WO1997015991A1 - Reemetteur - Google Patents

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WO1997015991A1
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baseband
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frequency
transmission
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Kazuhito Ito
Hiroshi Suzuki
Manabu Nakada
Yoshio Ebine
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Ntt Mobile Communications Network Inc.
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/15528—Control of operation parameters of a relay station to exploit the physical medium
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
    • H—ELECTRICITY
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    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction

Definitions

  • the present invention relates to a booster device used for improving reception conditions of an area having a weak radio wave, for example, in mobile communication, particularly in a radio calling system.
  • a mobile communication system communication quality deteriorates in an area where radio waves from a base station are weak, for example, around a zone (cell).
  • radio waves cannot reach the back side of the base station, so there are areas where services cannot be provided due to topographical reasons.
  • more base stations may be added, but there is a drawback that the service cost is increased.
  • booster devices that can easily relay communications have been used.
  • the booster device receives a target signal, amplifies the received signal, and transmits a strong radio wave to the target area at the same frequency.
  • the booster must meet some installation requirements.
  • One of the biggest issues is that the transmitting and receiving antennas electromagnetically couple (coupling), and the strong radio waves that are amplified and radiated from the transmitting antenna become the original received signal of the receiving antenna.
  • This mixed sneak signal has a problem that the operation of the booster device becomes unstable as an interference wave.
  • a method has been used in which both antennas are spatially separated sufficiently to reduce the force coupling between the transmitting antenna and the receiving antenna.
  • the first method is to superimpose a pilot signal on a transmission signal.
  • a feedback signal is superimposed on a received signal which is an input of the receiving antenna 11 by a combiner 12, and the combined signal of the combiner 12 is converted to a non-pass filter 13,
  • the pilot signal from the mouth signal generator 16 is combined with the combiner 17, and the combined signal is transmitted from the transmitting antenna 18 as a transmission signal.
  • the transmission signal output from the combiner 17 is branched by the power block 19, and the branched signal is adjusted in amplitude and phase by the amplitude / phase controller 21 and supplied to the combiner 12 as a feedback signal. Is done.
  • the synthesized signal from the synthesizer 1 2 is split by the cut-off 22 2, a pilot signal is extracted from the split output by the filter 23, and this signal is compared with the pilot signal from the generator 16.
  • the comparison process is performed in 24, and the amplitude and phase of the feedback signal are controlled by the output of the comparator 24 in the amplitude and phase controller 21 so that the pilot signal component in the synthesized signal from the combiner 12 is eliminated. Is done.
  • This method has a drawback that the transmission signal is disturbed due to the addition of the pilot signal.
  • the second method is a method of amplifying a received signal after modulating it with a modulation signal.
  • the synthesized signal of the synthesizer 12 is branched by the power tumbler 22 and then demodulated by the demodulator 26 to obtain a modulated signal component.
  • the correlation with the modulated signal is obtained by the correlator 28, and the amplitude phase controller 21 is controlled so that the correlation becomes zero.
  • the out-of-band component is removed from the combined signal from the combiner 12 by the bandpass filter 13, it is modulated by the modulator 29 from the modulation signal from the modulation signal generator 27, and the modulation output is output from the amplifier 15. , And is supplied to the transmitting antenna 18 through the bandpass filter 14.
  • the conventional interference cancellation method has a common drawback that disturbance is applied to the transmission signal.
  • these disturbances make small fluctuations so as not to affect the original signal transmission characteristics, the signals forming the loop for the interference canceller are weak, and it is difficult to achieve a high-accuracy canceller.
  • a booster device includes a receiving antenna unit, a carrier combining unit, a transmitting unit, a transmitting antenna unit, and a parameter control unit, and the carrier combining unit multiplies a canceling signal by a canceling parameter to generate a replica signal. Is generated, and the replica signal and the received signal are combined in at least one of a radio frequency band, an intermediate frequency band, and a baseband, and a baseband combined signal is obtained from the combined signal.
  • the demodulation processing of the band combined signal is performed to generate a transmission signal and a cancel signal using the demodulated signal, and the parameter control unit determines the power of the baseband combined signal from the baseband combined signal and the cancel signal.
  • the cancellation parameter is determined so as to be small, and given to the carrier combining unit.
  • the present invention removes interference components without performing pilot signal insertion or additional modulation, so that no disturbance is added to the transmission signal, and adaptive signal processing by error detection in the baseband. , The interference removal performance is remarkably excellent.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a conventional booster device that removes interference using a pipe.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a conventional booster device that performs specific modulation and removes interference.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a basic configuration example of a booster device according to the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a specific example of the carrier combining unit 31 in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a specific example of the transmission unit 32 in FIG.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating an example of controlling transmission power.
  • the receiving antenna unit receives a signal from the base station as a desired wave, but at the same time, a transmitting signal from the transmitting antenna unit is mixed as an interference wave, and a superimposed signal of these becomes a receiving signal.
  • the transmission unit 32 generates a transmission signal and a cancellation signal using a data signal obtained by demodulating the baseband composite signal.
  • the cancellation signal is obtained from a signal at a desired stage from a baseband signal u b (t) obtained by modulating the demodulation result of the received signal to a radio frequency signal u r (t) generated as a transmission signal. Generated. Since the transmission signal has only a relationship obtained by multiplying the cancellation signal by a certain complex number, both the transmission signal and the cancellation signal are represented by u (t).
  • the parameter control unit 33 calculates a cancel parameter w (t) from the baseband combining symbol and the canceling signal and outputs it to the carrier combining unit.
  • the carrier frequency f is f r in the RF band (radio frequency band), fi in the IF band (intermediate frequency band), and 0 in the base band.
  • the reception signal complex envelope y (t) received by the reception antenna 11 leaks the desired signal complex envelope s (t) and the transmission signal complex envelope u (t) transmitted from the transmission antenna 18.
  • the received interference complex envelope qou (t) and the noise complex envelope n (t) are superimposed, and y (t) is expressed by the following equation.
  • the carrier synthesizing unit 31 further performs, as described later with reference to FIG.
  • Composite signal y. (T) is amplified, frequency-converted, and band-pass filtered and output as a baseband composite signal y c (t). These amplification, frequency conversion, baseband composite signal is obtained, et al. Treatment of the bandpass filter y c (t) is y. It is the same as multiplying (t) by a constant complex number.
  • This baseband composite signal y c (t) is the composite signal y.
  • IQ detection quadrature detection
  • the interference signal may be canceled in the RF band, in the IF band, in the baseband, or in any combination of these.
  • the transmission signal s (tr d ) is a radio wave in exactly the same format as the signal transmitted from the base station, and does not perform pilot signal superposition or carrier modulation.
