一旦抽出した共通波信号出力 3 1 aを帰還して、第 1の周波数変換回路 2側の信号 e _D + e または第 2の周波数変換回路 3側の信号 e _D + e _U2と比較する。この比較器が前述の第 1および第 2の非共通波信号検出回路 4 1と 4 2である。

この結果は第 1および第 2の合成回路 4 4、 4 5を通じて出力され、第 1の周波数変換回路 2の出力を受ける入力線路 2 1と、第 2の周波数変換回路 3の出力を受ける入力線路 2 2とからの入力信号に修正を加える。この修正を加える回路が前記第 1および第 2の非共通波信号除去回路 4 6と 4 7である。他方、共通波信号 e _D に関して、第 1の周波数変換回路 2側の信号強度と、第 2の周波数変換回路 3側の信号強度とが、第 1の周波数変換回路 2の出力を受ける入力線路 2 1と、第 2の周波数変換回路 3の出力を受ける入力線路 2 2とから得る段階で、または共通波抽出回路 5 nまでの全体を通じてみた場合に、いつでも等しいことを保証されてはいない。したがって、この信号強度に著しい差がある場合は、差が非共通波成分として扱われ、一方に充分な信号強度があっても有効に活かされない。そこで共通波抽出回路 5 nの出力と第 1および第 2の非共通波信号除去回路 4 6、 4 7 の出力間の中点とを比較し、その結果を回路全体を等しくオフセットを施して修正することが有効である。この機能を実現する部分が平衡性監視回路 4 3とその出力を第 1および第 2の合成回路 4 4、 4 5を経由し、それぞれ第 1および第 2 の非共通波信号除去回路 4 6と 4 7に帰還する経路である。

図 1 7は図 1 6に示した第 1 5の実施の形態を、より具体化したものであり、同様な要素には同様な符号を付してある。

図 1 6と同様に、第 1の周波数変換回路 2の出力と第 2の周波数変換回路 3の出力とは入力線路 2 1、 2 2を介して、それぞれを第 1の入力とする第 1および第 2 の差動増幅器 4 6 a、 4 7 aに供給され、その出力は、それぞれローパス ' フィルタを兼ねた第 1および第 2の積分回路 2 3、積分回路 2 4に供給される。この第 1 および第 2の積分回路 2 3、積分回路 2 4の出力を、第 1および第 2の緩衝増幅器 2 5、 2 6にそれぞれ供給する。第 1および第 2の緩衝増幅器 2 5、 2 6は、負入力側に出力から帰還を掛けている。第 1および第 2の緩衝増幅器 2 5、 2 6は、それぞれその出力をトランス 2 7および 2 8の一次コイルの一端に供給する。トランス 2 7および 2 8の一次コイルの他端は交流的に接地し、二次コイルは、同一の極性同士を並列に接続するとともに、一次コィルと極性の等しい一端同士の接続点 2 9が出力端子として働き、他端は少なくとも交流的に接地されている。二次コイルの接続点 2 9は、第 3の緩衝増幅器 3 0に接続され、第 3の緩衝増幅器 3 0は、負入力側に出力から帰還を掛けている。第 3の緩衝増幅器 3 0の出力 3 1 aは、周波数オフセット回路 6へ供給されるとともに、第 3および第 4の差動増幅器 4 1 a、 4 2 aの正の入力側に接続され、また差動増幅器 5 0の正の入力側に接続される。第 3および第 4の差觔増幅器 4 1 a、 4 2 aの負の入力端は、第 1の周波数変換回路 2の出力を受ける入力線路 2 1と、第 2の周波数変換回路 3の出力を受ける入力線路 2 2とにそれぞれ接続される。第 4および第 5の緩衝増幅器 4 8、 4 9の出力は、それぞれ等しい 2つの抵抗器 Rを介して結合し、桔合点は第 8の差動増幅器 5 0の負の入力端に接続される。また、第 3および第 4の差動増幅器 4 1 a、 4 2 aの出力は、それぞれ第 6および第 7の差動増幅器 4 4 a、 4 5 aの正の入力端に接続され、差動増幅器 4 4 a、 4 5 aの負の入力端は、第 8の差動増幅器 5 0 の出力に接続される。第 6および第 7の差動増幅器 4 4 a、 4 5 aの各出力は、それぞれ第 1および第 2の差動増幅器 4 6 a、 4 7 aの負の入力端にそれぞれ接続される。

図 1 6と図 1 7の対応は、非共通波信号除去回路 4 6および 4 7がそれぞれ第 1 および第 2の差動増幅器 4 6 a、 4 7 a、共通波抽出回路 5 nが共通波抽出回路 5 p、平衡性監視回路 4 3が第 4および第 5の緩衝増幅器 4 8、 4 9と抵抗器 R および差動増幅器 5 0からなる平衡性監視回路 4 3 a、非共通波信号検出回路 4 1、 4 2が第 3および第 4の差動増幅器 4 1 a、 4 2 a、合成回路 4 4および 4 5がそれぞれ第 6および第 7の差動增輻器 4 4 aと 4 5 aとなっている。

次に、本実施の形態の具体例の動作について説明する。図 1 6と同様に、第 1 の周波数変換回路 2からは信号 e _D + e wが供給され、第 2の周波数変換回路 3 からは信号 e _D + e _U2が供給される。第 1の周波数変換回路 2および第 2の周波数変換回路 3の各出力は、それぞれ非共通波信号除去のための差動増幅器 4 6 a および 4 7 aの正の入力端に供給される。ここでは後述する第 2の入力を減算し、その出力を共通波抽出回路 5 pへ供給する。共通波抽出回路 5 pでは、ローパス • フィルタを兼ねた積分回路 2 3または積分回路 2 4により周波数の高い不要な成分が低減され、第 1および第 2の緩衝増幅器 2 5、 2 6へ供給される。緩衝増幅器 2 5、 2 6から第 1の周波数変換回路 2側の信号 e _D + _{e ui}と、第 2の周波数変換回路 3側の信号 e _D + e _U2を供給されたトランス 2 7および 2 8では、図 1 5 に示した実施の形態 1 4で説明した通り、共通波信号 e _Dを抽出すると同時に非共通波成分の除去残差が発生する。この非共通波成分の残差を含むトランス 2 7および 2 8の二次コイル出力は、差動増幅器 4 1 aと 4 2 aの正の入力端に供給される。差動増幅器 4 1 aと 4 2 aは、比較信号として第 1の周波数変換回路 2の出力と第 2の周波数変換回路 3の出力を入力線 2 1、 2 2を介して得、ほぼ共通波成分として抽出された共通波信号出力 3 1 aと比較信号との差を差動増幅器 4 4 a、 4 5 aに伝える。他方、差動増幅器 4 4 a、 4 5 aに共通波抽出出力 3 1 aを帰還して第 1の周波数変換回路 2側の信号 e D + e ,または第 2の周波数変換回路 3側の信号 e _D + e _U2と比較する。この差動増幅器 4 1 aと 4 2 aが前述の非共通波信号検出回路 4 1 と 4 2である。この比較結果は合成回路 4 4および 4 5である差動増幅器 4 4 a、 4 5 aの正の入力端に伝える。他方、共通波信号 e _Dに関して、第 1の周波数変換回路 2側に入る信号強度または第 1の周波数変換回路 2の出力（2 1 ) から共通波信号出力 3 1 aまでの回路利得と、第 2の周波数変換回路 3側に入る信号強度または第 2の周波数変換回路 3の出力 2 2から出力 3 1 aまでの回路利得とが、差がある場合に出力を効率高く得るために、第 1の周波数変換回路 2の出力 ( 2 1 ) と第 2の周波数変換回路 3の出力（2 2 ) の信号を緩衝増幅器 4 8、 4 9 で得た後、抵抗器 Rによる中間値と共通波抽出出力 3 1 aとを差動増幅器 5 0により比較し、その結果を第 1の周波数変換回路 2の出力（2 1 ) と第 2の周波数変換回路 3の出力（2 2 ) とに加えるために、合成回路 4 4または 4 5である差動増幅器 4 4 a、 4 5 aの負の入力端に伝える。

差動増幅器 4 4 a、 4 5 aより合成されたこれらの信号は、それぞれ差動増幅器 4 6 aと 4 7 aの負側の入力端に供給され、第 1の周波数変換回路 2の出力

( 2 1 ) と第 2の周波数変換回路 3の出力（2 2 ) に修正が加えられる。

このように、本実施の形態によれば、共通波抽出出力に残存する非共通波成分を除去する機能と、共通波信号 e _Dに関して、第 1の周波数変換回路 2側に入る信号強度または出力 2 1から出力 3 1 aまでの回路利得と、第 2の周波数変換回路 3側に入る信号強度または出力 2 2から出力 3 1 aまでの回路利得との間に、差がある場合にその差を除去する機能とを実現することができる。

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図 1 8は本発明の第 1 6の実施の形態の受信回路の構成を示すものである。本願の対象とする通信方式には Q P S Kもあり、図 1 4、図 1 6、図 1 7に示したものだけでは、位相が同一のものすなわち Q P S Kにおける I軸成分しか抽出できない _c 本実施の形態は、位相の 1 8 0度異なった信号同士を抽出するようにしたものであり、図 1 8に示すように、図 1 4と基本的に同じ構成をとり、 2基のトランスが二次コイルの極性が互いに逆となるように接続するものである。構成についてはこの点を除いて図 1 4と同一であるので説明を省略する。作用については、図 1 4では同相信号同士が二次側で干渉することなく生成できた作用が、図 1 8では一方の二次コイルの極性が反転しているので、受信時に干渉のない逆相の信号すなわち Q P S Kにおける Q信号が取り出される。同相信号は二次コイル側では互いに逆相の関係になり、干渉し合う関係となって、減衰させられる。

まの 1 7

図 1 9は本発明の第 1 7の実施の形態の受信回路の構成を示すものであり、上記実施の形態 1 6に示した逆相信号に関する特徴を、図 1 6および図 1 7に示した受信回路に適用したものである。図 1 7において同相信号の非共通波信号成分の除去と平衡性の向上が図られたが、本実施の形態では、共通波信号は逆相信号として同等の効果を得るように扱われる。

卖旆の形熊 Ί 8

図 2 1は本発明の第 1 8の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。この実施の形態においては、受信の方式としては図 5に示された本発明の第 5の実施の形態による受信回路と同様の方式を採用している。したがって、図 5 と同じ構成部分については同一の符号を付することにより詳細な説明は省略し、図 2 1独自の構成について以下説明する。上記第 1 8の実施の形態における局部周波数信号発生回路 4 Aは、希望波搬送波周波数信号を生成する希望波搬送波周波数信号発生源 3 2と、この希望波搬送波周波数信号発生源 3 2と並列の関係に設けられオフセット周波数信号を生成するオフセット周波数信号発生源 3 3と、希望波搬送波周波数信号発生源 3 2からの搬送波周波数信号を移相（すなわち遅延）させる手段である搬送波周波数信号移相回路 3 4と、オフセット周波数信号発生源 3 3からのオフセット周波数信号を移相させる手段であるオフセット周波数信号移相回路 3 5と、第 1の直交変調器 3 6 aと、第 2の直交変調器 3 6 bとを有してなる。第 1の直交変調器 3 6 aは、希望波搬送波周波数信号発生源 3 2により生成された希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号発生源 3 3により生成されたォフセット周波数信号とを乗算する第 1の乗算器 3 7 aと、搬送波周波数信号移相回路 3 4により移相処理された後の希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号移相回路 3 5により移相処理された後のオフセット周波数信号とを乗算する第 2の乗算器 3 8 aと、第 1の乗算器 3 7 aの乗算結果と第 2の乗算器 3 8 aの乗算結果とを加算し負オフセット側局部周波数（w c— ω ο ) を出力する負オフセット側局部周波数出力用加算器 5 1とから構成されている。

第 2の直交変調器 3 6 bは、希望波搬送波周波数信号発生源 3 2により生成された希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号移相回路 3 5により移相処理された後のオフセット周波数信号とを乗算する第 3の乗算器 3 7 bと、搬送波周波数信号移相回路 3 4により移相処理された後の希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号発生源 3 3により生成されたオフセット周波数信号とを乗算する第 4の乗算器 3 8 bと、第 3の乗算器 3 7 bの乗算結果と第 4の乗算器 3 8 bの乗算結果とを加算し正オフセット側局部周波数（w c + ω ο ) を出力する正オフセット側局部周波数出力用加算器 52とから構成されている。そして、負オフセット側局部周波数出力用加算器 5 1の出力は第 2の直交復調 1 2へ送付される一方、正オフセット側局部周波数出力用加算器 52の出力は第 1の直交復調 1 1へ送付される構成となっている。

