WO2002007343A1 - Dispositif d'etalonnage, dispositif adaptatif en reseau, procede d'etalonnage, support d'enregistrement de programme et programme - Google Patents

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WO2002007343A1
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radio
unit
signal
transmission
antenna
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PCT/JP2001/006069
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Yoshiharu Doi
Seigo Nakao
Takaaki Makata
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Sanyo Electric Co., Ltd.
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    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H—ELECTRICITY
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    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
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    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers

Definitions

  • the present invention relates to a calibration apparatus for measuring a characteristic difference between a transmission system and a reception system in a plurality of wireless systems in an adaptive array apparatus for performing wireless communication, an adaptive array apparatus, a calibration method, and a computer-readable method.
  • the present invention relates to a program recording medium for storing a possible program and a program. Background art
  • Spatial multiplexing refers to forming different directivity patterns (referred to as array antenna patterns) for a plurality of mobile stations using an adaptive array device, so that multiple This is a system in which transmission and reception signals of mobile stations are multiplexed for communication.
  • the adaptive array device includes a plurality of radio units each including an antenna, a transmission unit, and a reception unit, and adjusts an amplitude and a phase of a reception signal and a transmission signal input / output to / from each radio unit.
  • This is a device that forms a directivity pattern (called an array antenna pattern) as a whole.
  • the array antenna pattern is formed by weighting a reception signal and a transmission signal input to and output from each radio unit with a weight coefficient (also referred to as a weight vector) for adjusting amplitude and phase.
  • the calculation of the gate vector is performed by a DSP (Digital Signal Processor) in the adaptive array device.
  • DSP Digital Signal Processor
  • the mobile phone side has physical restrictions such as size and antenna, so the mobile B talker side does not control the directional pattern, Directivity at both reception and transmission at the station
  • the pattern is formed. That is, the wireless base station is configured to form the same array antenna pattern at the time of transmission as the array antenna pattern optimally formed at the time of reception.
  • the same array antenna pattern is not necessarily actually formed at the time of transmission and reception.
  • the difference between the transmission characteristics of the transmitting unit and the receiving unit is due to the fact that they are physically separate circuits and the inherent variation in the characteristics of the circuit elements. Variations in the characteristics of circuit elements occur due to individual differences and temperature changes in the operating environment, especially in the LNA (low-noise amplifier) in the receiver and the HPA (high-power amplifier) in the transmitter. As a result, transmission characteristics such as the amount of phase rotation and the amount of amplitude fluctuation that occur when a signal passes between the transmitting unit and the receiving unit differ.
  • the difference in transmission characteristics between the receiving unit and the transmitting unit directly affects the error in the array antenna pattern between the time of reception and the time of transmission. For this reason, it is necessary to determine the transmission characteristic difference between the transmission unit and the reception unit and perform calibration to compensate for the transmission characteristic difference. For example, there is a calibration method in Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-131926 "Array antenna device".
  • the array antenna apparatus includes a calibration desired signal generating means, a calibration interference signal generating means, a power control means for controlling the power of the calibration interference signal, and a power control of the calibration desired signal. And a distributing means for distributing the combined signal to each antenna as an additional device, and configured to compensate for the transmission characteristics of the receiving system.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and provides a calibration device, an adaptive array device, a calibration method, a program recording medium, and a program for performing a calibration without providing an additional device in a device to be measured.
  • the purpose is.
  • a calibration device of the present invention includes at least two wireless units including first and second wireless units each including a transmitting unit, a receiving unit, and an antenna for forming an array antenna pattern and performing wireless communication.
  • the first and second wireless units originally provided in the target wireless terminal form and transmit an array antenna pattern, and the first wireless unit determines the received signal level at the first or second antenna. Since the relative transmission characteristics between the wireless terminal and the second wireless unit are measured, there is an effect that calibration can be performed without providing an additional device for calibration in the wireless terminal to be measured.
  • control unit changes the phase and the amplitude of the transmission signal of the second wireless unit during the transmission by the first and second wireless units, and the measuring unit uses the second antenna during the change.
  • a configuration may be adopted in which a phase variation and an amplitude variation are measured as the transmission characteristics based on the phase and amplitude values when the received signal level is minimized.
  • the calibration device further includes a transmitting unit that transmits a desired signal from the first antenna and a disturbing signal from the second antenna on the same frequency. After the first and second radio sections remove the interfering signal and allow the wireless terminal to calculate a weight vector for receiving a desired signal, transmit the signal using the calculated weight vector You may be comprised so that it may be performed.
  • the null direction of the array antenna pattern at the time of reception can exactly match the null direction of the array antenna pattern at the time of transmission.