  • the transmission signal s (tr d ) is transmitted from the transmission antenna 18, and a cancellation signal u (t) is generated from the transmission signal and supplied to the carrier combining unit 31.
  • the parameter w (t) is optimally controlled, that is, the baseband synthesized signal y c (t) So that the component of the transmission signal s (tr) is not included in.
  • the power of the baseband composite signal y c (t) is the sum of the powers of the desired signal, the interference signal, and the noise if interference is not eliminated.
  • the power of the baseband combined signal y c (t) gradually decreases as the interference wave is removed by the replica signal r (t), and when the interference is completely removed, the power of the combined signal y''t) is minimized. Therefore, when the power of the baseband composite signal y c (t) is used as the evaluation function J,
  • Is performed Izl represents the absolute value of z
  • ⁇ > represents the collective average, actually the time average.
  • Interference rejection can be performed in any of the RF band, IF band, and baseband.
  • Equation (5-2) becomes as follows.
  • the value of the coupling coefficient qo is actually unknown, so it is necessary to find this value by some algorithm. Therefore, w at sampling time kTs is simply omitted as w (k), and the steepest descent method is used.
  • the coefficient can be updated by multiplying the baseband synthesized signal y c (t) by the complex conjugate of the complex envelope of the canceling signal u (t) and the step size /. That is, Is returned to the previous cancel parameter w (kl), and the cancel parameter is updated.
  • FIG. 4 shows a more detailed embodiment of the carrier combining unit 31.
  • synthesis for canceling interference signals is performed in each of the RF, IF, and baseband stages.
  • three signals, ur (t) in the RF band, Ui (t) in the IF band, and Ub (t) in the baseband are used as cancellation signals in the transmission section 32 of FIG. 3 (see FIG. 5). (See below).
  • the parameter control unit 33 FIG. 3) and the baseband combined signal y c (t), the signal each cancellation band from the transmitting unit of Figure 5 u r (t), ui (t), Ub (t ) Is given by
  • RF band, IF band, and a cancel parameters Wr for baseband (k), Wi (k), to produce w b (k) is respectively by.
  • t, mu, ⁇ b each RF band, IF band, and represents the correction step size baseband.
  • Two multipliers and 7Ganma / 2 RF for the complex envelope converter 35 constituted by the phase shifters cancellation signal u for RF band, and complex multiplying (t) with the parameters w r, the replica signal r in the RF band r (t), and similarly, the complex envelope converter for IF 36 composed of two multipliers and a 7 ⁇ / 2 phase shifter generates the IF band replica signal rt), and also generates the baseband complex signal.
  • the multiplier 37 performs complex multiplication of the cancel signal u b (t) and the parameter w t to generate a base band replica signal r b (t).
  • the combiner 38 combines the received signal y (t) from the receiving antenna 11 and the replica signal r r (t), that is, subtracts the replica signal r r (t) from the received signal y (t), As a result, a synthesized signal y r (t) that has been canceled in the RF band is obtained.
  • the signal y r (t) is amplified by the low noise amplifier 39. This amplified output is converted into an IF band by a frequency converter 42 by a local signal of a frequency f L from a local oscillator 41, further filtered by a bandpass filter 43, and then synthesized with a replica signal rt) by a synthesizer 44.
  • the replica signal n (t) is subtracted, thereby canceling the residual component of the interference signal in the IF band.
  • the synthesized signal yi (t) which has been canceled in the IF band, is amplified by the AGC amplifier 45, and the IQ detector (quadrature detector) 46 extracts the in-phase and quadrature component amplitudes.
  • the optimal cancellation amount can be set for the hardware in each stage, so that there is a merit that excessive accuracy is not required for each component.
  • the power level of the signal qou (t) generally leaked from the transmitting antenna 18 to the receiving antenna 11 is higher than the power level of the desired signal s (t) at the receiving antenna 11 by about 30 to 4 OdB. So the synthesizer in the radio frequency band
  • the radio frequency replica r r (t) in step 38 By performing the interference elimination processing in advance by the radio frequency replica r r (t) in step 38, there is an effect that the maximum gain for a desired signal in a range where the operation of the low noise amplifier 39 is not saturated can be increased.
  • the signal processing of the complex multiplier 37, the quadrature detector 46, and the combiner 47 in the baseband is configured to be performed by digital processing, the processing accuracy can be higher than that of the analog processing. it can.
  • FIG. 5 shows a detailed embodiment of the transmitting section 32 in FIG. Baseband composite signal y in Fig. 4.
  • (t) that is, y c (t) is demodulated and converted into a data signal by the demodulator 51, and is modulated again based on this data signal.
  • This modulation is performed in two stages.
  • the modulator 52 generates a baseband modulated wave complex envelope (baseband modulated signal) u b (t) from the data signal sequence, which is then converted into two multipliers.
  • a quadrature modulator 53 composed of a 7 ⁇ / 2 phase shifter and an adder converts the frequency of the local signal of the local oscillator 54 into a modulated signal in the IF band by the local signal of the frequency ii.
  • the IF band modulated signal ut) obtained in this way is further frequency-converted to an RF band by a frequency converter 55 by a local signal from a local oscillator 56, and passes through a band-pass filter 57 and a transmission amplifier 15.
  • the output of modulator 52 is given to multiplier 37 in FIG. 4 as baseband cancel signal u b (t), and the output of quadrature modulator 53 is complex envelope as IF band cancel signal ih (t). given line converter 3 6, applied to the transmission signal u r (t) the complex envelope varying exchanger 3 5 from the cup et 1 9 as an RF band canceling signal u r (t).
  • an IF amplifier (AGC amplifier) 45 is used as a level detector.
  • the output of the logarithmic amplifier as the level detector 45 or the gain control signal of the automatic gain control amplifier as the level detector 45 can be used as the level signal.
  • the level becomes the combined power of the desired signal, interference signal, noise, and replica as shown in equation (6).
  • the amplitude and phase of the replica are adjusted to cancel out the interference wave, the combined level should decrease.
  • the output of the level detector 45 indicates the combined power level of the desired wave and the noise, and has the minimum power. So, para
  • the meter controller 33 may monitor the detection level of the level detector 45 and control the parameters W r and W i so that the level is minimized.
  • the parameters for adjusting the amplitude and phase are determined sequentially by trial and error.
  • FIG. 6 shows a transmission unit 32 in which an attenuator 58 is inserted as a level controller so that transmission output can be controlled.
  • the cancellation parameters W r, W i, and Wb have not yet converged to the optimal values, and the input of the demodulator 51 contains a signal whose interference wave has not been sufficiently canceled. Will be entered.
  • the demodulated data becomes completely random, and the transmitted signal is also completely randomly modulated. Therefore, the output is suppressed to a level where the desired wave can be fully restored without canceling at first, and the output gradually increases.