次に上記第 1 8の実施の形態の動作原理および作用について説明する。希望波搬送波周波数信号発生源 32からの希望波搬送波周波数信号 ω cは搬送波周波数信号移相回路 34に供給されて; rZ2だけ位相が遅延される。オフセット周波数信号発生源 33からのオフセット周波数信号 ω 0はオフセット周波数信号移相回路 3 5に供給されて 7τΖ2だけ位相が遅延される。第 1の直交変調器 36 aを構成する 2基の乗算器 3 7 a、 38 aのうち第 1の乗算器 3 7 aには、上記希望波搬送波周波数信号発生源 3 2からの希望波搬送波周波数信号 c o s ω c tとオフセット周波数信号発生源 33からのオフセット周波数信号 C 0 S ω 0 tとが入力される。第 2の乗算器 38 aには搬送波周波数信号移相回路 34からの; rZ2だけ位相が遅延された希望波搬送波周波数信号 s i nw c tとオフセット周波数信号移相回路 35からの ττΖ2だけ位相が遅延されたオフセット周波数信号 s i η _ω 0 tとが入力される。この結果、第 1の直交変調器 36 aの負オフセット側局部周波数出力用加算器 5

1の出力には下式に示す通り、 ω C— ω 0なる周波数が現われる。

c o s w c t X c o s w o t + s 1 η ω c t X S 1 n ω 0 t

= C 0 S ( ω C— ω 0 ) t

第 2の直交変調器 36 bを構成する 2基の乗算器 3 7 b、 3 8 bのうち第 3の乗算器 3 7 bには、上記希望波搬送波周波数信号発生源 32からの希望波搬送波周波数信号 C 0 S ω C t とオフセット周波数信号移相回路 3 5からの; :ノ2だけ位相が遅延されたオフセット周波数信号 s i η 0 tとが入力される。第 4の乗算器 38 bには搬送波周波数信号移相回路 34からの; rZ2だけ位相が遅延された希望波搬送波周波数信号 s i n w c tとオフセット周波数信号移相回路 3 5からの πノ 2だけ位相が遅延されたオフセット周波数信号 C 0 S ω 0 t とが入力される _c この結果、第 2の直交変調器 3 6 bの負オフセット側局部周波数出力用加算器 5 2 の出力には下式に示す通り、 _ω c + ω 0なる周波数が得られる。

C O S w C t X s 1 Τϊ ω 0 t + S 1 η ω c t X c O S w O t

= s i n ( ω c + ω o ) t

以上述べたように、上記実施の形態によれば本発明の基本構成が必要とする相補型局部発振周波数を発生させ独立の出力として得られることが明らかである。

さらに、それぞれの周波数に対応するフィルタを用いる必要もなく、希望信号の搬送波周波数が可変であつても問題なく対応することができることも明らかである。

の 1 Q

図 2 2は本発明の第 1 9の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、 f c + f 0と f c一 f oとを得るために 2基の移相器と、 1基の直交変調器と 2基の加算器と 1基の極性反転回路を用いるようにしたものである。この実施の形態の受信の方式としては図 5に示された本発明の第 5の実施の形態による受信回路と同様の方式を採用している。したがって、図 5と同じ構成部分については同一の符号を付することにより詳細な説明は省略し、図 2 1独自の構成について以下説明する。上記第 1 9の実施の形態における局部周波数信号発生回路 4 Aは、希望波搬送波周波数信号を生成する希望波搬送波周波数信号発生源 3 2 と、この希望波搬送波周波数信号発生源 3 2と並列の関係に設けられオフセット周波数信号を生成するオフセット周波数信号発生源 3 3と、希望波搬送波周波数信号発生源 3 2からの搬送波周波数信号を移相させる手段である搬送波周波数信号移相回路 3 4と、オフセット周波数信号発生源 3 3からのオフセット周波数信号を移相させる手段であるオフセット周波数信号移相回路 3 5と、直交変調器 3 6 aと、極性反転回路 5 3と、正オフセット側局部周波数出力用加算器 5 4とを有してなる。直交変調器 3 6 aは、上記第 1 8の実施の形態における第 1の直交変調器と同じ構成を有しており、希望波搬送波周波数信号発生源 3 2により生成された希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号発生源 3 3により生成されたオフセット周波数信号とを乗算する第 1の乗算器 3 7 aと、搬送波周波数信号移相回路 3 4により移相処理された後の希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号移相回路 3 5により移相処理された後のオフセット周波数信号とを乗算する第 2 の乗算器 3 8 aと、第 1の乗算器 3 7 aの乗算結果と第 2の乗算器 3 8 aの乗算結果とを加算し負オフセット側局部周波数（w c— ω ο ) を出力する負オフセット側局部周波数出力用加算器 5 1とから構成されている。極性反転回路 5 3は第 2の乗算器 3 8 aの出力を極性反転処理する。正オフセット側局部周波数出力用加算器 5 4は第 1の乗算器 3 7 aによる乗算結果出力と極性反転回路 5 3による極性反転出力とを加算し、正オフセット側局部周波数 ( w c + ω ο ) を出力する。そして、負オフセット側局部周波数出力用加算器 5 1の出力は第 2の直交復調器 1 2へ送付される一方、正オフセット側局部周波数出力用加算器 5 4の出力は第 1の直交復調 1 1へ送付される構成となっている。次に上記第 1 9の実施の形態の動作原理および作用について説明する。希望波搬送波周波数信号発生源 3 2からの希望波搬送波周波数信号 ω cは搬送波周波数信号移相回路 3 4に供給されて; r Z 2だけ位相が遅延される。オフセット周波数信号発生源 3 3からのオフセット周波数信号 ω 0はオフセット周波数信号移相回路 3 5に供給されて 7Γ / 2だけ位相が遅延される。

直交変調器 3 6 aを構成する 2基の乗算器 3 7 a、 3 8 aのうち第 1の乗算器 3 7 aには、上記希望波搬送波周波数信号発生源 3 2からの希望波搬送波周波数信号 C 0 S ω c tとオフセット周波数信号発生源 3 3からのオフセット周波数信号 c 0 s ω 0 tとが入力される。第 2の乗算器 3 8 aには搬送波周波数信号移相回路 3 4からの; rZ 2だけ位相が遅延された希望波搬送波周波数信号 s i n w c t とオフセット周波数信号移相回路 3 5からの ττΖ2だけ位相が遅延されたオフセット周波数信号 s i η ω 0 tとが入力される。この結果、直交変調器 3 6 aの負オフセット側局部周波数出力用加算器 5 1の出力には下式に示す通り、 0/ (；—0； 0なる周波数が得られる。

c o s w c t X c o s w o t + s 1 η ω c t X S 1 n > 0 t

— C O S ( ω C — ω O ) t

直交変調器 3 6 aを構成する 2基の乗算器 3 7 a、 3 8 aの出力のうち第 2の乗算器 3 8 aの出力の一部は梗性反転回路 53に供給され、その反転出力は上記第 1の乗算器 3 7 aの出力とともに正オフセット側局部周波数出力用加算器 5 4 に入力し下式に示す通り、なる周波数を発生する。

c o s j c t X s i n w o t -f (― 1 ) s i n w c t X c o s ^ o t

= C 0 S ( ω C + ω 0 ) t

以上述べたように、上記実施の形態によれば本発明の基本構成が必要とする相補型局部発振周波数を発生させ独立の出力として得られることが明らかである。さらに、それぞれの周波数に対応するフィルタを用いる必要もなく、希望信号の搬送波周波数が可変であっても問題なく対応することができることも明らかであ

Ό o

害施の形^ 2 0

図 2 3は本発明の第 2 0の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、 f c + f 0と f c一 f 0とを得るために 2基の移相器と、

1基の直交変調器と 2基の加算器と 1基の極性反転回路を用いるようにしたものである。この実施の形態信の方式としては図 5に示された本発明の第 5の実施の形態による受信回路と同様の方式を採用している。したがって、図 5と同じ構成部分については同一の符号を付することにより詳細な説明は省略し、図 2 3独自の構成について以下説明する。上記第 2 0の実施の形態における局部周波数信号発生回路 4 Aは、希望波搬送波周波数信号を生成する希望波搬送波周波数信号発生源 3 2と、この希望波搬送波周波数信号発生源 3 2と並列の関係に設けられオフセット周波数信号を生成するオフセット周波数信号発生源 3 3と、希望波搬送波周波数信号発生源 3 2からの搬送波周波数信号を移相させる手段である搬送波周波数信号移相回路 3 4と、オフセット周波数信号発生源 3 3からのオフセット周波数信号を移相させる手段であるオフセット周波数信号移相回路 3 5と、直交変調器 3 6 aと、極性反転回路 5 3と、正オフセット側局部周波数出力用加算器 5 4とを有してなる。直交変調器 3 6 aは、上記第 1 8の実施の形態における第 1の直交変調器と同じ構成を有しており、希望波搬送波周波数信号発生源 3 2により生成された希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号発生源 3 3により生成されたオフセット周波数信号とを乗算する第 1の乗算器 3 7 aと、搬送波周波数信号移相回路 3 4により移相処理された後の希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号移相回路 3 5により移相処理された後のオフセット周波数信号とを乗算する第 2 の乗算器 3 8 aと、第 1の乗算器 3 7 aの乗算結果と第 2の乗算器 3 8 aの乗算結果とを加算し負オフセット側局部周波数（w e— ω ο ) を出力する負オフセット側局部周波数出力用加算器 5 1とから構成されている。

極性反転回路 5 3は第 2の乗算器 3 8 aの出力を極性反転処理する。正オフセット側局部周波数出力用加算器 5 4は第 1の乗算器 3 7 aによる乗算結果出力と極性反転回路 5 3による極性反転出力とを加算し、正オフセット側局部周波数

( w c + ω θ ) を出力する。そして、上記第 1 9の実施の形態とは異なり、負オフセット側局部周波数出力用加算器 5 1の出力は第 1の直交復調 1 1へ送付される一方、正オフセット側局部周波数出力用加算器 5 4の出力は第 2の直交復調 1 2へ送付される構成となっている。次に上記第 2 0の実施の形態の動作原理および作用について説明する。希望波搬送波周波数信号発生源 32からの希望波搬送波周波数信号 ω cは搬送波周波数信号移相回路 3 4に供給されて; ΓΖ2だけ位相力、'遅延される。オフセット周波数信号発生源 33からのオフセット周波数信号 ω 0はオフセット周波数信号移相回路 3 5に供給されて ΤΓΖ2だけ位相が遅延される。

直交変調器 3 6 aを構成する 2基の乗算器 3 7 a、 38 aのうち第 1の乗算器 3 7 aには、上記希望波搬送波周波数信号発生源 32からの希望波搬送波周波数信号 c 0 s ω c tとオフセット周波数信号発生源 33からのオフセット周波数信号 c 0 s ω 0 t とが入力される。第 2の乗算器 38 aには搬送波周波数信号移相回路 34からの ττΖ 2だけ位相が遅延された希望波搬送波周波数信号 s i η _ω c t とオフセット周波数信号移相回路 35からの; rZ2だけ位相が遅延されたオフセット周波数信号 s i ηω 0 tとが入力される。この結果、直交変調器 3 6 aの負オフセット側局部周波数出力用加算器 5 1の出力には下式に示す通り、 — ω θなる周波数が得られる。

c o s w c t X c o s w o t + s i nw c t X s i nw o t

= C 0 S ( ω C — ω θ ) t

直交変調器 3 6 aを構成する 2基の乗算器 3 7 a、 38 aの出力のうち第 2の乗算器 3 8 aの出力の一部は極性反転回路 53に供給され、その反転出力は上記第 1の乗算器 3 7 aの出力とともに正オフセット側局部周波数出力用加算器 54 に入力し下式に示す通り、 ω c +ω 0なる周波数を発生する。

c o s w c t X s i n w o t + (— 1) s i n w c t X c o s w o t

= C 0 S ( ω C + ω 0 ) t

さらに、それぞれの周波数に対応するフィルタを用いる必要もなく、希望信号の搬送波周波数が可変であつても問題なく対応することができることも明らかである _c まの 1

図 2 4は本発明の第 2 1の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、主として複数のチャネルを有するディジタル変調方式の通信システムにおいて、受信系の電力を低減し、回路を簡素化し、消費電力を低減することを図るものである。図 2 4において、符号 6 1は周波数変換回路または直交復調回路により得られた第 1の受信信号のデ一タが入力される第 1 のデータ入力線、 6 2は第 1のデータ入力線 6 1から入力された信号に対してフ一リエ変換を行なう第 1のフーリエ変換器、 6 3は第 1のフーリエ変換器 6 2によって得られた第 1のフーリエ変換出力を表す。また 6 4は周波数変換回路または直交復調回路により得られた第 2の受信信号のデータが入力される第 2のデ一タ入力線、 6 5は第 2のデータ入力線 6 4から入力された信号に対してフーリエ変換を行なう第 2のフーリエ変換器、 6 6は第 2のフーリエ変換器 6 5によって得られた第 2のフーリエ変換出力を表す。