  • the adaptive array device is an adaptive array device including a plurality of radio units each including a transmission unit, a reception unit, and an antenna, wherein the selection unit selects a radio unit from the plurality of radio units. And a control unit for transmitting a signal between the selected radio unit and the non-selected radio unit, and measuring transmission characteristics of the selected radio unit based on the received signal.
  • a signal is transmitted between the selected radio unit and the non-selected radio unit, and the transmission characteristic of the selected radio unit is measured based on the received signal.
  • transmission characteristics can be measured without adding.
  • the transmission characteristics of that radio section can be measured, and if two radio sections are selected, two radio sections can be measured.
  • the relative transmission characteristics (that is, relative transmission characteristics) of the sections can be measured.
  • the selection unit may select a different radio unit after the measurement by the control unit, and the control unit may be configured to calculate a correction value for each radio unit based on a transmission characteristic measured for each radio unit. .
  • the selection unit sequentially selects each of the wireless units, thereby measuring the transmission characteristics of each of the wireless units, and calculating a correction value for each of the wireless units from the measurement result.
  • the selecting means selects two radio units, and the selected two radio units transmit the signal by forming an array antenna pattern in which null is directed to the antenna of the one radio unit which is not selected. And changing at least one of the phase and the amplitude of one of the two radio sections, wherein the control means minimizes the reception signal level in the null-pointed radio section during the change. At least one of the phase and the amplitude at the time of may be set as the transmission characteristic.
  • the selected radio unit forms an array antenna pattern in which the null is directed to the antenna of one radio unit, so that the null at the time of reception matches the null at the time of transmission. Then, at least one of the phase and the amplitude is measured (ie, when the received signal level is minimized), so that the deviation of the array antenna pattern at the time of transmission can be easily measured.
  • the two selected radio units use the weight vector at the time of array reception so as to reject a signal transmitted from one of the non-selected radio units, thereby aiming at the null.
  • the array antenna pattern may be formed.
  • an array antenna pattern pointing to nulls can be easily formed by directly using a vector upon array reception for array transmission.
  • the adaptive array device of the present invention is an adaptive array device including a plurality of wireless units each including a transmitting unit, a receiving unit, and an antenna, wherein four wireless units out of the plurality of wireless units are first to fourth wireless units.
  • the third and fourth radio units are selected using selection means for selecting the fourth radio unit, and a weight vector for directing the directivity to the antenna of the first radio unit and pointing null to the antenna of the second radio unit.
  • control means for causing the unit to perform array transmission and measuring a relative transmission characteristic between the third wireless unit and the fourth wireless unit based on a signal level received by the first or second wireless unit.
  • the selecting unit selects each wireless unit once as a fourth wireless unit a plurality of times, and the control unit sets one wireless unit as a reference based on the relative transmission characteristics measured for each wireless unit. May be calculated for each wireless unit. According to this configuration, in addition to the above effects, a relative correction value based on one wireless unit can be calculated for each wireless unit.
  • the control means may further be configured to determine the legitimacy of the transmission characteristic based on whether or not the sum or the product of the relative transmission characteristics for each wireless unit is within a predetermined range. According to this configuration, the legitimacy of the measured transmission characteristics can be easily determined by utilizing the relative characteristics of the transmission characteristics for each wireless unit. Using an invalid correction value can be avoided.
  • the calibration method of the present invention is a calibration method in an adaptive array device including a plurality of radio units each including a transmission unit, a reception unit, and an antenna, wherein the selection unit selects a radio unit from the plurality of radio units. And transmitting a signal between the selected radio unit and the non-selected radio unit, and measuring the transmission characteristics of the selected radio unit based on the received signal.
  • the transmission characteristics of the radio unit can be measured without providing an additional device.
  • the program recording medium of the present invention is a recording medium for storing a computer-readable program in an adaptive array device including a plurality of wireless units each including a transmitting unit, a receiving unit, and an antenna, Selecting a radio section from the radio section, transmitting a signal between the selected radio section and the non-selected radio section, and measuring transmission characteristics of the selected radio section based on the received signal. Steps and programs to be executed by the computer are stored.
  • the computer in the adaptive array device that has read this program can measure the transmission characteristics of the wireless unit without using an additional device.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a main part of an adaptive array device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing a schematic operation of the adaptive array device when measuring a relative phase variation ⁇ (934, an amplitude variation Amp34).
  • FIG. 3 is a block diagram showing the overall configuration of the radio base station.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a detailed configuration of the signal processing unit 50.
  • FIG. 5 is a diagram showing a list of processing contents of each user processing unit.