  • the increasing speed shall be gradually increased to the extent that the cancel parameters can be obtained.
  • the control of the attenuator 58 is performed by the parameter controller 33.
  • U (t) is calculated using the transmitted signal Uo (t) without frequency offset as follows:
  • u (t) becomes uo (t).
  • the offset of ⁇ is set so that the signal spectrum band of the transmission signal u (t) falls within the predetermined band. In this way, even if the condition of Equation (6) is not satisfied and s * (t) uo (t)> ⁇ 0, that is, the signals s (t) and u. Even if the correlation of (t) does not become 0, the average of exp (j2; r ⁇ ft) becomes 0 after a time sufficiently longer than the time constant l / Af.
  • This method adds a small frequency offset ⁇ f, which can be within the range allowed by the system for frequency drift in the normal band. Therefore, unlike the second conventional method (Fig. 2), it is not enough to disturb the signal.
  • Modulator 52 outputs the in-phase and quadrature components of u (t) as baseband signals. That is, Ub (t) is output as U (t).
  • the frequency offset can be easily obtained by complexly multiplying ub0 (t) by exp (j2; r ⁇ ft) in the modulator.
  • Another method is to add the offset of the oscillation frequency fi or f L to delta f of the local oscillator 54 or 56 in FIG.
  • these oscillators are synchronized with the local oscillators 41 and 48 (Fig. 4) on the receiving side.However, while maintaining their phase synchronization, offsetting the frequency gives an accurate ⁇ f .
  • ⁇ f is given to the local oscillator 54.
  • i (t) since only made to what has been offset Bok only u r (t) is also simply delta f, the cancel algorithm is the same as those described above.
  • the power ripple coefficient q from the transmitting antenna to the receiving antenna of the booster device Is assumed to be constant. In practice, however, it is conceivable to change'll go-between q 0 to the external environment such as temperature changes. If this change is gradual, the algorithm in Eq. (9) should adaptively follow the change in qo.
  • the tracking speed can be adjusted by the step size ( r , ⁇ , ⁇ ⁇ ). Theoretically, 1 / is the time constant of this algorithm. The smaller the is, the longer the time constant is, and long-term averaging enables highly accurate interference cancellation. On the other hand, if is made larger, the time constant becomes smaller, and it follows the fluctuation quickly.
  • the accuracy of the cancellation part in the RF band and IF band is not so high because the component is an analog circuit.
  • the cancellation part of the baseband is a digital signal processing, so that the accuracy is high and fine control is possible.
  • cancellation at baseband cannot address saturation in low-noise amplifiers. Therefore, it is desirable to divide these cancellations according to the q component and execute them.
  • the coupling coefficient is considered separately as q-qo + Aq. q. Is a slowly varying component, and is a component that changes relatively quickly, as before. In general, it is considered that qo >> Aq. Therefore, in the cancellation of the RF.IF band, the expression (10), (11) Or make U i relatively small.