6 7は上記第 1および第 2のフーリエ変換器 6 2、 6 5のそれぞれ周波数成分の出力を周波数ごとに受けて相関係数を算出する相関器、 6 8は第 1および第 2 のフーリエ変換器 6 2、 6 5の出力を加算する加算器、 6 9は相関器 6 7の出力、 7 0は得られた相関器出力 6 9を受けて重み付けを行なう重み付け関数器、 7 1 は加算器 6 8の加算出力と重み付け関数器 7 0の出力とを乗算する重み付け値乗算器、 7 2は重み付け値乗算器 7 1による乗算操作の後処理を行なう後処理回路、 7 3は重み付け値乗算器 7 1の出力が後処理されて生成された逆フーリエ変換器入力、 7 4は逆フ一リェ変換器入力を受けて逆フ一リェ変換処理を行なう逆フーリエ変換器、 7 5は逆フーリエ変換出力である。

次に上記第 2 1の実施の形態の動作原理および作用について説明する。先に述べた第 1乃至第 1 3の実施の形態においては、第 1の周波数変換回路 2および第 2の周波数変換回路 3を備えるか、第 1の直交復調回路 1 1および第 2の直交復調回路を備えるか、或いはまた 1基の周波数変換回路と 1基の直交復調回路を備えるかの基本構成を有している。この構成により受信動作に当たっては受信回路では第 1の受信信号と第 2の受信信号とが得られる。この実施の形態においては、第 1の受信信号は X ( t ) で表され、第 1のデータ入力線 6 1に入力する。

第 2の受信信号は y ( t ) で表され、第 2のデータ入力線 6 4に入力する。第 1のデータ入力線 6 1に入力した第 1の受信信号 X ( t ) は第 1のフーリエ変換器 6 2に入力しここでフーリエ変換処理され第 1のフーリエ変換出力 6 3が得られる。また第 2の受信信号は y ( t ) は第 2のフーリエ変換器 6 5に入力しここでフーリエ変換処理され第 2のフーリエ変換出力 6 6が得られる。これら第 1および第 2のフーリエ変換器 6 2、 6 5におけるフーリエ変換処理により、上記入力された第 1および第 2の受信信号のデータは時問軸情報から周波数軸情報へと変換される。

第 1および第 2のフーリエ変換出力 6 3、 6 5は相関器 6 7に取り込まれ、この相関器 6 7は上記第 1および第 2のフーリエ変換出力 6 3、 6 6のそれぞれ周波数成分を周波数ごとに受けて相関係数を算出する。一方、第 1および第 2のフ一リエ変換出力 6 3、 6 5は、上記相関器 6 7によって相関係数を算出されるのとは別に加算器 6 8に入力せしめられ、この加算器 6 8によって両フーリエ変換された出力信号が加算される。また、相関器 6 7によって出力された相関係数は、重み付け関数器 7 0に入力されここで重み付け処理が行なわれる。そして、重み付け値乗算器 7 1は加算器 6 8の加算出力と重み付け関数器 7 0の出力とを受けて量出力信号を乗算する。その後は後処理回路 7 2が重み付け値乗算器 7 1による乗算操作の後処理を行ない、この後処理が実行されて生成された逆フーリエ変換器入力 7 3を逆フーリエ変換器 7 4が受けて逆フーリエ変換処理を行なって、処理データを周波数軸情報から時間軸情報に戻し、逆フーリエ変換出力 7 5として希望波抽出結果となる。

次に上記希望波が抽出される原理の理論を説明する。まず、希望波が到来しない場合の非希望波に対する抑圧作用の理 I&を示す。非希望波（2信号系間で時間的に独立に存在する）は同期加算された後、振幅成分が R倍（Rは相関係数）される。相関器における演箕式を以下に示す。

X十 y

加算

相関係数

fiみづけ R〉0では f (R)=R R<0では + (R)=0

. . . . (5 1) 相関係数算出のための各平均化窓内において非希望波のパワー P_N。が一定値であるとすると、処理出力のパワー P_Nは下式で表される。

P_N = (R² P_N0) Z2

ここで、

P_N。：非希望波の電力

R ：相関係数

である。

この相関係数 Rは、有限な平均化窓を用いて算出されるので、統計的誤差を生じ、真の相関係数の値とは一致しない。サンブル数 N個の独立のサンブルで Rの算出を行ない、真の相関係数が 0になるべきことからすると、 Rの分布は次式の確率密度関数で表される。 Rの分布に対する

確率密度 88» g(R):

( I-R² )

(

(52) 以上から処理出力の平均パワーは P _N次式で表される,

平均パワー PN二

. . . . (53) ここで、相関係数算出の平均化窓を長さ Tcの方形窓であるとし、フーリエ変换を行なう際のハミング窓の長さを T Fとすると、平均化窓の中に存在する独立サンブルの個数 Nは次式となる。 N= (T c) / (TF)

したがって、個数 Nが多い場合の非希望波の処理出力は次式で表現できる。

PN= l nim ^Pn。 o ^TF

∞ 4ίΝ-|) 4N T c

- … (54) すなわち、 1ZNに比例することになる。

次に、希望波か *¾!来している場合の非希望波に対する抑制作用について説明する。信号成分に带域分割を施すと、さらに希望波信号力 ^?存在する区間と存在しない区間に区別できる。希望波成分を含む k番目の带域成分の振幅は、その帯域での相関係数 R (k) を乗じて出力される。 R (k) は次式で表すことができる。希 a波成分を含む

k餮目の挤城での

相》係数 R(k>= p _(k % p _(k) ~

SO No

IJ_o(k)：希望波成分の ) 番目の周波数成分の平均時 W内でのパワー p (k)：非希 ¾波成分の目の用波数成分の¹ 均時 IW內でのパワー ^ . . . . (55) kに閱し、 P_so (k) 、 P_NO (k) を一定値 P_so、 P_N。とすると、非希望波の抑制効果を次式により求めることができる。出力信号の希 a¾ノ非希 a波比ノ丄 - p SOT O ) 入力信母の希 Sl波/ ft希望波比 2 4(N>1) Pso ただし、 F3« (希望波成分の含まれている挤城数）ノ（全挤城数）

. … (56) この式により、希望波成分力？含まれている帯域数が少ないほど、希望波ノ非希望波比の改善効果が大きいことがわかる。したがって、本実施の形態によれば、有限な平均化窓すなわち平均時間により求められた相関係数の統計的誤差を用いて、非希望波が第 1の受信信号と第 2の受信信号との 2信号系間で時間的に独立に存在し、不平衡信号として扱える性質を利用し、この非希望波に対する抑圧機能を実現することができる。

まの 2 ?. 図 25乃至図 33は本発明の第 22の実施の形態における受信回路の構成および動作原理を説明する図である。これまでに述べてきた各実施の形憨は直交変調信号など多重化ディジタル変調方式に対応した方法である。この方法では、直交復調器が 2基必要となり、髦カ削減や装置の簡素化には最善とは言えない。本実施の形態ではこの点についての改良を進めたものである。そのために、本実施の形態では直交復調器を 1基にする。そのために、 AZD変換器において 2次サンプリングを行なうことで周波数軸上の折り返しを防ぎ、 AZD変換出力からディジタル信号処理により本来必要な欠損した側の相補局発周波数よる直交復調出力を生成するような構成にしている。

図 2 5は上記第 2 2の実施の形態に係る受信回路の構成を示すブロック図である。図 2 5において、 1は受信信号を受ける空中線、 9 6は受信信号を所定の周波数帯域で波形整形する帯域フィルタである受信帯域フィルタ（バンドバスフィルタ）、 1 1は受信信号を入力とする直交復調器、 4は局部周波数信号発生回路、 8 6は直交復調器 1 1からの一方の出力信号の高周波帯域をカツ卜する第 1のローパスフィルタ、 8 7は直交復調器 1 1からの他方の出力信号の高周波帯域をカットする第 2のローパスフィルタ、 9 0は第 1のローパスフィルタ 8 6の出力を AZD 変換する第 1の AZD変換器、 9 1は第 2のローパスフィルタ 8 7の出力を AZD 変換する第 2の AZD変換器、 9 2はこれら第 1および第 2の AZ D変換器 9 0、 9 1に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロックを発生する機能と、サンプリングクロックパルス列に遅延パルス列を付加する機能と、サンブリングクロックパルス列と遅延パルス列とを前記第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1 のサンプリングパルスとして提供する機能とを有するサンプリング信号発生源、 9 3 は前記第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する演算器である。

この実施の形態において、直交復調器 1 1は、受信帯域フィルタ 9 6からの受信信号を入力して周波数変換を行なう第 1および第 2の乗算器 7 8、 7 9と、局部周波数信号発生回路 4からの局部発振周波数信号をオフセットして第 2の乗算器 7 9 に入力する周波数オフセット回路 9 8とを備え、受信信号に対して周波数変換処理をなう。

次に上記第 2 2の実施の形態の動作原理および作用について説明する。図 2 5において、空中線 1で受信された受信信号は受信带域フィルタ 96を通って対象とする带域内信号群になった後、直交復調器 1 1により I軸成分と Q軸成分とが抽出される。この信号は第 1および第 2の口一パスフィルタ 86、 87で高域の不要周波数成分を除去された後、第 1および第 2の AZD変換器 90、 9 1に入力される。

AZD変換器 90、 91における A/D変換動作に当たっては、サンプリング信号発生源 20からのサンプリング信号が AZD変換器 90、 9 1へ供給されてサンブリング動作を行なう。そして、このサンプリング動作を経て得られたディジタルデータは演算器 93へ送られてディジタル信号処理が行なわれ、ベースバンド出力が得られる。ここで、 A/D変換器 90、 91において通常のサンプリングを行なうと、サンプリングによるエイリアスを発生し、その後予定しているディジタル周波数変換が不可能となる。

図 26は AZD変換器 90、 91でサンプリングを行なった結果エイリアスか *発生する様子を説明する図である。まず図 26 (A) に示すような信号が供給され、この信号を口一パスフィルタに通すと図 26 (B) に示すように高域成分が除去された信号となる。そしてこの信号をサンプリングすると図 26 (C) の AZD変換出力図に示すようにエイリアスが究生する。そこで、本実施の形態においては、ェィリァスを発生させるもととなつている周波数軸上での折り返しを防ぐ手段を設けた。以下数式で説明する。

いま、搬送波周波数を f c、 QPSK副搬送波周波数を ί oとおくと、 QP SK 無線信号は、 fRP-Aft) cos (2xifc+-fo)-t + Pml

= A(f) cos {2«(fc4fo)t + 0a(t)l + Art) sin l2xffc+f )-t + Θίί+)Ι

(57) と表現できる。

ここで、位相信号 ( t) は、

Θ ( t ) =0， ±;r 2， π

である。 P DCなどの多チャネル通信システムにおける状況を考える。図 27は多チャネル通信システムにおける受信チャネルの状況（並び状態）をモデル化して示す図である。いま、図 27に示されているように、各チャネルが周波数軸上，等間隔で配置されているものとする。また、チャネル間隔周波数を ί bとする。そして、受信機の入力フィルタを通して N個のチャネルがはいるとすると、入力信号 f _wは、

fiN» JL> A iit) cos l2re(fc+i b+fo)t + Paid) I + £' Aid) sin " ffc+iXflHfo)t + 9 ai(f)\

■s0

(58) この場合において、各チャネルが接しているとすれば、

2 f 0 = f b

となるので、

fiN-∑ Aitt) cos (2«ifc- 【2^1 J fo)t + Θ ai(t))

i=0

+ £ Aid) sin (2 t(c+ I2i+|] f )† + ββϊ(1)Ι

. . (59) と記述できる, この信号群にダイレクトコンバージョンとしての周波数変換を施す。一般的に周波数をだけ引き下げる周波数変換を行なって得られる信号の周波数を f _De とすると、この f_TCは、次式で表現することができる。 DC- l XfUO

= Ai(t) cos l2«(fc-fto+ (2i^U fo)+ +

■+ ^Aift) sin (2n(fc-fLO+ [2i+l〕 fu) t + 0aift)) + £ Ai(†) cos {2n(fc+fL0+ i+i} fo) t + ί ai(t))

∑ Ai(t) sin (2rr(fc+fLO+ (2i4l) fo) t + β aift)}

Isfl

， … (60) 上式で、後半の 2項は周波数が RF周波数の 2倍に高まり、通常は回路の周波数特性で簡単に通過 ajhされる。したがって、周波数変換された後の周波数 f_Deは次式のように表現して差し支えない。

foc=fmXfLO

A i(t) cos (27i(fc--fljO+ i2i4l) o)t + fla t))

+ £ Ai(t) sin (27iffc-fLO+ f2i+U fo)+ + e aift))

… - (61) ここで、チャネルの中には f c-i^が負となるものができる。周波数が負ということであるが、これは QPSK信号の位相回転面の極性のうち Q軸が反転するということであり、これはすなわち QP SK信号の回転が逆になることを意味しているにすぎない。したがって、周波数の極性が負であるからといって信号が消滅することにはならない。