  • FIG. 6 is a diagram showing the correspondence between the physical wireless units 1 to 4 and the logical wireless units Antl to Ant4.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a detailed configuration of the user processing unit 51a.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the contents of the calibration process.
  • FIG. 9 is a flowchart showing the continuation of the calibration process.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a main part of the mobile phone according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram of a relative correction value.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a measuring device for measuring a correction value of a mobile phone and the mobile phone.
  • c 14 showing the appearance and physical connection of the present measuring device and the portable telephone 200 is a flow chart showing the contents of a calibration process performed by the control PC 330.
  • FIG. 15 is a flowchart showing the continuation of the calibration process by the control PC 330.
  • the radio base station, the mobile phone, and the measuring device according to the embodiment of the present invention will be described in the following order.
  • the adaptive array device according to the embodiment of the present invention is a wireless base station of a mobile communication network.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a main part of an adaptive array device according to an embodiment of the present invention.
  • the adaptive array device consists of radio units 1 to 4 and a DSP.
  • This adaptive array device measures a correction value by itself and performs communication using the measured correction value during normal communication. In other words, it also serves as a measuring device.
  • Radio unit 1 is composed of antenna 10, transmitting unit 1 1 1 (TX 1 in the figure), receiving unit 1 12
  • radio units 2 to 4 have the same configuration.
  • S 1 and ARX1 in the figure indicate the amount of phase variation and the amount of amplitude variation caused by the signal passing through the antenna 10, the antenna switch 113 and the receiving unit 112, respectively, and c0TX1 and ATX1 indicate the transmitting unit 111.
  • eRX2 to SRX4 and ARX2 to ARX4 also show the same phase fluctuation and amplitude fluctuation in each radio section.
  • ⁇ 12 and Ampl2 indicate the relative phase variation and the amplitude variation of the radio unit 2 with respect to the radio unit 1, respectively.
  • ⁇ / 23, ⁇ 34, ⁇ ⁇ 41, Amp23, Amp34, Amp41 also show the same relative phase variation and amplitude variation. These are the following (1) ⁇
  • Amp34 ((ATX3 / ARX3) / (ATX4 / ARX4))
  • Amp41 ((ATX4 / ARX4) / (ATX1 / ARX1)).
  • the adaptive array device transmits and receives a known signal in the radio units 1 to 4 so as to match the array antenna pattern between transmission and reception while changing the phase and amplitude.
  • the appropriate adjustment value By calculating the appropriate adjustment value, the relative phase variation and amplitude variation shown in the above equations (a) to (h) are detected, and the correction value for compensating the phase variation and amplitude variation is determined. I do.
  • This correction value is expressed by the following equations (9) to (17).
  • ⁇ _osei_4 A ⁇ 12 + ⁇ ⁇ 23 + ⁇ 034
  • A_hosei_3 Ampl2 * Amp23
  • A_hose i _4 Amp 12 * Amp23 + Amp34
  • a — hose x is a correction value for the transmission signal when transmitting wireless section x (x is 1 to 4).
  • the above correction values are relative correction values based on the wireless unit 1.
  • the reason why the correction value may be a relative value is that the weight vector calculated at the time of reception is used when the ratio of the phase variation and the ratio of the amplitude variation at the time of reception are the same at the time of transmission. This is because sometimes the same array antenna pattern as that at the time of reception is obtained.
  • the radio unit 1 is used as a reference. You may. Based on the radio unit 3, the phase correction value is expressed by (9 ') to (12'), and the amplitude correction value is expressed by (12 ') to (16,).
  • FIGS. 2 (a) and 2 (b) are explanatory diagrams showing the schematic operation of the adaptive array device when measuring ⁇ 34 and Amp34 shown in equations (3) and (7).
  • the radio unit 1 transmits a desired signal by itself and the radio unit 2 transmits an interference signal wave by itself on the same frequency ((in the figure).
  • the desired signal and the interference signal represent different known data strings.
  • the radio unit 3 and the radio unit 4 form an array antenna pattern for the radio unit 1 as a two-antenna adaptive array device and receive a desired signal ( ⁇ ). That is, the DSP 50 calculates a vector for separating the desired signal from the received wave in which the desired signal wave and the interference signal wave are multiplexed.
  • each wireless unit switches between transmission and reception. That is, the radio units 3 and 4 use a weight vector calculated at the time of receiving the array as an adaptive array device with two antennas and transmit the desired signal in an array (3).
  • the array antenna pattern in this array transmission is as shown by the solid line in Fig. 4 (b) if the phase and amplitude fluctuations of the transmitter in the radio units 3 and 4 are equal to those of the receiver.