  • the interference component is removed without performing pilot signal insertion and modulation, so that no disturbance is added to the transmitted wave, and adaptive signal processing in baseband is not performed. Therefore, the interference removal performance is remarkably excellent.
  • INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is effective for a mobile communication, particularly for a radio paging type booster device.

Description

明細書
ブースタ装置
技術分野
この発明は例えば移動通信、 特に無線呼び出し方式などにおいて電波が弱いェ リァの受信条件を改善するために用いられるブースタ装置に関するものである。 移動通信システムでは、 基地局からの電波が弱いエリア、 例えばゾーン （セル） の周辺において通信の品質が低下する。 また、 山などがあると基地局に対し裏側 には電波が届かなくなるので、 地形的な理由でサ一ビスを提供できない地域があ る。 このような条件のェリァでも高品質にサービスを行うためには基地局を増設 すればよいが、 サービスコス卜が高くなる欠点がある。
そこで簡易に通信の中継が行えるブースタ装置が利用されてきた。 ブースタ装 置は目的とする信号を受信して、 その受信信号を増幅し、 同一周波数で目的とす るエリアに向かって強い電波を送信するものである。 しかしながら、 ブースタ装 置は設置上のいくつかの条件を満たす必要がある。 最も大きな課題の一つとして、 送信用と受信用のアンテナが電磁波的にカップリング （結合） をして、 増幅され て送信用アンテナから放射された強い電波が、 受信アンテナの本来の受信信号に 混入する問題がある。 この混入した回り込み信号は、 干渉波としてブースタ装置 の動作を不安定にするという問題があった。 この問題を解決するために、 送信ァ ンテナと受信アンテナとの力ップリングを弱くするために、 これら両アンテナを 空間的に十分に離す方法がとられてきた。 しかしながら、 近年、 ブースタ装置の 設置コス トを低減するために設備全体をコンパク 卜にする必要があり、 送信アン テナと受信アンテナとの力ップリングを空間的分離による方法で小さくすること が難しくなっている。
そこで、 以下のようにブースタ装置に干渉キャンセル機能を付加したものが提 案されている。
第 1の方法は、 送信信号にパイロッ 卜信号を重畳する方法である。 この方法は 図 1に示すように、 受信アンテナ 1 1の入力である受信信号に帰還信号が合成器 1 2で重畳され、 この合成器 1 2の合成信号は、 ノくン ドパスフ ィルタ 1 3 , 1 4 による帯域外信号の除去と、 増幅器 1 5による適正な増幅とが行われた後、 パイ 口ッ ト信号発生器 1 6よりのパイ口ッ ト信号と合成器 1 7で合成され、 その合成 信号は送信信号として送信アンテナ 1 8から送信される。 一方、 合成器 1 7の出 力送信信号は力ッブラ 1 9で分岐されて、 その分岐信号は振幅位相制御器 2 1で 振幅と位相が調整され、 帰還信号となって合成器 1 2へ供給される。 合成器 1 2 よりの合成信号はカツブラ 2 2で分岐され、 その分岐出力からフィルタ 2 3でパ イロッ ト信号が抽出され、 この信号と発生器 1 6よりのパイ口ッ ト信号とが比較 器 2 4で比較処理が行われ、 合成器 1 2よりの合成信号にパイ口ッ ト信号成分が なくなるように帰還信号の振幅と位相が振幅位相制御器 2 1で比較器 2 4の出力 により制御される。
この方法では、 パイロッ ト信号を付加するために送信信号に擾乱が加わるとい う欠点があった。
第 2の方法は、 受信信号を変調信号で変調してから増幅する方法である。 この 方法は図 2に示すように、 合成器 1 2の合成信号が力ッブラ 2 2で分岐された後、 復調器 2 6で復調されて変調信号成分を得、 これと変調信号発生器 2 7よりの変 調信号との相関が相関器 2 8によってとられ、 その相関が 0になるように振幅位 相制御器 2 1が制御される。 合成器 1 2よりの合成信号はバンドパスフ ィルタ 1 3で帯域外成分が除去された後、 変調器 2 9で変調信号発生器 2 7からの変調信 号により変調され、 その変調出力は増幅器 1 5で増幅され、 更にバンドパスフィ ルタ 1 4を通じて送信アンテナ 1 8へ供給される。
この従来法は、 相関出力が 0になるようにする振幅 ·位相の具体的な制御アル ゴリ ズムは示されていなかった。 また、 送信波に変調をかけるので、 本来の送信 信号とは異なり、 擾乱が加わっているという欠点があった。
以上のように、 従来の干渉キャンセル方法では送信信号に擾乱を加えていると いう共通の欠点があった。 また、 これらの擾乱は本来の信号伝送特性に影響を与 えないように小さな変動分にするので、 干渉キヤンセルのためのループを形成す る信号が弱く、 精度のよいキヤンセルが難しかった。
この発明は送信波にパイ口ッ ト信号の重畳や変調のような擾乱を加えずに干渉 をキャンセルし、 また精度のよいキヤンセル制御を行えるブースタ装置を提供す ることを目的としている。 発明の開示
この発明によるブースタ装置は、 受信アンテナ部と、 キャリア合成部と、 送信 部と、 送信アンテナ部と、 パラメータ制御部とを含み、 キヤリャ合成部はキャン セル用信号にキヤンセルパラメータを乗算してレプリカ信号を生成し、 このレブ リカ信号と受信信号とを無線周波帯、 中間周波帯、 ベースバン ドの少なくとも 1 つで合成し、 さらにその合成信号よりベースバン ド合成信号を得、 送 ί言部はその ベースバンド合成信号の復調処理を行って復調された信号を用いて送信信号とキ ャンセル用信号とを生成し、 パラメータ制御部はベースバン ド合成信号とキヤン セル用信号とからベースバンド合成信号のパワーが小さくなるようにキャンセル パラメータを決定しキヤリャ合成部に与える。
このように、 この発明はパイロッ ト信号の挿入、 付加的な変調などを行わずに 干渉成分を除去するので、 送信信号には何の擾乱も加わらない、 またベースバン ドにおける誤差検出による適応信号処理により干渉除去性能が著しく優れている。 図面の簡単な説明
図 1はパイ口ッ トを用いて干渉除去する従来のブースタ装置を示すプロック図。 図 2は特定の変調を行って干渉除去する従来のブースタ装置を示すプロック図。 図 3はこの発明によるブースタ装置の基本構成例を示すブロック図。
図 4は図 3中のキヤリャ合成部 3 1の具体例を示すプロック図。
図 5は図 3中の送信部 3 2の具体例を示すプロック図。
図 6は送信電力を制御する例を示すプロック図である。
発明を実施するための最良の形態
受信アンテナ部は、 基地局からの信号を希望波として受信するが、 同時に送信 アンテナ部からの送信信号が干渉波として混入しており、 これらの重畳信号が受 信信号となる。
この発明の基本構成を図 3に示す。 以下で述べる信号はすべて複素包絡線表示 されているとする。 即ち、 実数の信号を xr (t) = Re{ x (t)exp( j27T ft) }のように 複素包絡線 x(t)で表す。 キヤリャ合成部 3 1は、 受信信号 y(t)とキャンセル用信 号 u(t)との合成処理を行い、 その合成信号よりベースバンド合成 ί言号 yc (t) を複 素包絡線信号として出力する。 この合成処理は無線周波帯、 中間周波帯、 ベース バンドのどのステージで行ってもよいし、 所望の組み合わせの複数の周波数帯で 行ってもよい。