次に、この信号をディジタル化するために AZD変換器 90、 9 1に供給する。

AZD変換器 90、 91は、この場合、サンプリングと等価でありその出力は離散化されたものになる。離散化処理は、処理前と処理後の信号が必ずしも一対一対応にならない。多くの場合にエイリアスが発生する。したがって、エイリアスを発生しないように被 A/D変換信号を AZD変換周波数の 1 2より低いものに抑える力、または A/D変換の変換信号列を複数化（高次標本化）する。

ここで、負の周波数がもつ物理的意味を考察し、これにより周波数軸の負領域を用いる途を開く。下式は QP SKの搬送波を負の周波数にしたものである。負信号を数学的に位置を移動し、時間、閲数値に誊き換えた式を並べてある。なお、下式において、最上段の部分は、負周波数を示し、 2段目の部分は負時間軸を表わし、最下段の部分は負関数を表わす。 f_RF=A(†) cos I2ni-fc)t + 0a(1)} + A(l) sin 12 π (-fc) t + β a(t)l

= A(-t) cos I2^fc(-t )+ fl«(-t)l + A(-f) si" I2n c<-t >+ 5a(-t))

= Art) cos (lnfct + flatt)} -A(t) sin (2 «*c t 4- 0 a(t)l . . . . (62 ) 図 28は負の周波数領域を持った A/D変換出力を表す図である。周波数の負領域の物理的意味は、上式から見るかぎり正の周波数領域の振舞いと異ならない。ただし、一 f cと表現していることは f cを正として扱っており、周波数軸上の進行方向或いは視鑲の方向が正^であることを意味する。すなわち、周波数円周上での回転が逆向きになったことを意味し、周波数がゼロということは円周上のどこかで動かなくなった状態とみればよい。その位置で 0 a ( t ) の振舞う Q P S K 動作が行なわれるので、スぺクトルは Q P S K情報の帯域幅を示すことになる。例えで示すと、 R F信号と第 1および第 2の乗算器 9 4、 9 5に加えられる口 —カル信号とは周波数変換の際にそれぞれの周波数円で回転方向についての闘いが行なわれていると考えられる。周波数引き下げにおいては、それぞれが互いに逆方向の回転を与えようと競合している。周波数がゼロに近づくにしたがい、回転スピ一ドは落ち、ついに回転が停止する。さらに進むとローカル信号側の逆回転数が勝り、回転方向は逆となる。

以上から、ここでの理論展開においては、周波数変換などにより結果が負の周波数領域になる信号スぺクトルを、一般に表しているような正領域への折り返し表現はせず、周波数軸を正負方向に連続するように表現することとする。その目的は、 Q P S K信号などのように信号自体が複数の軸からなる情報を持つことの表現を可能にすることである。従来一般の表現は周波数領域を正領域に限定し、スぺクトルを折り返すことで周波数空間を狭めてしまうことになり、その表現する自由度を 1 つ失うことになつている。

他方、信号自体も時間すなわち位相の関数として位相空間を形成していることを直交空間で識別できる形に分解する必要がある。図 2 9は; r Z 2の位相差を利用して信号成分をコサイン関数（c 0 s関数）とサイン関数（s i n関数）とにより直交成分に分解する方法を示したものである。この図において、 ( t ) は c o s関数により表現されるので周波数軸上の正負の支配は受けない（偶関数である）。 i _Q ( t ) は s i n関数により表現されるので周波数が負の領域で関数値の符号が反転する（奇関数である）。

以上の 2つの手法を用いることにより、一般に A/D変換において変換周波数 (或いはサンプリング周波数） f sを折り目にして高域側を変換周波数 f s以下に折り返すという従来のスぺクトル配置から脱し、変換周波数 f s以上にィメージスぺクトルをそのまま表せることになる。

次に、この直交する 2信号を AZD変換する。直交 2信号の周波数領域はべ一スパンド付近にあり、変換速度はシャノンの標本化定理によって対象信号の 2倍以上であればよい。図 3 0は直交する 2信号を AZD変換する場合の直交サンブリングの一例を示す図であり、図 3 0に示す構成は図 2 5に示す構成のうち、受信帯域フィルタ 9 6以下第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1までの構成を、各部位において流れる信号を明らかにしつつ表したものである。図 3 0中、 T s はサンプリング周期を表す。この AZD変換動作において、サンプリング周波数 ω Sは、

ω S≥Wo

において ( t ) 、 f _Q ( t ) の一対の標本列を形成する。この方法で信号 f

( t ) は I Q平面上の点としてサンプリングされるので信号の回転方向などの情報が確保でき、ディジタル化することができる。

ここで、本実施の形態の骨子である周波数オフセットを考慮すると、図 3 0の構成は図 3 1のようになる。すなわち、ローカル周波数を ω Cから ω C — ω 0とし、出力信号に ω 0なるオフセット周波数が残留するようにする。 AZD変換器 9 0、 9 1に供給される信号 f , (α> 0 t ) と (ω 0 t ) とにはベースバンド信号の伝送速度である周波数 ω 0と周波数オフセット ω 0とが含まれるので、ロールオフ率 0. 5以下のベースバンド伝送に対しては搬送波周波数を中心に 3 ω 0の周波数带域幅を持つと見られる。したがって、サンプリングクロックの周波数は 6 ω 0以上であれば必要且つ十分であり、信号 f ( t ) は I Q直交平面上の点としてサンブリングされるので信号の回転方向などの情報が確保でき、且つ周波数軸の正負連続性が保存されてディジタル化できる。

したがって、この受信回路のディジタル信号出力をディジタル信号処理により正負どちらの周波数変換もすることが可能となる。すなわち、マイナス 2 ω θのディジタル甩波数変换を施すことで信号 (c o t) と f _Q (ω θ t ) から信号 f, (~ω Ο t ) と f _Q (- ω θ t) とを得ることが可能となる。この桔果、上記方法によれば、コンプリメンタリな局部発波数によるの直交復購器は、一方のみで済むことになり、高周波回路が約 1 / 2に嬢素化でき消 ¾«力も鞋滅される。図 32は上述した AZD変换動作を行なう場合の直交サンプリング（図 30、 3 1) とは異なる別のサンプリング動作を説明する図である。これはシャノンの 2次サンプリングと呼ぶサンプリングを応用したものである。このサンプリング方法においては、図 32に示すように、高周波入力信号 f (t) を周波数変換でペースバンドに下ろした信号 f b (t) を 2系統の A/D変換器に接続する。このような構成を採用すると、変换用パルス（サンプリングパルス）としての図 33 に示すような等時間間 ffiのサンプリングパルスを、遅延時間が rで 2系統のパルス列として得る。この結果、図 33に示すように被標本化信号はダブルパルスでサンプリングされることになる。サンブリング周波数は信号の周波数帯域幅以上の値にする。すなわち、上記の場合はベースバンド信号 f b (t) の伝送速度は ω θであるから、ロールオフ率が 0. 5以下の場合は周波数带域幅は 3 ω 0程度となる。したつて、サンプリング周波数も 3 ω 0であればよい。このようなサンブリングにより、被標本化信号の周波数での位相空間は実軸以外の成分も抽出できるので、得られた情報は周波数轴上の正負の方向に連続したものとなる。ただし、運延量をに相当する値にすると、実軸成分のみとなるので、 r以外の移相！: を選ばなければならない。この方式を本願の周波数オフセット型にすると図 33のようになる。

まの 9.ヌ

図 34および図 35は本発明の第 23の実施の形態における受信回路の構成および動作原理を説明する図である。この第 23の実施の形態においても、上記第 22の実施の形憨におけると同様の考えに基づくもので直交復 W器の数を 1基に減らして力削減や装の簡素化を達成しょうとするものである。そのために、 A ZD変換器において 2次サンプリングを行なうことで周波数軸上の折り返しを防ぎ、 AZD変换出力からディジタル信号処理により本来必要な欠損した側の相補局発周波数による周波数変換出力を生成するような構成にしている。

図 3 4は第 2 3の実施の形想に係る受信回路の構成を示すブロック図である。図 3 4において、 1は受信信号を受ける空中锒、 9 6は受信信号を所定の周波数带域で波形整形する帝域フィルタである受信带域フィルタ、 1 1は受信信号を入力とする直交復謂器、 4は局部周波数信号発生回路、 8 6は直交復調器 1 1からの —方の出力信号（I ) の高周波带域をカットする第 1のローバスフィルタ、 8 7は直交復調器 1 1からの上記一方の出力信号（I ) の高周波带域をカツトする第 2のローパスフィルタ、 9 0は第 1のローパスフィルタ 8 6の出力を AZD変换する第 1の A/D変換器、 9 1は第 2のローパスフィルタ 8 7の出力を AZD変換する第 2の AZD変換器、 9 2はこれら第 1および第 2の A/D変換器 9 0、 9 1に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロックを発生してサンプリングパルスとして提供する機能を有するサンプリング信号発生源、 9 7はサンプリング信号発生源 9 2からのサンプリングクロック信号をオフセットして第 2の AZD変換器 9 1に供給する遅延回路である。また、直交復謂器 1 1の他方の出力信号 Qは、上記フィルタ 8 6、 8 7、 AZD変換器 9 0、 9 1、サンプリング信号発生源 9 2、遅延回路 9 7により構成される I軸側回路部分と同一構成の Q軸側回路部分に与えられる。 Q軸側回路部分を構成する要素は I軸側の参照番号にダッシュを付して対応を示している。 9 3は I 側と Q軸側双方の第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 0，、 9 1、 9 1 ' のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する演算器である。

なお、 2つのローパスフィルタ 8 6、 8 7を設ける代わりに、単一のローパスフィルタ（例えばローパスフィルタ 8 6 ) を 2つの AZD変換器 9 0 , 9 1に共用すベく、ローパスフィルタの出力を A/D変換器 9 0、 9 1の入力に接続することができる。また、サンプリング信号発生源 9 2、 9 2 ' と遅延回路 9 7、 9 7 ' は I 軸側回路部分と Q軸側回路部分とで共用することもできる。

次に上記第 2 3の実施の形想の動作原理および作用について説明する。図 3 4において、空中糠 1で受信された受信信号は受信带域フィルタ 9 6を通って対象とする带域内信号群になった後、直交復調器 1 1により I軸成分と Q軸成分とが抽出される。この I軸成分の信号は第 1および第 2のローバスフィルタ 8 6、 8 7で高域の不要周波数成分を除去された後、第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1に入力される。 AZD変換器 9 0、 9 1における AZD変換動作に当たっては、サンブリング信号発生源 9 2からのサンプリング信号が、第 1の AZD変換器 9 0へはそのまま供給され、また第 2の AZD変換器 9 1へは回路 9 7で周波数オフセット処理を受けてから供給されてサンプリング動作を行なう。 Q轴成分についても冋樣のサンプリングが行われる。そして、このサンプリング動作を経て得られた 4つのディジタルデータは演算器 9 3へ送られてディジタル信号処理が行なわれ、ベースパンド出力力 *得られる。

図 3 5は、この第 2 3の実施の形想において、直交する 2信号を AZD変換する場合の直交サンプリングの一例を説明する図であり、図 3 5に示す構成は図 3 4に示す受信带域フイルク 9 6以下 I轴側回路部分の第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1までの構成を、各部位において流れる信号を明らかにしつつ表したものであり、 Q軸側回路は図示省略している。図 3 5中、 T s 1はサンプリング周期を表す。

この実施の形態において、周波数変換はオフセット周波数 ω 0を含むので出力信号にはオフセット残量 ω 0力¹^在する。この状想では前記第 2 2の実施の形想においても説明した通り、オフセット屈波数 ω θを搬送波とし伝送 ΜΚω θを持つスぺクトルの信号带域ができる。このとき、シャノンの 2次サンブリング定理は信号带域幅以上のサンプリング周波数を持ち、運延 rを施したパルス列をも加えることにより本来の信号の持つ情報 iをもれなくサンプリングすることができるというものである。したがって、ロールオフ率 0. 5以下の場合は上記の信号 f b ( t ) の周波数带域幅は 3 ω 0程度であるのでサンプリング用波数は 3 ω 0とすることができる。邋延時間 rは、前述の通り、信号 f b ( t ) の位相; r以外の値であればよい。特に、とすれば出力は I Q直交平面を形成することができる。

以上から、信号 ( t ) は I Q直交平面上の点としてサンプリングされるので信号の回転方向などの情報力保でき、且つ周波数軸の正負連統性が保存されてディジ夕ル化できる。したがって、この受信回路のディジタル信号出力をディジタル信号処理により正負どちらの周波数変换もすることカ^:能となる。すなわち、マイナス 2 ω 0のディジタル甩波数変换を施すことで信号（to 0 t ) と f _Q (ω 0 t ) から信号 Π (-ω ο t ) と i_Q (— w o t ) とを得ること力能となる。この結果、上記方法によれば、コンブリメンタリな局部発振周波数による ¾fの周波数変換器は、一方のみで済むことになり、高周波回路が約 1 2に簡素化でき消费電力も輊滅される。なお、 A/D変換器を 1基としサンプリングパルスは統合して供給することも等価であることは言うまでもない。すなわち、図 2 5の例では、第 1の AZ D変換器 9 0と第 2の AZD変换器9 1とを 1基の AZD変換器とし、第 1の AZ D変換器 9 0のサンプリングパルスと第 2の AZD変換器 9 1の逢延パルス列によるサンプリングパルスを 1基の A/D変換器の有する共通のサンプリング入力部から受けるようにし、ディジタル出力データ出力部を 2系統設け、運延されないサンプリングパルスによるディジタル出力データの出力と遅延されたサンプリングパルスによるディジタル出力データの出力とを分離して提供するようにした受信回路も構成することができる。まの 4