  • the same array antenna pattern as that at the time of array reception should be obtained, and the directivity is directed to the radio section 2 and the null (point or direction where radio waves cannot reach or is difficult to reach) is directed to the radio section 3 .
  • the phase variation and the amplitude variation between the transmitting unit and the receiving unit are not equal, so that the array antenna pattern is shifted as shown by the broken line and the dashed line in FIG.
  • the DSP 50 adds the phase compensation amount to the transmission signal of the radio unit 4 while gradually changing the phase compensation amount by 360 degrees (for example, every 180 degrees to +180 degrees).
  • the radio unit 2 measures the received signal level according to this change (4).
  • the DSP 50 gradually changes only the amplitude compensation amount Amp-coef of the transmission signal of the radio section 4 (for example, 0.1 to 0.5 to 2 times).
  • Radio unit 2 measures the received signal level in accordance with this change (6).
  • the adaptive array device measures the relative phase variation ⁇ S 34 and the relative amplitude variation Amp 34. Similarly, ⁇ 41 and ⁇ ? ⁇ 41, ⁇ 12 and Ampl2, 023 and Amp23 are measured.
  • the DSP 50 determines whether or not the measured relative phase variation and amplitude variation are appropriate using the equations (17) and (18).
  • S thre is, for example, a threshold value of about 1 degree.
  • the left side of Eq. (17) is the sum of the right sides of Eqs. (1) to (4), and should ideally be 0 (degrees). Actually, a measurement error or a measurement error due to the influence of an extraneous wave or the like may occur.
  • A_thre_rain and A_thre_max are, for example, threshold values of about 0.95 and 1.05, respectively.
  • the product in the middle of Eq. (18) is the product of the right-hand side of Eqs. (5) to (8), and should ideally be 1.
  • A_tre_min and A_tre_max It is desirable to make a decision.
  • equation (18) If equation (18) is satisfied, the adaptive array system Then, the correction values shown in the equations (9) to (16) (or (9 ') to (16')) are calculated, and the transmission signal is corrected by the DSP 50 at the time of transmission.
  • the adaptive array device when the adaptive array device receives an array on the radio unit 3 and the ferocious line unit 4 and transmits the array using the weight vector calculated at the time of receiving the array,
  • the amount of phase fluctuation at the time of transmission with respect to the time of reception occurs by ( ⁇ TX3-ARX3) in the radio unit 3 and by ( ⁇ 4 ⁇ 4) in the radio unit 4.
  • the amount of amplitude fluctuation at the time of transmission with respect to the time of reception is (ATX3 / ARX3) in radio section 3 and (ATX4 / ARX4) in radio section 4.
  • the fact that the reception level has become minimum means that the amount of phase variation in the radio units 3 and 4 has been compensated.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating an overall configuration of the wireless base station according to the embodiment.
  • the radio base station includes a baseband unit 70, a modem unit 60, a signal processing unit 50, front end units 11, 21, 31, 41, antennas 10 to 40, and a control unit 80.
  • This wireless base station is an adaptive array device that wirelessly connects mobile stations by forming an array antenna pattern by weighting the transmission and reception signals for each antenna using multiple antennas. It is installed as a wireless base station to connect PHS telephones by the TDMAZTDD (Time Division Multiple Access / Time Division Duplex) method specified in It is.
  • TDMAZTDD Time Division Multiple Access / Time Division Duplex
  • the baseband unit 70 converts a plurality of signals (baseband signals indicating voice or data) between a plurality of lines connected via the telephone switching network and the modem unit 60 so as to conform to the TDM A / TDD frame.
  • TDMA / TDD processing for multiplexing and demultiplexing is performed for each signal to be spatially multiplexed.
  • the TDMAZTDD frame has a period of 5 ms and is composed of four transmission time slots and four reception time slots that are equally divided into eight.
  • the baseband unit 70 multiplexes signals from a plurality of lines from a plurality of lines to the modem unit 60 for each TDMA / TDD frame for time division multiplexing, and further spatially multiplexes the signals. Output up to four signals to the modem unit 60 per transmission time slot for transmission. Also, the baseband unit 70 inputs up to four signals per reception time slot from the modem unit 60 to a plurality of lines from the modem unit 60, separates the time division multiplex, and outputs the signals to the plurality of lines. I do.
  • the modem unit 60 modulates a signal input from the baseband unit 70 and demodulates a signal input from the signal processing unit 50.
  • the modulation and demodulation method is ⁇ 4 shift QP SK.