送信部 32は、 ベースバンド合成信号の復調処理によって得られるデータ信号 を用いて送信信号とキャンセル用信号とを生成する。 キャンセル用信号は、 受信 信号の復調結果を再び変調して得られるベースバンド信号 ub(t) から送信信号で ある無線周波信号 ur(t) が生成されるまでの所望のステージにおける信号から生 成される。 送信信号はそのキヤンセル用信号に対し一定の複素数を乗算した関係 にあるだけなのて、 送信信号及びキャンセル用信号とも u(t)で表すことにする。 パラメータ制御部 33は、 ベースバンド合成 ί言号とキャンセル用信号とからキヤ ンセルパラメータ w(t)を算出してキヤリャ合成部に出力する。
この構成の各部の作用について詳細に説明する。 前述のように、 実数の信号を xr(t) = Re （t)exp(j2?rft)}のように複素包絡線 x(t)で表す。 従って、 実数部 Re{x(t)} は同相成分の振幅、 虚数部 Im ）} は直交成分の振幅を表す。 キヤ リャ周波数 f は、 RF帯 （無線周波帯） では fr, I F帯（中間周波帯） では fi, ベースバンドでは 0である。 複素包絡線で、 記述することにより、 RF帯、 I F 帯、 ベースバンドにおける同様な処理を簡単に表現することができる。
受信ァンテナ 1 1で受信される受信信号複素包絡線 y(t)には希望波複素包絡線 s(t)と、 送信アンテナ 18から送信された送信信号複素包絡線 u(t)がリークして 受信された干渉波複素包絡線 qou(t)と、 雑音複素包絡線 n(t)とが重畳され、 y(t) は次式で示される。
y(t)= s(t) + qou(t)+n(t) ( 1 )
ただし、 q。は送信アンテナ 11と受信アンテナ 18との複素カップリング係数、 送信信号 u(t)は復調された信号をもとに時間て d だけ遅延して再変調された信号 s(t-rd)を入力レベルに対して複素利得 G倍に増幅したものであり、 次式で表せ る。
u(t)= Gs(t- r d) ( 2 )
キヤリャ合成部 31はキャンセル用 ί言号 u(t)にキヤンセル用パラメータ w(t)を 乗算してレプリカ信号複素包絡線 r(t)=w(t)u(t)を生成し、 更に受信信号 y(t)と レプリカ信号 r(t)との差分により、 次式で示す合成信号複素包絡線 y。（t) を生成 する。
y0(t)= y(t)-r(t)= y(t) -w(t)u(t) (3) キヤリャ合成部 31では、 図 4を参照して後述するように、 更に合成信号 y。（t) を増幅、 周波数変換、 帯域フィルタリングの処理をしてベースバンド合成信号 yc (t) として出力する。 これら増幅、 周波数変換、 帯域フィルタの処理により得ら れるベースバンド合成信号 yc(t) は y。（t) に一定の複素数を乗算したものと同じ である。 このベースバンド合成信号 yc(t) は合成信号 y。 ） を I Q検波 （直交検 波） することにより、 即ち、 入力変調信号に同相と直交位相のキヤリャ信号をそ れぞれ乗算し、 高調波成分を低域通過フ ィルタで除去することにより得られ、 実 部 Re{y"t)}と虚部 I m{yc(t)}の 2つのベースバンド信号として出力される。 以 下では、 これらをそのまま複素数 y"t) で表示する。 なお、 RF帯、 I F帯およ びベースバン ドにおける合成信号 y。（t) はそれぞれ大きさと位相が異なるが、 そ の変化分は単に一定の複素数倍であるから、 簡単化のために区別しないで表示す る。 即ち、 yc(t) = y。（t)である。
この発明においては、 干渉信号のキャンセルを RF帯で行ってもよいし、 I F 帯で行ってもよいし、 ベースバンドで行ってもよいし、 これらの任意の組み合わ せで行ってもよい。 ベースバンドで干渉信号のキャンセルを行う場合には、 ベー スバンドのキヤンセル用信号 u(t)にキヤンセル用パラメータ w(t)を乗算してベ一 スパンドのレプリ力信号 r(t)=w(t)u(t)を生成し、 さらに受 ί言信号 y(t)とレプリ 力信号 r(t)との差分を使って、 式（3)によりベースバンド合成信号 y"t) を直接 生成する。
キヤリャ合成部 31からのベースバンド合成信号 yc(t) は送信部 32において 復調処理され、 その復調データ信号がとり出され、 この復調データ信号をもとに 再び受信信号と同様の変調が行われて送信信号 ur (t) = s(t-r d) が生成される。 送信信号 s(t-rd)は基地局から送信された信号と全く同じ形式の電波であり、 パ ィロッ ト信号の重畳、 キヤリャの変調などは行わない。 この送信 ί言号 s(t-rd)は 送信アンテナ 18から送信されるとともに、 この送信信号からキヤンセル用信号 u(t)が生成されてキヤリャ合成部 31へ供給される。 パラメータ制御部 33にお いては、 パラメータ w(t)が最適に制御され、 つまりベースバン ド合成信号 yc(t) に送信信号 s(t-r の成分が含まれないようにする。
上述したブースタ装置のパラメータ制御部 33におけるパラメーダの算出方法 には、 いろいろな方法が可能である。 具体的な実現例を以下に示す。
送、 受アンテナ 1 1、 1 8間の力ッブリ ング係数 qoは変動しないとすると、 当 然キヤンセル用パラメータ w(t)も変動しないはずであるから、 w(t) = wとする。 ベースバンド合成信号 yc(t) の電力は、 干渉除去をしていない場合には希望波、 干渉波および雑音の各電力の和となる。 レプリカ信号 r(t)で干渉波を除去してい く とベースバンド合成信号 yc(t) の電力は徐々に減少し、 完全に除去できたとき に合成信号 y"t) の電力は最小になる。 そこで、 ベースバン ド合成信号 yc(t)の電 力を評価関数 Jとして使用する場合は
Figure imgf000008_0001
< J>= <ly(t)-wu(t)l2> → 最小電力 （4)
で表される制御を行う。 ここで Izl は zの絶対値を表し、 < >は集合平均、 実際 的には時間平均を表す。 干渉除去は RF帯、 I F帯、 ベースバンドのいずれでも 行うことができ、 これら 3つ帯域の全体でのキャンセルを y(t) - wu(t)で表し、 ま た y(t) = s(t)+q0u(t)+n(t)と表すと、 評価関数 <J>はさらに以下のように変形 できる。
< J> = <ls(t)+qou(t)+n(t)-wu(t)！2 >
= <ls(t) l2>+<lqo-wl2lu(t) !2> + <ln(t) 12>
+2Re[<s*(t)(qo-w)u(t)>+<s*(t)n(t)>+<(q0-w)u"(t)n(t)>]
(5-1)
ここで、 σ =く is(t)l2>, o u 2=<lu(t) 12>, び =く ln(t) 12> とし、 A*は Aの 複素共役を表す。 また、 雑音は全くランダムで、 s(t)、 u(t)とは相関がないので、 <s*(t)n(t)>=0, <u*(t)n(t)>==0である。
更に、 く S*(t)U(t)>= iT ,び U (o とおく。 /0は s(t)と u(t)の相関係数である。 こ のように置くと、 式（5-1) は