図 3 6および図 3 7は本発明の第 2 4の実施の形想における受信回路の構成およ U¾J作原理を説明する図である。この第 2 4の実施の形 JKにおいても、上記第 1 8 および第 2 3の実施の形想におけると同様の考えに基づくもので直交復澜器の数を 1基に滅らして電力削減や装置の簡素化を逮成しようとするものである。ただし、 AZD変換器を複数（2基以上）備え、これらの A/D変換器において 2次サンブリングを行なうことで周波数轴上の折り返しを防ぎ、 A/D変換出力からディジ夕ル信号処理により本来必要な欠損した側の相補局発周波数による周波数変換出力を生成するような構成にしている。

図 3 6は本発明の第 2 4の実施の形想に係る受信回路の構成を示すプロック図である。図 3 6において、 1は受信信号を受ける空中線、 9は受信信号を所定の周波数带域で波形整形する带域フィルタである受信带域フィルタ、 1 1は受信信号を入力とする直交復辋器、 4は局部周波数信号発生回路、 8 6は直交復翻器 1 1からの一方の出力信号（I ) の高周波带域をカットする第 1のローバスフィルタ、 8 7 a - 8 7 mは直交復調器 1 1からの上記一方の出力信号（I ) の高周波带域をカツトすベく、後述の第 2以降の AZD変換器の個数に合わせて複数個設けられた第 2以降のローパスフィルタ、 9 0は第 1のローバスフィルタ 8 6の出力を A D変换する第 1の AZD変換器、 9 1 a - 9 1 mは第 2以降のローパスフィルタ 8 7 a ~ 8 7 m の出力をそれぞれ AZD変換すべく複数 IB設けられた第 2以降の AZD変換器、 9 2はこれら第 1およぴ第 2以降の A/D変換器 9 0、 9 1 a ~ 9 1 mに受信信号の持つ带域幅に相当する周波数以上のクロックを発生してサンプリングパルスとして提供する機能を有するサンプリング信号発生源、 9 7 a - 9 7 mはサンプリング信号発生源 9 2からのサンプリングクロック信号をオフセットして第 2以降の AZD変换器 9 1 a ~ 9 l mのそれぞれに供給すべく複数佃設けられた遅延回路である。図 36の構成においても、図 34と同様に直交復謂器 1 1の一方の出力（I) は I 轴側回路部分に、他方の出力信号（Q) は、上述の構成の I軸側回路部分と间橡の Q轴側回路部分 105に供給される。 93は前記第 1および第 2以降の AZD変換器 90、 91 a-9 lmのディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する谀算荐である。なお、この実施の形 ffiにおいては、第 2以降の A/D変換器 91 a〜9 lmの個数は mlBとする。他の口一パスフィルタ 87、连延回路 97についても同様である。なお、サンプリング信号発生源や m¾回路が I轴側回路部分と Q軸側回路部分とで共用できる点は第 23の実施の形想と同棣である。

次に上記第 24の実施の形想の動作原理および作用について説明する。図 36において、空中線 1で受信された受信信号は受信带域フィルタ 96を通って対象とする带域内信号群になった後、直交復 W器 11により I轴成分と Q轴成分と力出される。この I軸成分の信号は第 1および第 2以降のローパスフィルタ 86、 87 a -87mで高域の不要周波数成分を除去された後、第 1およぴ第 2以降の AZD変換器 90、 91 a~9 lmに入力される。 AZD変換器 90、 91 a~9 1mにおける AZD変换動作に当たっては、サンプリング信号発生源 92からのサンプリング信号が、第 1の AZD変換器 90へはそのまま供給され、また祓数個敉けられた第 2 以降の AZD変換器 91 a-91 mへは各対応する遂廷回路 97 a〜97mによる周波数オフセット処理を受けてから供給されてサンプリング動作を行なう。 Q軸成分についても两棣のサンプリングが行われる。そして、このサンプリング動作を経て得られた I軸側と Q軸側の複数のディジタルデータは演算器 93へ送られて、ディジタル信号処理が行なわれ、ベースバンド出力が得られる。

図 37は、この第 24の実施の形態において、直交する 2信号を A/D変換する場合の直交サンプリングの一例を説明する図であり、図 37に示す構成は図 36に示す構成の受倌带域フィルタ 96以下 I轅側回路部分の第 1および第 2以降の AZ D変換器 9 0、 9 1 a ~ 9 l mまでの構成を、各部位において流れる信号を明らかにしつつ表したものである。図 3 7中、 T s 1はサンプリング周期を表す。

この実施の形態において、遅延時間を異にする（m+ 1 ) 個の Aノ D変換器により（m+ 1 ) 次のサンプリングが行なわれる。したがって、ディジタル変翻し多重化して伝送する場合の信号に対して高周波回路を ffil^fヒすることができる。

この結果、上記方法によれば、複雑に多重化されたディジタル変調信号に対してもコンプリメンタリな局部発振周波数による双対の周波数変換器は、一方のみで対処できることになり、高周波回路が約 1 Z 2に簡素化でき消 »電力も軽滅される。なお、 AZD変換器を 1基としサンプリングパルスは铳合して供給することも等価であることは言うまでもない。

まの 5

図 3 8は本発明の笫 2 5の実施の形想における受信回路の構成を示すブロック図である。図 3 8において、符号 1は空中線、 8 1は空中線 1から受信された受信信号を受ける受信入力回路、 8 8は受信信号についてゲイン 1H整を行なう利得制御 (A G C ：オートゲインコントロール）回路、 9 0は利得制御回路 8 8からの出力信号を AZD変換する第 1の A/D変換器、 9 1は利得制御回路 8 8からの出力信号を上記第 1の A/D変換器 9 0とは別系統の信号として受けこの信号を A/D変换する第 2の AZD変換器、 9 2はこれら第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1に受信信号の持つ带域幅に相当する用波数以上のクロックを発生する機能と、サンプリングクロックパルス列に遅延パルス列を付加する機能と、サンプリングクロックパルス列と運延バルス列とを前記第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1 のサンブリングパルスとして提供する機能とを有するサンブリング信号発生源、 9 3は前記第 1および第 2の A/D変換器 9 0、 9 1のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する演算器である。受信入力部 8 1は、坩幅回路 9 4と、带域フィルタ（受信带域） 9 6とから構成されている。また、利得制御回路 8 8と第 2の AZD変換器 9 1とのには移相器 9 9が股けられている。

次に上記第 2 5の実施の形態の動作原理および作用について説明する。空中線 1 から受信される信号群は受信带域フィルタ 9 6を含む受信入力回路 8 1により通信チヤネル带域のみの信号となる。この信号は利得制御回路 8 8によりゲイン調整されて所定のレベルの信号になり、第 1の AZD変換器 9 0に供給される。ここで、サンプリング信号発生源 9 2から周波数 ω οの n倍の周波数（nは整数）のパルス群と、運延を施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンブリングパルスを得る。これにより、受信信号は、第 1の AZD変換器 9 0により 2次サンブリング作用を受け希望チャネル信号を中心とするデータに変換され、演算器 9 3に供給される。

利得制御回路 8 8により所定のレベルの信号にゲイン》3整された受信信号は別系铳の信号鑲を通して移相器 9 9による移相処理作用を受けながら第 2の AZD変換器 9 1に供給される。ここで、サンプリング信号発生源 9 2から周波数 _ω οの n倍の周波数（nは整数）のパルス群と、 S¾を施した冋一周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンプリングパルスを得る。これにより、受信信号は第 2の A /D変換器 9 1により 2次サンプリング作用を受け希望チャネル信号を中心とするデータに変換され、演算器 9 3に供給される。演算器 9 3においては、双方のデー夕より周波数 o> c—《 0で周波数変換を行なつた場合の情報を生成するとともに相関演算を行ない、希望信号を共通波として抽出する。

図 3 9はこの第 2 5の実施の形 ¾におけるサンプリング信号発生源 9 2の動作の —例を説明するために図 3 8に表された構成を一方の AZD変換器（たとえば 9 0 ) 、サンプリング信号発生源 9 2および演算器 9 3以外の他の部分を簡略ィヒして表した概略プロック図である。図 3 9の例ではサンプリング信号発生源 9 2からは周波数 ω οの η倍の周波数（ηは整数）のパルス群が生成せしめられ、また通延回路は ω 0に対して r時間の延搡作を行なってサンプリングクロック発生器からのパルス列に付加する。

図 4 0はこの第 2 5の実施の形想におけるサンプリング信号発生源 9 2の動作の別の例を説明するために図 3 8に表された構成を第 1の A/D変換器 9 0、サンブリング信号発生源 9 2および演算器 9 3以外の部分を簡略ィ匕して表した概略プロック図である。図 4 0の例ではサンプリング信号発生源 9 2からは周波数 ω 0の n倍の周波数（nは整数）のパルス群が生成せしめられ、また遅延回路は ω。に対して ττ Ζ 2時間の 31延操作を行ない、サンプリングクロック生器からのパルス列と、遅延パルス列を付加する回路からの遅延パルス列、特に希望チャネル信号の周波数の JT Z 2に相当する位相差時間運延されている運延パルスとを発生させる。

図 4 1はこの第 2 5の実施の形想におけるサンプリング信号発生源 9 2の動作の別の例を説明するために図 3 8に表された構成を第 1の AZD変換器 9 0、サンブリング信号発生源 9 2および演算器 9 3以外の部分を W略化して表した概略プロック図である。図 4 1の例ではサンプリング信号発生源 9 2からは周波数 _ω 0の η倍の周波数（ηは整数）のパルス群が生成せしめられ、また運延回路は ω。に対して JT Z 2時間の運延搡作を複数回行ない、サンプリングクロック発生器からのパルス列と、 iS延パルス列を付加する回路からの運延パルス列、特に希望チャネル信号の周波数の π 2に相当する位相差時間遅延された運延パルスを複数列発生させている

以上から本実施の形 ¾8によれば受信侰号の搬送两波数ではなく、その带埭幅に基づく周波数を AZD変換器のサンプリングクロック周波数とすることで、仮にそのサンプリング周波数成分が空中に漏洩しても当該通信に妨害を与えることはなく、受信信号入力回路 8 1に組み込まれている受信带域フィルタ 9 6で容易に漏洩を防止することができる。さらに、サンプリング周波数は搬送^波数よりもはるかに低いことから、回路の消費電力を支配する周波数が低くてすむことが明らかである《また、受信回路にはアナログ方式の周波数変换回路が全く存在しないので、これに関わる能動素子やフィルタ素子が全く不要になる。 AZD変換器 9 0、 9 1およびその後のディジタル信号処理回路はすべてを集積回路化でき、小型化できる上に集積回路内部での配被要領が微小で済むことにともなう消费電力の低滅効果が大である。以上より、本実施の形態は局部発振周波数の漏洩に起因する通信妨害を発生することなく、受信系の電力を低減し、受信回路を節素化し、消费電力を低滅すること力 *できる。

¾掄の形裤 2 fi

次に本発明の第 2 6の実施の形態について説明する。これまでの移動体通信装 fi の受信回路では高周波回路部分を削減し消 »S力を低減するための改良が種々なされてきているが、いずれも決定的な改善には至っていない。ここで、図 4 2として日本標準ディジタル方式自動車 ¾¾Sシステムの周波数配 S概観図を示す。図 4 2において、たとえば、日本標準の一例である P D Cの 8 1 0 MH z〜8 2 6 MH zでは 6 4 0波が包含される。すなわち、 2 5 KH zで 1 2 0 0チャネルが並ぶことになる。この周波数带に対して直接にサンブリングをすることは甚だ無駄が多い。なぜなら、伝送情報が収容されるチャネルの带域幅は 2 3 KH zと狭く、情報惫は少ない。したがって、受信した带 tt信号を直にその搬送波周波数带域である 8 0 O MH zを相手にサンプリングすれば、数 G H z (ギガへルツ）のサンプリングが必要になる計算であるが、情報量は 2 5 KH zしかないことになり、殆どのサンブリングデータは冗長となる。

本実施の形態の受信装置は、受信信号を直接 A D変換器に加える方法を実現し、周波数変換器の削除を可能にしたものである。

シャノンの標本化定理により、任意の時間数 f ( t ) を規定するために必要な標本の時間間隔の最大値を均等標本の場合について考えるとき、次の式で表され、これはよく知られたオーバーサンプリングの定理となる。

ここで、用波数 Wは時 IBM数 f (t) が含む用波数成分の上限、すなわちこの場合では 826MHzを示す。したがって、サンプリングは 826MHzの 2倍以上の、数ギガ SZsのものとなる。ここで、スぺクトルが f 1から f 2に IS定される «合について考える。この *合にシャノンの 2次標本化定理を用いた式は次式となる。， ^ηη +千）

し l uT) »n ( /T)( ηΤ) _{iinn{ |+ f 2)(+}__ηΤ))

■f Hit) ： -f け)の十べてのスぺクトルの《te*Bを >» 2

だけずらせたもの

. . . . (64) この式は、標本 ra

T=l/ (f 2 - f 1)

ごとに: f (t) と fq (t) の値をサンプリングすれば原信号 f (t) が完全に表現できることを示す。したがって、

f 2— f 1-W (Hz)

とするとき、サンプリング時は 1/Wで、 f (t) と fq (t) を交互にサンプリングすればよい。すなわち、受侰入力回路に設けたフィルタの帯域幅が 25 k Hzであれば 25 kHzのサンプリング ¾Eで対処できる。実!^に受信入力回路に敉けたフィルタは接するチャネルをすべて含んだで 88：針するので、その帚域幅は、 8 2 6 (MH z ) — 8 1 0 (MH z ) - 1 6 (MH z )

の 1 6 MH z幅となり、サンプリング速度は 1 5 M S Z sとなる。この受信信号の配置状況を図 4 3に示す。この図 4 3は日本標準ディジタル方式自動車 «話システムのチャネル置概観図である。

図 4 4は本発明の第 2 6の実施の形想における受信回路の構成を示すブロック図である。図 4 4において、符号 1は空中锒、 8 1は空中锒1から受信された受信信号を受ける受信入力回路、 8 8は受信信号についてゲイン US整を行なう利得制御回路、 9 0は利得制御回路 8 8からの出力信号を AZD変換する AZD変換器、 9 2はこの A/D変換器 9 0に受信信号の持つ带域幅に相当する周波数以上のクロックを発生するサンプリングクロック発生部 9 2 aと、サンプリングクロックパルス列に運延パルス列を付加する運延パルス付加部 9 2 bと、サンプリングクロックバルス列と運延バルス列とを前記 AZD変換器 9 0のサンプリングパルスとして提供するパルス加算部 9 2 cとを有するサンプリング信号発生源、 9 3 は前記 AZD変換器 9 0のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する演算器である。受信入力部 8 1は、 ¾幅回路 9 4と、受信带域フィルタ 9 6とから構成されている。

次に上記第 2 6の実施の形想の動作原理および作用について説明する。空中躲 1から受信される信号群は受信带域フィルタ 9 6を含む受信入力回路 8 1により通信チャネル帯域のみの信号となる。この信号は利得制御回路 8 8によりゲイン翻整されて所定のレベルの信号になり、 AZD変換器 9 0に供給される。ここで、サンプリング信号発生源 9 2から周波数 f 0の 11倍の周波数（nは整数）のパルス群と、 S®を施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンブリングパルスを得る。これにより、受信信号は、 A/D変換器 9 0の 2次サンブリング作用を得て希望チャネル信号を中心とするデータに変換され、潢算器 9 3 に供給される。このデータにより演算器 9 3においては、周波数 ί c一 f 0で周 6/17441

92

波数変換を行なった場合の情報を生成するとともに相閱浪算を行ない希望信号 B P S K信号を共通波として抽出する。

以上から、本実施の形想によれば、主として複数のチャネルを有する B P S K 方式のディジタル変方式を持つ通信システムなどにおいて、周波数変換器を用いずに希望波チャネルを受信することができ、電力の低滅、回路の簡素化を可能にした受信回路を実現することができる。なお、この第 2 6の実施の形) βにおいては、 AZD変換器 9 0を 1基用いて AZD変換処理を行なう構成としているが、 2基の AZD変換器を並列配置して 2種類のサンプリングパルス列を別けて供給し、ディジタル信号出力を得た後合成する方式によってもよレ、。

まの 9. 7

図 4 5は本発明の第 2 7の実施の形態における受信回路の構成を示すブロック図である。図 4 5において、符号 1は空中線、 8 1は空中孃 1から受信された受信信号を受ける受信入力回路、 8 8は受信信号についてゲイン W整を行なう利得制御回路、 9 0は利得制御回路 8 8からの出力信号を AZD変換する第 1の AZD変換器、 9 1は第 2の利得制御回路 8 8からの出力信号を上記第 1の AZD変換器 9 0とは別系統の信号として受けこの信号を AZD変換する第 2の AZD変換器、 9 2はこれら第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1に受信信号の持つ带域幅に相当する周波数以上のクロックを癸生するサンプリングクロック発生郎 9 2 aと、サンプリングクロックパルス列に運延パルス列を付加する通延パルス付加部 9 2 bと、サンプリングクロックパルス列と g延パルス列とを前記第 1および第 2の A/D変換器 9 0 , 9 1のサンプリングパルスとして提供するパルス加算部 9 2 cとを有するサンブリング信号発生源、 9 3は前記 A/D変換器 9 0、 9 1のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する演算器、 9 9は上記利得制御回路 8 8 の出力を受けて移相処理を行ない、これによつて得られた倌号を第 2の A/D変換器 9 2に送付する移相器である。受信入力部 8 1は、增幅回路 9 と、受信带域フィルタ 9 6とから構成されている。

次に上記第 2 7の実施の形態の動作原理および作用について説明する。空中锒1 から受信される信号群は受信带域フィルタ 9 6を含む受信入力回路 8 1により通信チヤネル带域のみの信号となる。この信号は利得制御回路 8 8によりゲイン謂整されて所定のレベルの信号になる。利得制御回路 8 8の出力は 2系統に分配される。

1つの系統の出力は第 1の AZD変換器 9 0に入力され、受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロックパルス列、すなわち周波数 f 0の n倍の周波数（n は整数）のパルス群と、遅延を施した问ー周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンプリングパルスをサンプリング信号発生器 9 2から受け、サンプリング制御される。第 1の AZD変換器 9 0は上記第 2 6の実施の形想における AZD変换器と全く同様なディジタル信号出力を生成し、これを演算器 9 3に供給する。他方、利得制御回路 8 8の出力はもう 1つの系統（第 2の系統）に分 Eされる。第 2の系統は移相器 9 9に接統し、この移相器 9 9で受信信号は 9 0度の位相変化を与えられる。この移相処理をされた信号は、第 2の A/D変換器 9 1に入力され、第 2の AZD変換器 9 1は受信信号の持つ带域幅に相当する周波数以上のクロックパルス列、すなわち用波数 f 0の n倍の周波数（nは整数）のパルス群と、逢延を施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンプリングパルスをサンプリング信号発生器 9 2から受け、サンプリング制御される。演算器 9 3においては、周波数 f c一 f 0で周波数変換を行なった場合の情報を生成するとともに相演算を行ない希望信号を共通波として B P S K信号を抽出する。この桔果、第 2 の AZD変換器 9 1のディジタル出力から、演算器 9 3により抽出される B P S K 信号は、第 1の AZD変換器 9 0側の出力と 9 0度の位相差をもつ情報である。この 2種類の情報は Q P S K信号系を形成している。よって、以上から Q P S K系の通信方式の信号に関して復 Wができることを示している。

以上から、本実施の形態によれば、主として複数のチャネルを有する Q P S K 方式のディジタル変瀾方式を持つ通信システムなどにおいて、周波数変換器を用いずに希望波チャネルを受信することができ、 S力の低減、回路の簡素化を可能にした受信回路を実現することができる。

害施の形^ 2 fi

図 4 6は本発明の第 2 8の実施の形における受信回路の構成を示すブロック図である。この実施の形は、本発明の根幹をなす局部周波数相補オフセット型直接周波数変換方式に組み込まれる、単一の直接直交検波回路を基本とする受信回路によりスペース ·ダイバーシティ機能を実現する。図 4 6において、符号 1 は空中線であり第 1の空中線 1 aと第 2の空中親 1 bの複数の空中線からなる。

8 1は第 1の空中線 1 aから受信された第 1の受信信号を受ける第 1の受信入力回路、 8 2は第 2の空中 « 1 bから受信された第 2の受信信号を受ける第 2の受侰入力回路、 8 3は第 1の受信入力回路 8 1からの受信信号を入力して周波数変换を行なう第 1の周波数変換器、 8 4は第 2の受信入力回路 8 2からの受信信号を入力して周波数変換を行なう第 2の周波数変換器、 8 5は第 1および第 2の周波数変換器 8 3、 8 4のそれぞれにに希望波搬送波周波数にチャネル間隔周波数の 1 Z 2の周波数オフセットを施した周波数で出力を提供する局郎拫器、 8 6 は第 1の周波数変換器 8 3の出力信号の高周波带域をカツトする第 1のローパスフィルタ、 8 7は第 2の周波数変換器 8 4の出力信号の高周波带«をカツトする第 2のローバスフィルタ、 8 8は第 1の受信信号についてゲイン翻整を行なう第 1の利得制御（A G C：オートゲインコントロール）回路、 8 9は第 2の受信信号についてゲイン調整を行なう第 2の利得制御回路、 9 0は第 1の周波数変換器 8 3からの出力信号を AZD変換する第 1の AZD変換器、 9 1は第 2の周波数変換器 8 4からの出力信号を A/D変換する第 2の Aノ D変換器、 9 2はこれら第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1に受信信号の持つ带域幅に相当する周波数以上のクロックを発生する機能と、サンプリングクロックパルス列に遅延パルス列を付加する機能と、サンプリングクロックパルス列と ®延パルス列とを前記第 1およぴ第 2の A/D変換器 9 0、 9 1のサンプリングパルスとして提供する機能とを有するサンプリング信号発生源、 9 3は前記第 1およぴ第 2の AZD 変換器 9 0、 9 1のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する演算器である。第 1および第 2の受信入力部 8 1は、それぞれ墦幅回路 9 4、 9 5と、受信带域フィルタ（バンドパス 'フィルタ） 9 6、 9 7とから構成されている。

次に上記第 2 8の実施の形態の動作原理および作用について説明する。第 1の空中锒 1 aから受信される信号群は受信带域フィルタ 9 6により通信チャネル带域のみの信号となり、第 1の周波数変換器 8 3によりオフセットの加えられた局部発振周波数 f c + f oで周波数変換される。この局部発振周波数は局部発振器 8 5より供給される。この結果、第 1のローパスフィルタ 8 6には周波数 2 ί c + i 0と周波数一ί 0の出力が供給されるが、低域通過特性により周波数一 ί 0の信号が取り出される。この信号は第 1の利得制御回路 8 8により所定のレベルの信号になり、第 1の AZD変換器 9 0に供給される。ここで、サンプリング信号発生源 9 2から周波数 ί 0の η倍の周波数（ηは整数）のパルス群と、運延を施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンプリングパルスを得る。

これにより、第 1の AZD変換器 9 0は 2次サンプリング作用を得て、その入力信号を希望チャネル信号を中心とするデータに変換する。変换信号は演算器 9 3に供給される。

第 2の空中線 1 bから受信される信号群は受信带域フィルタ 9 7により通信チヤネル带域のみの信号となり、第 2の周波数変換器 8 4によりオフセットの加えられた局部発振周波数 f c + f oで周波数変換される。この局部発振周波数は局部発振器 8 5より供給される。この枯果、第 2のローパスフィルタ 8 7には周波数 2 f c + f 0と周波数一 f 0の出力が供給されるが、低域通 S特性により周波数一 ί 0の信号が取り出される。この信号は第 2の利得制御回路 8 9により所定のレベルの信号になり、第 2の AZD変換器 9 1に供耠される。ここで、サンプリング発生源

9 2から周波数 f 0の n倍の周波数（nは整数）のパルス群と、遅延を施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンプリングパルスを得る。これにより、第 2の A/D変換器 9 1は 2次サンプリング作用を得て希望チャネル信号を中心とするデータに変換され、滇算器9 3に供給される。演算器 9 3においては、双方のデータより周波数 f c - f oで周波数変換を行なった場合の情報を生成するとともに相関演算を行ない、希望信号を共通波として抽出する。図 4 7は本発明の第 2 9の実施の形における受信回路の構成を示すブロック図である。この実施の形想に係る受信回路は、上記第 2 8の実施の形想に係る受信装置と殆ど同様の構成を有するから同一の部分については同じ符号を付することにより詳細な説明を省略する。この第 2 9の実施の形想においては、局 ¾免振器が 2基設けられている。一方の局部発振器 8 5 aは第 2 8の実施の形態の局部発振器 8 5と同一であり、この局部発振器 8 5 aは第 1の周波数変換器 8 3に接続されて当該周波数変換器 8 3に局部発波数 f c + f oを供給する。もう一方の局部発振器 8 5 bは第 2の周波数変換器 8 4に接続されて当該周波数変換器 8 4に局部発振周波数 f c - f oを供給する構成となっている。