<J>= <7 s 2+ lqo— wl2び +び。 2 +2び ， σ u(qo-w)Re[ o]
(5-2)
となる。 復調した後に変調しているので、 受信信号の受信からその復調の後、 変 調信号を得るまでの遅れ時間 r d はシンボル長 T,間隔より十分大であり、 rd > Ts とみなしてもかまわない。 このとき、 時間 tにおける S*(t) と u(t)は異なる 変調となり、 従って、 その積の平均値く S*(t)u(t)> はほぼ 0となるので p 0と みなすことができる。 従って、 式（5-2)は次のようになる。
<J>=irs 2+ff n 2+ lqo— wl2び u2 (6)
上式からわかるように、 完全にキャンセルできる条件、 つまり w=q0 のとき J は最小となる。 しかしながら、 カップリ ング係数 qoの値は実際には不明であるか ら、 何らかのアルゴリズムでこの値を求める必要がある。 そこで、 サンプリ ング 時点 kTs の wを単に Tsを省略して w(k)として、 最急降下法で
w(k)=w(k-l)-( i/2) 5 J/5 wl t = kT (7)
のようにパラメータ w(k)を逐次的に更新することを考える （s.Haykin, Adaptive Filter Theory, 2nd Edition, Prentice-Hall, 1991)。 はステツ プサイズで ある。 式（4)を偏微分すると
dJ/dw= -2y(t)u¾(t)+2u(t)u*(t)w= -2yc(t)u*(t) ( 8 )
である （上記文献参照） 。 これを式（7)に代入して、 以下のようなアルゴリズム が導かれる。
Figure imgf000009_0001
このように、 ベースバン ド合成信号 yc(t) にキャンセル用信号 u(t)の複素包絡 線の複素共役数およびステップサイズ/ を乗算して、 係数を更新できる。 つまり、
Figure imgf000009_0002
が前回のキヤンセルパラメータ w(k-l)に帰還されてキヤンセルパラ メータが更新される。
図 4はキヤリャ合成部 31のより詳細な実施例を示している。 この図では RF 段、 I F段とベースバンド段の各段で干渉信号キャンセルのための合成を行って いる。 そのためにキャンセル用信号として、 RF帯は ur(t)， I F帯は Ui(t) 及 びべ—スバン ドは Ub(t) の 3つの信号が図 3の送 ί言部 32 (図 5を参照して後述） から入力されている。 また、 パラメータ制御部 33 (図 3 ) はベースバンド合成 信号 yc(t) と、 図 5の送信部からのそれぞれの帯域のキャンセル用信号 ur(t), u i(t)， Ub(t) とが与えられ、 次式
Wr(k) = w,(k-1)+ μ ryc(k)Ur*(k) (10) Wi(k) = Wi(k-l)+ ^ iyc(k)Ui*(k) (11) Wb(k) = Wb(k-l)+ ^ byc(k)Ub*(k) (12)
により RF帯、 I F帯、 及びベースバン ドに対するキャンセルパラメータ Wr(k), Wi(k), wb(k) をそれぞれ生成する。 ここで t、 μ、ヽ 〃bはそれぞれ RF帯、 I F帯、 及びベースバンドの修正ステップサイズを表す。
2つの乗算器と 7Γ /2移相器により構成された R F用複素包絡線変換器 35は R F帯用キャンセル信号 u,(t) をパラメータ wrで複素乗算して、 RF帯のレプリカ 信号 rr(t) を生成し、 同様に 2つの乗算器と 7Γ/2移相器で構成された I F用複素 包絡線変換器 36は I F帯のレプリカ信号 r t) を生成し、 またベースバンド用 複素乗算器 37はキヤンセル信号 ub(t) とパラメータ wtとを複素乗算してベース バン ドのレプリカ信号 rb(t) を生成する。
合成器 38で受信ァンテナ 1 1からの受信信号 y(t)とレプリカ信号 rr ( t) とが 合成されて、 即ち、 受信信号 y(t)からレプリカ信号 rr (t)が減算され、 それによつ て RF帯でキヤンセル処理された合成信号 y r(t)を得る。 その信号 y r(t)は低雑 音増幅器 39で増幅される。 この増幅出力は局部発振器 41よりの周波数 fLの局 部信号により周波数変換器 42で I F帯に変換され、 さらにバンドパスフィルタ 43でフィルタリ ングされたのち、 合成器 44でレプリカ信号 r t) と合成され、 即ち、 レプリカ信号 n(t) が減算され、 それによつて I F帯における干渉信号の 残差成分に対するキヤンセルが行われる。 I F帯でキヤンセル処理された合成信 号 y i(t)は AGC増幅器 45で増幅され、 さらに I Q検波器 （直交検波器） 46 でその同相および直交成分の振幅が抽出される。 この直交検波出力信号とレプリ 力信号 rb(t) とが合成器 47へ供給され、 前者から後者が減算されてベースバン ドでキヤンセル処理された合成信号 y b(t)がベースバンド合成信号 yc(t) として 出力される。
このように 3段階に分けて干渉波をキヤンセルすると各段でその ドウエア に最適なキャンセル量を設定できるので各構成部に過度な精度を要求しないとい ぅメ リツ トがある。 図 3において、 一般に送 ί言アンテナ 18から受信アンテナ 1 1にリークされる信号 qou(t)のパワーレベルは、 受信アンテナ 11での希望信号 s(t)のパワーレベルより 30~4 OdB程度高いので、 無線周波帯における合成器 3 8で予め無線周波用レプリカ rr (t) により干渉除去処理を行うことにより、 低 雑音増幅器 3 9の動作が飽和しない範囲の希望信号に対する最大利得を高くでき る効果がある。 また、 ベースバン ドにおける複素乗算器 3 7、 直交検波器 4 6及 び合成器 4 7の信号処理をディジタル処理で行うように構成した場合は、 アナ口 グ処理の場合より処理精度を高めることができる。
図 5は図 3における送信部 3 2の詳細な実施例を示している。 図 4中のベース バン ド合成信号 y。》(t)、 即ち yc (t) は復調器 5 1で復調されてデータ信号に変換 され、 このデータ信号に基づいて再び変調を行う。 この変調は 2段階に行われ、 まず変調器 5 2でデータ信号系列によってベースバンドの変調波複素包絡線 （ベ —スバンド変調信号） ub (t) が生成され、 次にこれが 2つの乗算器と、 7Γ /2移相 器と、 加算器から構成された直交変調器 5 3によって局部発振器 5 4からの周波 数 i iの局部信号により I F帯の変調信号に周波数変換される。 この様にして得ら れた I F帯変調信号 u t) は更に周波数変換器 5 5で局部発振器 5 6よりの局部 信号により R F帯へ周波数変換され、 バンドパスフィルタ 5 7、 送信増幅器 1 5 を経て送信信号 ur (t) として出力される。 変調器 5 2の出力はベースバンドキヤ ンセル用信号 ub (t) として図 4の乗算器 3 7に与えられ、 直交変調器 5 3の出力 は I F帯用キャンセル信号 ih (t) として複素包絡線変換器 3 6に与えられ、 送信 信号 ur (t) はカップら 1 9から R F帯キャンセル信号 ur (t) として複素包絡線変 換器 3 5に与えられる。
図 4の構成では、 I F増幅器 （ A G C増幅器） 4 5がレベル検出器として使用 されている。 具体的には、 レベル検出器 4 5としての対数増幅器の出力、 あるい はレベル検出器 4 5としての自動利得制御増幅器の利得制御信号をレベル信号と して利用できる。 このようなレベル検出器により、 平均レベルを観測することに よって以下のようにキヤンセルパラメータを求めることができる。