次に上記第 2 9の実施の形) Kの動作原理および作用について説明する。第 1の空中線 1 aから受信される信号群は受信帝域フィルタ 9 6により通信チャネル帝域のみの信号となり、第 1の用波数変換器 8 3によりオフセットの加えられた局部発振周波数 f c + f oで周波数変換される。この局部発振周波数は局部発振器 8 5 aより供給される。この結果、第 1のローバスフィルタ 8 6には周波数 2 f c + f oと周波数一 f 0の出力が供給されるが、低域通遇特性により周波数一 f 0 の信号が取り出される。この信号は第 1の利得制御回路 8 8により所定のレベルの信号になり、第 1の A/D変換器 9 0に供給される。ここで、サンブリング侰号発生源 9 2から周波数 f 0の n倍の周波数（nは整数）のパルス群と、運延を施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンブリングパルスを得る。これにより、第 1の A/D変換器 9 0は 2次サンプリング作用を得て希望チャネル信号を中心とするデータに変換され、演算器 9 3に供給される。

第 2の空中線 1 bから受信される信号群は受信带域フィルタ 9 7により通信チヤネル带域のみの信号となり、第 2の周波数変換器 8 4によりオフセットの加えられた局部発振周波数 f c一 f 0で周波数変換される。この局部振周波数は局部発振器 8 5 bより供給される。この結果、第 2のローバスフィルタ 8 7には周波数 2 f c— f 0と周波数 f 0の出力が供給されるが、低域通過特性により周波数 f 0の信号力乗り出される。この信号は第 2の利得制御回路 8 9により所定のレペルの信号になり、第 2の A D変換器 9 1に供給される。ここで、サンブリング信号発生源 9 2から周波数 f 0の n倍の周波数（nは整数）のパルス群と、涯延を施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンブリングバルスを得る。これにより、第 2の AZD変換器 9 1は 2次サンプリング作用を得て希望チャネル信号を中心とするデータに変換され、演算器 9 3に供給される。演算器 9 3においては、双方のデータより周波数 f c一 f 0で周波数変換を行なつた場合の情報を生成するとともに相関演算を行ない、希望信号を共通波として抽出する。

まの ¾? 3 Ω

図 4 8は本発明の第 3 0の実施の形 Sにおける受信回路の構成を示すブロック図である。この実施の形想に係る受信回路は、上記第 2 8およぴ第 2 9の実施の形態に係る受信装 fiと基本的に同じ構成を有し、さらに構成を簡略化したものである。よって上記 2つの実施の形想と同一の部分については同じ符号を付し、簡単に構成の説明をする。図 4 8において、符号 1は空中镍であり第 1の空中線 1 aと第 2の空中線 1 bの複数の空中蘇からなる。 8 1は第 1の空中鎵1 aから受信された第 1の受信信号を受ける第 1の受信入力回路、 8 2は第 2の空中糠 1 bから受信された第 2の受信信号を受ける第 2の受信入力回路、 8 8は第 1の受信信号についてゲイン I»整を行なう第 1の利得制御回路、 8 9は第 2の受信信号についてゲイン瘸整を行なう第 2の利得制御回路、 9 0は第 1の利得制御回路 8 8からの出力信号を AZD変換する第 1の AZD変換器、 9 1は第 2の利得制御回路 8 9からの出力信号を AZD変換する第 2の A D変換器、 9 2はこれら第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロックを供給する機能と、サンブリングクロックパルス列にその遂延パルス列を付加する機能と、サンプリングクロックパルス列と運延パルス列とを前記第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1 のサンプリングパルスとして提供する機能とを有するサンプリング信号発生源、 9 3は前記第 1および第 2の AZD変換器 9 0、 9 1のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する浪算器である。第 1および第 2の受信入力部 8 1は、それぞれ增幅回路 9 4、 9 5と、受信带¾フィルタ 9 6、 9 7とから構成されている。

次に上記第 3 0の実施の形想の動作原理および作用について説明する。第 1の空中線 1 aから受信される信号群は受信带域フィルタ 9 6により通信チャネル带域のみの信号となり、この信号は第 1の利得制御回路 8 8により所定のレベルの信号になり、第 1の A/D変換器 9 0に供給される。ここで、サンプリング発生源 9 2から周波数 ί 0の n倍の周波数（nは整数）のパルス群と、遅延を施した同—周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンブリングパルスを得る。これにより、第 1の A/D変換器 9 0は 2次サンプリング作用を得て希望チャネル信号を中心とするデータに変換され、演算器 9 3に供給される。

第 2の空中锒 1 bから受信される信号群は受信帯域フィルタ 9 7により通信チヤネル带域のみの信号となり、この信号は第 2の利得制御回路 8 9により所定のレぺルの信号になり、第 2の AZD変換器 9 1に供給される。ここで、サンプリング発生源 9 2から周波数 f 0の n倍の用波数（nは整数）のパルス群と、運延を施した同一甩波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンプリングバルスを得る。これにより、第 2の AZD変換器 9 1は 2次サンプリング作用を得て希望チャネル信号を中心とするデータに変換され、浪算器 9 3に供給される。演算器 9 3においては、双方のデータより周波数 f c一 f 0で周波数変換を行なった場合の情報を生成するとともに相 M谀算を行ない、希望信号を共通波として抽出する。本実施の形態は、 AZD変換器の前段では周波数変換を行わず、 AZD変換器にその機能を持たせている。

以上から、本実施の形態によれば、本発明の根粋をなす局周波数相補オフセット型鬩波数変换方式に加えたスペース ·ダイバーシティ機能を実現することができる。

本発明は、上記各実の形 »から明らかなように、通信システムの有するチヤネ

うとともに、その出力信号に生じる周波数オフセットおよぴ 55接チャネルの信号が混入するのを防ぐことができるので、結果として受信系の電力を低減し、回路を简素化し、消费電力を低減することができる。

前述したところはこの発明の好ましい実施想様に限るものであり、開示することを目的に、ここに示した実施例の変更および修正であって、この発明の精神と範囲にそれるものでないすべてを含むものである。

Claims

請求の範囲

1 . 空中線により受信された受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記第 1および第 2の周波数変換回路に接続され、前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1および第 2の周波数変換回路に接続され前記第 1の周波数変換回路の出力と前記第 2の周波数変換回路の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通波抽出回路に接続され前記共通波抽出回路の出力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット回路に接続され前記周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備えた受信回路。

2 . 空中線により受信された受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記第 1および第 2の周波数変換回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の周波数変換回路の出力に含まれている周波数オフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路と、前記第 2の周波数変換回路の出力に含まれている周波数オフセットを除去する第 2の周波数オフセット回路と、前記第 1の周波数オフセット回路と前記第 2の周波数オフセット回路の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備えた受信回路。

3 . 空中線により受信された受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記第 1および第 2の周波数変換回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の周波数変換回路の出力を量子化する第 1の量子化手段と、前記第 2の周波数変換回路の出力を量子化する第 2の量子化手段と、前記第 1の量子化手段と前記第 2の量子化手段の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通波抽出回路の出力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、前記周波数ォフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備えた受信回路。

4 . 空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記第 1および第 2の周波数変換回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の周波数変換回路の出力を量子化する第 1の量子化手段と、前記第 2の周波数変換回路の出力を量子化する第 2の量子化手段と、前記第 1の量子化手段の出力に含まれている周波数オフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路と、前記第 2の量子化手段の出力に含まれている周波数オフセットを除去する第 2の周波数オフセット回路と、前記第 1の周波数オフセット回路と前記第 2の周波数オフセット回路の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備えた受信回路。

5 . 空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の直交復調回路と、前記第 1および第 2の直交復調回路と接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の直交復調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の直交復調回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1および第 2の直交復調回路に接続され前記第 1の直交復調回路の I出力と前記第 2の直交復調回路の I出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路と、前記第 1 および第 2の直交復調回路に接铳され前記第 1の直交復調回路の Q出力と前記第 2 の直交復調回路の Q出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路と、前記第 1の共通波抽出回路で抽出した I出力に残存する周波数オフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路と、前記第 2の共通波抽出回路で抽出した Q出力に残存する周波数オフセット分を除去する第 2の周波数ォフセット回路と、前記第 1の周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1のフィルタと、前記第 2の周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 2のフィルタとを備えた受信回路。

6 . 空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の直交復調回路と、前記第 1および第 2の直交復調回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の直交復調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の直交復調回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記各直交復調回路の I出力と Q出力に共通に含まれている周波数オフセット分を除去する第 1および第 2の周波数オフセット回路と、前記第 1の周波数オフセット回路の I出力と前記第 2の周波数オフセット回路の I出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路と、前記第 1の直交復調回路の Q出力と前記第 2の直交復調回路の Q出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路と、前記各共通波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1および第 2 のフィルタとを備えた受信回路。

7 . 空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の直交復調回路と、前記第 1および第 2の直交復調回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の直交復調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の直交復調回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の直交復調回路の I出力と Q出力をそれぞれ量子化する第 1および第 2の量子化手段と、前記第 2の直交復調回路の I出力と Q出力をそれぞれ量子化する第 3および第 4の量子化手段と、前記第 1および第 3の量子化手段の I出力に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路と、前記第 2の量子化手段の Q出力と前記第 4の量子化手段の Q出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路と、前記第 1の共通波抽出回路で抽出した I出力に残存する周波数オフセット分を除去する第 1の周波数オフセット回路と、前記第 2の共通波抽出回路で抽出した Q出力に残存する周波数オフセット分を除去する第 2の周波数オフセット回路と、前記第 1の周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1 のフィルタと、前記第 2の周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 2のフィルタとを備えた受信回路。

8 . 空中線により受信された受信信号を入力とする第 1および第 2の直交復調回路と、前記第 1および第 2の直交復調回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の直交復調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の直交復調回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の直交復調回路の

I出力と Q出力をそれぞれ量子化する第 1および第 2の量子化手段と、前記第 2の直交復調回路の I出力と Q出力をそれぞれ量子化する第 3および第 4の量子化手段と、前記各量子化手段の I出力と Q出力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット回路の I出力に共通に存在する成分を抽出する第 1の共通波抽出回路と、前記周波数オフセット回路の Q出力と Q出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第 2の共通波抽出回路と、前記第 1の共通波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第 1のフィルタと、前記第 2の共通波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第

2のフィルタとを備えた受信回路。

9 . 共通波抽出回路の代わりに相互相関を演算する相関器を備え、この相関器は量子化手段または周波数オフセット回路の出力に接続されたことを特徴とする請求項 3、 4、 7、 8のいずれかに記載の受信回路。

1 0 . 受信信号を入力する周波数変換回路を第 1の周波数変換回路のみとし、前記第 1の周波数変換回路による周波数変換後に、他の周波数変換回路により、前記第

1の周波数変換回路により周波数変換を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、共通波抽出に必要な 2つの周波数変換出力を確保することを特徴とする請求項 1または 2記載の受信回路。

1 1 . デイジダル周波数変換回路をさらに備え、受信信号を入力する周波数変換回路を第 1の周波数変換回路のみとするとともに前記第 1および第 2の量子化手段のうち一つの量子化手段のみを使用し、前記量子化手段による量子化後に、前記ディジタル周波数変換回路により、前記第 1の周波数変換回路により周波数変換を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、共通波抽出に必要な 2つの周波数変換ディジタル出力を確保することを特徴とする請求項 3または 4記載の受信回路。

1 2 . 周波数変換回路をさらに備え、受信信号を入力するために前記第 1および第 2の直交復調回路のうち一つの直交復調回路のみを使用し、前記直交復調回路の 2 つの出力をそれぞれ周波数変換回路により周波数変換を施すことにより、直交復調を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、共通波抽出に必要な 2つの直交復調出力を確保することを特徴とする請求項 5または 6記載の受信回路。

1 3 . ディジタル周波数変換回路をさらに備え、受信信号を入力するために前記第 1および第 2の直交復調回路のうち一つの直交復調回路のみを使用するとともに量子化手段も第 2および第 3の量子化手段のみとし、前記量子化手段による量子化後に、この量子化手段の 2つの出力をそれぞれディジタル周波数変換回路により周波数変換を施すことにより、直交復調を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、共通波抽出に必要な 2つの直交復調出力を確保することを特徴とする請求項 7または 8記載の受信回路。

1 4 . 空中線により受信する受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記第 1および第 2の周波数変換回路に接続され、前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の周波数変換回路および第 2の周波数変換回路の出力をそれぞれ入力線路を通じて受ける口一パス . フィルタを兼ねた第 1の積分回路および第 2の積分回路と、前記第 1の積分回路および第 2の積分回路の出力をそれぞれ受ける第 1の緩衝増幅器および第 2の緩衝増幅器と、前記第 1の緩衝増幅器および第 2の緩衝増幅器のそれぞれの出力を一次コィルの一端に受ける構造の相等しい第 1のトランスおよび第 2のトランス、前記第 1のトランスおよび第 2のトランスの一次コイルの他端は双方ともに交流的に接地し、二次コィルは一次コィルの極性に極性を合わせて並列に接続するとともに、一次コイルの極性に等しい一端を出力端子とし、他端を接地される、さらに前記第 1のトランスおよび第 2のトランスの出力を受ける第 3の緩衝増幅器と、前記第 3の緩衝増幅器の出力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備えた受信回路。

1 5 . 空中線により受信される受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変換回路と、前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の 2波の周波数のうち上側周波数を前記第 1の周波数変換回路の変換用周波数入力として供給し、下側周波数を前記第 2の周波数変換回路の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発生回路と、前記第 1の周波数変換回路および第 2の周波数変換回路の出力をそれぞれ入力線路を通じて受ける第 1および第 2の差動増幅器と、前記第 1および第 2の差動増幅器の出力をそれぞれ対応して受ける口一パス · フィルタを兼ねた第 1および第 2の積分回路と、前記第 1および第 2の積分回路の出力を供給する第 1 および第 2の緩衝増幅器と、前記第 1および第 2の緩衝増幅器の負入力側に出力側からそれぞれに帰還を掛ける手段と、前記第 1および第 2の緩衝増幅器のそれぞれの出力を一次コイルの一端に受ける構造の相等しい第 1および第 2のトランス、前記第 1および第 2のトランスの一次コイルの他端を少なくとも交流的に接地し、二次コイルは一次コイルの極性に極性を合わせて並列に接続するとともに、一次コィルの極性に等しい一端を出力端子とし、他端を少な〈とも交流的に接地される、前記第 1および第 2のトランスの出力を受ける第 3の緩衝増幅器と、前記第 3の緩衝増幅器の出力と前記第 1の周波数変換回路の出力と第 2の周波数変換回路の出力との平均とを比較して第 1の周波数変換回路の出力と第 2の周波数変換回路の出力とに修正を加える手段と、前記第 3の緩衝増幅器の出力が、前記第 1の周波数変換回路の出力と第 2の周波数変換回路の出力との間に発生する差を修正するように前記第 1の周波数変換回路の出力または第 2の周波数変換回路の出力側にそれぞれ帰還する手段と、前記第 3の緩衝増幅器の出力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備えた受信回路。

1 6 . 一次コイルの極性に等しい二次コイルの一端を第 3の緩衝増幅器に接続する代わりに、一次コイルの極性と異なる二次コイルの一端を第 3の緩衝増幅器に接続したことを特徴とする請求項 1 4記載の受信回路。

1 7 . —次コイルの極性に等しい二次コイルの一端を第 3の緩衝増幅器に接続する代わりに、一次コイルの極性と異なる二次コイルの一端を第 3の緩衝増幅器に接続したことを特徴とする請求項 1 5記載の受信回路。

1 8 . 受信希望信号の搬送波周波数に等しい第 1の周波数信号源と、この第 1の周波数信号源からの信号を受けこの信号の周波数における r Z 2の位相量を移相する第 1の手段と、周波数チャネル間隔の 1 Z 2の値に等しい第 2の周波数信号源と、この第 2の周波数信号源からの信号を受けこの周波数における； r Z 2の位相量を移相する第 2の手段と、前記第 1および第 2の周波数信号源からの 2信号を入力とする乗算器と前記第 1および第 2の移相手段からの 2信号を入力とする乗算器とからなる第 1の直交変調器と、前記 2種類の周波数信号の一方だけを移相手段から受ける 2基の乗算器からなる第 2の直交変調器とから構成され、前記周波数オフセット回路に接続された局部周波数発生手段をさらに有することを特徴とする請求項 1乃至 1 3のいずれかに記載の受信回路。

1 9 . 受信希望信号の搬送波周波数に等しい第 1の周波数信号源と、この第 1の周波数信号源からの信号を受けこの信号の周波数における； r / 2の位相量を移相する第 1の手段と、周波数チャネル間隔の 1 / 2の値に等しいだい 2の周波数信号源と、この信号を受けこの周波数における； r Z 2の位相量を移相する第 2の手段と、前記第 1および第 2の届波数倌兮源からの 2信号を入力とする乗器と、前記 2基の乗算器の一方だけの出力を極性反転し他の乘算器の出力と加算する手段と、から構成し、前記周波数オフセット回路に接統された局 ffi周波数発生手段を有することを特微とする猜求項 1乃至 1 3のいずれかに記載の受信回路。

2 0 . 受信希望信号の搬送波ほ波数に等しい周波数信号源と、この信号を受けこの信号の用波数における》r Z 2の位相量を移相する手段と、前記周波数信号を移相手段から受ける 2基の乗算器からなる直交変 W器と、前記 2基の乗算器の一方だけの出力を ffi性反転し他の乗算器の出力と加算する手段と、から構成した前記周波数ォフセット回路に接続され局部周波数発生手段を有することを特徴とする請求項 1乃至 1 3のいずれかに記載の受信回路。

2 1 . 用波数変換回路または直交復 Λ回路により得られた第 1の受信信号と第 2の受信信号をおのおの AZD変換する手段と、そのディジタル出力をそれぞれ受ける第 1および第 2のフーリェ変換器と、各フーリェ変换器のそれぞれ用波数成分ごとに出力を受ける相関器と、得られた相関恭出力を受ける重み付け関数器と、この重み付け関数器の出力を受ける重み付け器と、前記第 1のフーリエ変換出力と第 2のフーリエ変換出力を受ける加算器と、その加算結果を前記乗算器に入力する手段と、前記重み付け値乗算器の出力を受ける逆フーリエ変換器とを備え、逆フーリェ変换出力をもって希望波抽出結果とすることを特徴とする請求項 1乃至 1 3のいずれかに記載の受信回路。

2 2 . 空中線から受倌信号を受ける受信入力手段と、前記受信入力手段からの受信信号に対して周波数変換処理を行ない、位相の異なる 2つの出力信号を得る直交復 W器と、前記直交復 W器からの一方の出力信号を入力してアナログ信号をディジタル信号に変换する第 1および第 2の A/D変換器と、受信侰号の持つ带域幅に相当する周波数の 2倍以上のクロックを発生するサンプリングクロック発生器と、前記サンプリングクロック発生器からのパルス列を遂延させて運延パルス列を生成する遅延回路と、前記直交復 W器からの他方の出力信号を入力してアナ口グ信号をディジタル信号に変換する第 3および第 4の AZD変換器と、前記サンプリングクロック発生器からのパルス列と前記運延パルス列とを前記第 1乃至第 4の A/ D変換器のサンプリングパルスとして提供する手段と、前記第 1乃至第 4の A Z D変換器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号の直交成分を抽出する手段とを有することを特徴とする受信回路。

2 3 . 空中線から受信信号を受ける受信入力手段と、前記受信入力手段からの受信信号に対して周波数変換処理を行ない、位相の異なる 2つの出力信号を得る直交復澜器と、前記直交復《器からの一方の出力信号を入力してアナ口グ信号をデイジ夕ル信号に変換する第 1および第 2の AZD変換器と、受信信号の持つ带域輻に相当する周波数以上のクロックを発生するサンプリングクロック生器と、前記サンブリングクロック発生 sからのパルス列を a@させて s延パルス列を生成する運延回路と、前記直交復稱器からの他方の出力信号を入力してアナログ信号をディジタル信号に変換する第 3および第 4の A/D変換器と、前記サンブリングクロック発生器からのパルス列と前記遅延パルス列とを前記第 1乃至第 4の Aノ D変換器のサンプリングパルスとして提供する手段と、前記第 1乃至第 4の AZD変換器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号の直交成分を抽出する手段とを慷え、前記各運延回路の運延時間を、前^望チャネル信号の周波数との W係で rに相当する位相差以外の 51延時間としたことを特徴とする受信回路。

2 4 . 前記運延回路の S延時間を、希望チャネル信号の周波数との係でに相当する位相差の邋延時閱とすることを特徴とする購求項 2 2記載の受信回路。

2 5 . 空中艨から受信信号を受ける受信入力手段と、この受信信号を入力して AZ D変換を行なう第 1の A/D変換器と、第 2の AZD変換器と、これらの AZD変換器に受侰侰号の持つ带域幅に相当する届波数以上のクロックを供耠するサンプリングクロック発生器と、前記サンプリングクロック発生器からのパルス列にその遅延パルス列を付加する回路と、前記サンプリングクロック発生器からのパルス列と前記遅延パルス列とを前記第 1および第 2の AZD変換器のサンブリングパルスとして提供する手段と、前 IE第 1および第 2の A/D変換器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する手段とを有することを特徴とする受信回

2 6 . 前記遅延パルス列を付加する回路における遂延時間を希望チャネル信号の周波数との関係でに相当する位相差時間としたことを特徴とする請求項 2 5記載の受信回路。

2 7. 前記還延パルスを ¾数列発生させる手段を設け、かつ前記遅延パルスの遲延時間を特に希望チヤネル信号の周波数との係で; rに相当する位相差以外の遅延時間としたことを特徴とする請求項 2 5記載の受信回路。

2 8 . 空中線から受信信号を受ける受信入力手段と、この受信信号を入力して AZ D変換を行なう単一の A/D変換器と、前記 AZD変換器に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロックを供給するサンプリングク口ック発生器と、前記サンプリングクロック発生器からのパルス列に通延パルス列を付加する回路と、前記サンプリングクロック発生器からのパルス列と前記遂延バルス列とを前記 AZ D 変換器のサンプリングパルスとして提供する手段と、前記 AZD変換器のディジ夕ル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する手段とを有することを特徴とする受信回路。

2 9 . 複数の空中錄から受信信号をそれぞれ受ける複数の受信入力回路と、これらの受信信号を入力とする第 1および第 2の周波数変换手段と、前記第 1および第 2 の周波数変換手段に希望波搬送波周波数にチャネル間 R8周波数の 1 / 2の周波数ォフセットを施した周波数で出力を提供する局部発振器と、前記第 1および第 2の周波数変换手段からおのおのの信号を得る第 1および第 2の A/D変換器と、前記第 1および第 2の A/D変換器に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロックを供給するサンプリングクロック発生器と、前記サンプリングクロック発生器からのパルス列に遅延パルス列を付加する回路と、前記サンブリングクロック発生器からのパルス列と前記遅延パルス列とを前記第 1および第 2の AZD変換器のサンブリングパルスとしてそれぞれ提供する手段と、前記第 1およぴ第 2の AZD 変換器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する手段とを有することを特徴とする受信回路。

3 0. 前記第 1および第 2の周波数変換手段に供給する局部発振器を独立に設け、各局部振周波数を希望波搬送波周波数を中心にチャネル ra 周波数の 1 2の周波数オフセットを正負に施した周波数とすることを特徴とする請求項 2 9記載の受信回路。

3 1 . 前記複数の受信信号中の 2つの受信信号を周波数変換することなく前記第 1 および第 2の AZD変換器に供給するとともに、前記第 1および第 2の AZD変換器に周波数変換機能を持たせたことをとする請求項 2 9記載の受信回路。

3 2 . 空中線から受信信号を受ける受信入力手段と、前記受信入力手段からの受信信号に対して周波数変換処理を行い、位相の異なる 2つの出力信号を得る直交復調器と、前記直交復調器からの一方の出力を入力してアナ口グ信号をディジタル信号に変換する第 1の A/D変換器と、前記直交復繭器からの他の出力信号を入力してアナログ信号をディジタル信号に変換する第 2の Aノ D変換器と、前記第 1および第 2の AZD変換器に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロックを供給するサンプリングクロック発生器と、前記サンプリングクロック発生器からのパルス列を遅延させて、運延パルス列を生成する運延回路と、前記サンブリングク口ック発生器からのパルス列と前記運延パルス列とを前記第 1および第 2の AZD 変換器のサンプリングパルスとして共に提供する手段と、前記第 1および第 2の A

/D変換器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号の直交成分を抽出する手段とを有することを特徴とする受信回路。

3 3 . 空中錄から受倌信号を受ける受信入力手段と、前記受信入力手段からの受信信号に対して周波数変換処理を行い、位相の異なる 2つの出力信号を得る直交復 W 器と、前記直交復! W器からの一方の出力を入力してアナログ信号をディジタル信号に変換する第 1の A D変換器と、前記直交器からの他の出力信号を入力してアナログ信号をディジタル信号に変換する第 2の Aノ D変換器と前記第 1およぴ第 2の AZD変換器に受信信号の持つ带域幅に相当する周波数以上のクロックを供給するサンプリングクロック発生器と、前記サンプリングクロック発生器からのパルス列を遅延させて、遅延パルス列を生成する遅延回路と、前記サンプリングクロック発生器からのパルス列と前記運延パルス列とを前記第 1および第 2の AZ D変換器のサンブリングパルスとして共に提供する手段と、前記第 1および第 2の AZD 変換器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信号の直交成分を抽出する手段とを備え、前記遅延回路の運延時間を、前記希望チャネル信号の周波数との関係で πに相当する位相差以外の運延時間としたことを特徴とする受信回路。

3 4 . 前記遅延回路の遅延時間を、希望チャネル信号の周波数との係で πΖ 2に相当する位相差の運延時間とすることを特徴とする請求項 3 2記載の受信回路。