全くキャンセルされていないとき、 式（6 )のようにそのレベルは希望波、 干渉 波、 雑音およびレプリカの合成電力になる。 しかし、 レプリカの振幅と位相を調 整して干渉波と打ち消し合うようにすれば、 合成レベルは低下するはずである。 最も精度よく干渉波がキヤンセルされた状態では、 レベル検出器 4 5の出力は希 望波と雑音の合成電力レベルを示すことになり、 最小電力となる。 そこで、 パラ メータ制御部 3 3は、 前記レベル検出器 4 5の検出レベルを観測しながら、 その レベルが最小になるようにパラメータ W r , W iを制御するようにしてもよい。 振幅 と位相を調整するパラメータは、 試行錯誤により逐次的に求める。 ただし、 この 方法ではレベル検出器 4 5の前でキャンセルする必要があるから、 R F帯と I F 帯のキャンセラのみに有効である。 また、 位相に関する情報が無く、 レベルだけ で調整を行うので精度があまりよくない場合がある。 従って、 粗調整に適してい る。 パラメ一タ wbの調整は式（9 )によって行う。
図 6は送信部 3 2においてレベル制御器としてァッテネータ 5 8を挿入し、 送 信出力を制御できるようにしたものである。 ブースタ装置の動作開始直後は、 キ ヤンセルパラメータ W r， W i , Wbがまだ最適値に収束しておらず、 復調器 5 1の入 力には干渉波がまだ十分キャンセルされていない信号が入力されることになる。 そのため、 復調されたデータが全くランダムになるので、 送信信号も全くランダ ムに変調されてしまう。 そこで、 はじめはキャンセルしなくても希望波が十分復 調できるレベルに出力を抑え、 徐々に出力を増大する。 増大していく速度はキヤ ンセルパラメータを求められる程度に徐々に行うものとする。 このァッテネータ 5 8の制御はパラメータ制御部 3 3により行われる。
図 4の受信回路と、 図 5の送信回路には局部発振器が多用されている。 これら の周波数精度が悪いと干渉波成分の複素包絡線をべ一スパンドで観測したときに 周波数設定誤差の分だけ希望波に対して回転している。 キャンセルパラメータが これらの回転に十分追従していれば、 干渉を除去できるが、 通常は追従のために 定常位相誤差が必然的に発生し、 パラメータ推定精度が低下する。 そこで、 これ らの局部癸振器を位相同期ループで 1つの基準発振器の出力位相に同期させ、 局 部発振器出力の周波数とともに位相を同期させる。 この方法を採用すれば、 パラ メータ制御部 3 3は干渉波の位相回転を追従する必要がないので、 キヤンセルパ ラメータを精度よく求めることができる。
以上の説明では、 式（5-2) において p 0という近似が成立することを前提に 説明した。 このためには r c！》 Ts となり、 かつく s* (t)u( t)>=<s* (t)s( t- r d )>^ 0となる必要がある。 希望波信号 s(t)が狭帯域スぺク トル制限されていると、 シ ンボル周期 Tsに対して長い符号間干渉が発生し、 上述の近似が成立しなくなる可 能性がある。 この時の対処方法として、 送信信号 u(t)のキャリア周波数を受信希 望波信号 s(t)のキヤリァ周波数からわずかにオフセッ トさせる方法が可能である。 即ち、 ブースタ装置の希望波 s(t)である基地局からの受信波のキヤリァ周波数 fr に対して、 ブースタ装置の送信キャリア周波数を fr ' とする。 この時、 送信信号
U(t)は、 周波数オフセッ トを与えない場合の送信信号 Uo(t) を使って次式
u(t)=uo(t)exp(j27r Δ ft) (13)
厶 f=f ー fr (14)
で表すことができる。 Δ f 0の場合 u(t)は uo(t) となる。 送信信号 u(t)の信号 スぺク トル帯域が所定の帯域内に収まる程度に Δί のオフセッ トを設定する。 こ のようにすると、 式 (6) の条件であるく s*(t)uo(t)>^0とならなくても、 即ち信 号 s(t)と u。（t) の相関が 0にならなくても、 時定数 l/Afより充分長い時間経過す ると exp(j2;r Δ ft) の平均が 0になるため、 次式
ρ =<s¾(t)uo(t)exp(j2^ Δ ft)>/(び ，び u) (15)
を 0にすることができる。
この方法は、 わずかな周波数オフセッ ト Δ f を加えるものであり、 通常の帯域 内における周波数ドリフ トとしてシステムで許容する範囲内のものとすることが できる。 従って、 従来の第 2の方法 （図 2 ) のように、 信号に擾乱を加える程の ものではない。
具体的な方法としては、 図 5における変調器 52において周波数オフセッ トを 加える方法がある。 変調器 52は u(t)の同相成分と直交成分をベースバンド信号 として出力する。 即ち、 U(t)として Ub(t) を出力する。 ub(t) は周波数オフセッ トを加えないときは、 s(t-て d)のベースバン ド信号を出力していたので、 この時 の ub(t) を ub0(t)とする。 即ち、 ub0 = s(t-て d) である。 周波数オフセッ トは変 調器内で ub0(t)に対して exp(j2;r Δ ft) を複素乗算すれば容易に得られる。 この 時、 ub(t) = ub0(t)exp(j27r Δ ft)となる。 周波数オフセッ トを加える変調器では、 Ub(t) として ub(t) = ub0(t)exp(j27T Δ ft)の同相成分と直交成分をベースバンド 信号として出力する。 このようにして生成される信号 ub(t) には A f のオフセッ 卜があるので、 図 5のレプリカ ί言号 Ub(t)， u, (t), Ur(t) にもオフセッ トが含ま れることになる。 周波数オフセッ 卜した送信波 ur(t) が受信アンテナにリークし ているので、 これらのオフセッ トしたレプリ力でリーク ί言号をキヤンセルするこ とができる。 従って、 式（4) から（12)までの説明がそのまま成立する。
もう 1つの方法は、 図 5の局部発振器 54または 56の発振周波数 fiまたは fL に Δ f のオフセッ トを加える方法である。 前述したように、 これらの発振器は受 信側の局部発振器 41、 48 (図 4 ) と同期しているが、 その位相同期を保ちつ つ、 周波数をオフセッ トさせると正確な Δ f が得られる。 ここで、 局部発振器 5 4に Δ f のオフセッ トを与えたとする。 このとき、 i (t), ur(t)も単に Δ f だけ オフセッ 卜したものになるだけなので、 そのキャンセルアルゴリズムは前述した ものと同様となる。 しかしながら、 Ub(t) についてはオフセッ トを与えていない から、 これを ubo(t)とみなし、 ub(t)=ubo(t)exp(j27T Δ ft)のように複素乗算し たものを ub(t) とし、 図 4の複素乗算器 37へ入力する。 あるいは、 l o(t)をそ のまま複素乗算器 37へ入力し、 wbに exp(j2;r Δ ） を乗算した wbexp( j2?r Δ ft) を複素乗算器 37に与えても同じ効果が得られる。
以上の説明では、 ブースタ装置の送信アンテナから受信アンテナへの力ップリ ング係数 q。が一定であるとした。 しかし、 実際には温度変化などの外部環境によ つて q0は変化することが考えられる。 この変化が緩やかであれば、 式 (9) のアル ゴリズムは適応的に qoの変化に追従するはずである。 その追従速度はステップサ ィズ ( r, μ ,, μ ^ ) で調整することができる。 理論的には 1/ はこのアル ゴリズムの時定数であり、 を小さくすれば時定数が長くなり、 長時間平均によ り精度の高い干渉キャンセルが可能である。 一方、 を大きくすれば、 時定数が 小さくなり、 変動に素早く追従するようになる。
一般に RF帯及び IF帯のキャンセル部は構成要素がアナログ回路であるから精度 があまり高くない。 一方、 ベースバンドのキャンセル部はディ ジタル信号処理で あるから、 精度が高く、 細かな制御が可能である。 しかしながら、 ベースバンド におけるキャンセルでは、 低雑音増幅器などの飽和への対処はできない。 そこで、 これらのキヤンセルを qの成分に対応して分割して実行することが望ましい。 力 ップリング係数を q-qo+Aqのように分離して考える。 q。はこれまでのように、 緩 慢な変動成分、 は比较的変化の速い成分である。 一般に、 qo》Aq の場合が 多いと考えられる。 そこで、 RF.IF 帯のキャンセルでは、 式（10), (11)の ^ ま たは; U i を比較的小さくする。 これにより、 カップリ ングが大きく、 変化の緩や かな成分が除去される。 その残差と変化の速い小さな成分をべ一スパンドキャン セラで除去するために、 b を比较的大きく とる。 ベースバン ドはディジタル信 号処理なので、 精度が高く、 また、 変動の速度に応じて式（12)以外にも、 優れた 適応信号処理として知られる R L Sアルゴリズム、 カルマンフィルタなどを用い ることができる。
発明の効果
以上述べたように、 この癸明によればパイロッ ト信号挿入、 変調などを行わず に干渉成分を除去するので、 送信波には何の擾乱も加わらないこと、 またベース バンドにおける適応信号処理のため干渉除去性能が著しく優れている。 この発明 は移動通信、 特に無線呼び出し方式のブースタ装置に有効である。

Claims

請求の範囲
1 . 受信アンテナと、
キャンセル用信号にキヤンセルパラメータを乗算して生成したレプリカ信号と 受信信号とを、 無線周波帯、 中間周波帯、 ベースバンドの少なくとも 1つで合成 し、 その合成信号からベースバンド合成信号を得て出力するキヤリャ合成部と、 上記べ一スバンド合成信号の復調処理を行って得られたデータ信号を用いて送 ί言信号と、 上記キャンセル用信号とを生成する送信部と、
上記送信信号を送出する送信アンテナ部と、
上記べ一スバン ド合成信号と上記キヤンセル用信号とから上記ベースバン ド合 成信号のパワーを小さくするように上記キヤンセルパラメータを算出して、 上記 キヤリャ合成部に出力するパラメータ制御部、
とを含むブースタ装置。
2. 請求項 1のブースタ装置において、 上記パラメータ制御部は上記ベースバン ド合成信号と、 上記キャンセル用信号と、 ステップ係数との積を前回の上記キヤ ンセルパラメータに加算することにより更新された上記キヤンセルパラメータを 逐次的に生成する手段を含む。
3. 請求項 1または 2のブースタ装置において、 上記キャリア合成部はベースバ ンドで上記合成を行い、 上記送信部は上記送信信号を生成するための変調手段を 有し、 上記ベースバンド ί言号がキヤンセル用信号として上記キヤリァ合成部に与 えられる。
4. 請求項 1のブースタ装置において、 上記ベースバンド以外における上記合成 信号のレベルを検出するレベル検出器が設けられ、 上記パラメータ制御部は検出 された上記合成信号のレベルが最小となるよう上記キヤンセルパラメータを逐次 決定する手段を含む。
5. 請求項 1乃至 4のいずれかのブースタ装置において、 上記送信部は上記送信 信号のレベルを調整するレベル制御手段を含み、 上記パラメータ制御からの制御 信号により上記レベル制御手段が制御される。
6. 請求項 1乃至 4のいずれかのブースタ装置において、 周波数変換用の局部発 振器の出力位相は全て一つの基準発振器に同期されている。
7. 請求項 1または 2のブースタ装置において、 上記送信部は上記データ信号を 変調してベースバンド変調信号を生成する変調器を含み、 上記キヤンセル用信号 は上記ベースバンド変調信号を含み、 上記パラメータ制御部が生成するキャンセ ルパラメータは上記べ一スバン ド合成信号と上記ベースバンド変調信号とに基づ いて生成されたベースバンド用キヤンセルパラメータを含み、 上記キヤリァ合成 部は上記ベースバンド変調信号と上記ベースバンド用キヤンセルパラメータを複 素乗算してベースバン ドレプリカ ί言号を生成する乗算器と、 上記ベースバンド合 成信号と上記ベースバン ドレプリカ信号を合成しキヤンセル処理されたベースバ ンド合成信号を出力するベースバンド合成部とを含む。
8. 請求項 7のブースタ装置において、 上記キャンセル用信号は無線周波帯の上 記送信信号を含み、 上記パラメータ制御部が生成するキャンセルパラメータは上 記送信信号と上記ベースバンド合成信号に基づいて生成された無線周波用キャン セルパラメータを含み、 上記キヤリァ合成部は上記無線周波送信信号を上記無線 周波用キャンセルパラメータで複素変調して無線周波レプリカ信号を生成する複 素包絡線変換器と、 上記受信信号と上記無線周波レプリカ信号を合成し、 キャン セル処理された無線周波合成信号を出力する無線周波合成部とを含む。
9. 請求項 8のブースタ装置において、 上記送信部は上記ベースバンド変調信号 を直交変調して中間周波帯変調信号を生成する直交変調手段と、 上記中間周波帯 変調信号を上記無線周波帯の送信信号に変換する周波数変換手段とを含み、 上記 キヤンセル用信号は上記直交変調手段により生成された上記中間周波変調信号を 含み、 上記パラメータ制御部が生成するキヤンセルパラメ一タは上記中間周波変 調信号と上記ベースバンド合成信号に基づいて生成された中間周波用キャンセル パラメータを含み、 上記キヤリァ合成部は上記無線周波合成 ί言号を中間周波受信 信号に変換する受信信号周波数変換手段と、 上記中間周波変調信号を上記中間周 波用キヤンセルパラメータで複素変調して中間周波レプリカ信号を生成する中間 周波用複素包絡線変換器と、 上記中間周波受信信号と上記中間周波レプリカ信号 を合成し、 キャンセル処理された中間周波合成信号を出力する中間周波合成部と、 上記中間周波合成信号を直交検波して上記ベースバンド合成信号を生成し、 上記 する直交検波手段を含む。
1 0. 請求項 8のブースタ装置において、 上記無線周波合成部の出力する上記無 線周波合成信号を増幅する低雑音増幅器が設けられている。
1 1 . 請求項 7のブースタ装置において、 上記乗算器と上記ベースバンド合成部 はディジタル演算を行う手段である。
1 2. 請求項 1のブースタ装置において、 上記送信部は希望受信波のキャリア周 波数に対しオフセッ トを有するキヤリァ周波数の上記送信信号を生成すると共に、 そのオフセッ トを有する周波数の上記キャンセル用信号を上記キヤリア合成部に する。
1 3. 請求項 1のブースタ装置において、 上記パラメータ制御部は少なくとも上 記無線周波帯と、 上記ベースバンドの上記キャンセルパラメータとを適応アルゴ リズムに従って逐次的に更新し、 少なく とも上記無線周波帯の適応アルゴリズム の時定数は上記ベースバンドにおける適応アルゴリズムの時定数より長くされて いる。
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