  • the signal processing unit 50 is a digital signal processor, and calculates a weight vector by executing a program. In particular, in the calibration process, a correction value for compensating the transmission characteristics between the reception and transmission of the radio units 1 to 4 is calculated.
  • the front end units 11, 21, 31, and 41 convert each signal weighted by the signal processing unit 50 into an RF signal at the time of array transmission and transmit the RF signal from the antennas 10 to 40.
  • the signal from 40 is converted into a signal in the baseband area and output to the signal processing unit 50.
  • a set of the antenna 10 and the front end unit 11 is referred to as a radio unit 1.
  • the other three sets of antennas and front end units are called radio units 2 to 4, respectively.
  • the radio units 1 to 4 independently transmit and receive a desired signal or an interference signal from the signal processing unit 50 in the calibration process, respectively.
  • the desired signal or interference signal can be ⁇ Receive the array.
  • the control unit 80 controls the entire radio base station, such as switching between transmission and reception of each radio unit.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a detailed configuration of the signal processing unit 50.
  • FIG. 2 is a block diagram showing functions realized by the signal processing unit 50 (DSP) executing a program.
  • a signal processing unit 50 is composed of a user processing unit 51 a to 51 d, an adder 55 1 to 55 4, a transmission / reception switch 56 1 to 56 4, a correction value holding unit 57 0 , And a correction section 571-1574.
  • the user processing units 51a to 51d are provided corresponding to up to four user signals spatially multiplexed in each time slot.
  • Each user processing unit normally controls array reception and array transmission using all four radio units (except for the calibration processing). That is, at the time of reception, the vector is calculated from the received signals from the four radio units 1 to 4 and the switches 5 6 1 to 5 are used from the radio units 1 to 4 using this way vector.
  • a user signal is extracted by combining the reception signals input through the radio signal transmission unit 64, and the user signals weighted using the weighting factors calculated in the immediately preceding reception time slot are transmitted to the radio units 1 to 4 during transmission. Output.
  • each user processing unit controls array reception and array transmission of two antennas, and performs control of transmitting and receiving a desired signal independently from one radio unit instead of array transmission and reception. In some cases, control is performed so that interference signals are transmitted and received independently from one radio unit instead of array transmission and reception.
  • the signal processing unit 50 performs a series of processes shown in FIGS.
  • the adder 551 combines the weighted components of each user transmission signal for the radio unit 1.
  • Fig. 2 (a) when the radio unit 1 transmits data alone, When the array transmission using two antennas is performed using the radio unit 1 as in (b), the transmission signal (desired signal, interference signal, etc.) from any user processing unit is not added to the other signals. Output as is.
  • the adders 55 2 to 55 4 are the same as the adders 55 1, but differ in that they correspond to the radio units 2 to 4, respectively.
  • the correction value holding unit 570 holds the correction values (0-hose 1 to / 9-hose i_4, A-hosei-1 to A-hose 4) calculated in the calibration process.
  • the correction unit 571 transmits the signal from the adder 551 in accordance with one of the correction values held in the correction value holding unit 570 except for the calibration processing, in accordance with one of the correction values hose1 and A ⁇ 1.
  • the signal is corrected and output to the radio unit 1 via the switch 561, and in the reproduction process, the transmission signal from the adder 551 is output to the radio unit 1 via the switch 561 as it is. .
  • the phase compensation amount ⁇ and the amplitude adjustment value Amp are changed little by little to the transmission signal. give.
  • correction units 572 to 574 The same applies to the correction units 572 to 574 except that the corresponding radio unit and the correction value stored in the correction value storage unit 570 are different.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a detailed configuration of the user processing unit 51a. Since the user processing units 51b to 51d have the same configuration, the user processing unit 51a will be described as a representative here.
  • the user processing unit 5 la is composed of a byte calculation unit 53, an adder 54, a memory 55, a switch 5.6, a switch 57, a multiplier 52 1 to 52 4 and a multiplier 58. 1 to 5 84 are provided.
  • the weight calculator 53 weights and adds the received signals S1R to S4R from the radio units 1 to 4 in each symbol period in the fixed bit pattern period in the reception time slot, except for the calibration process.
  • the vector is calculated so that the error between the result obtained and the reference signal generated by the memory 55 is minimized.
  • weight vectors for array reception by two antennas are calculated in the same manner.
  • the array reception (calculation of the weight vector) with four antennas will be described. The same is true only with a decrease.
  • the weight calculation unit 53 adjusts the values of Wl (tl) to W4 (tl) in the following equation (19) so as to minimize the error e (t).
  • e (t) d (t)-(Wl (tl) * Xl '(t) + W2 (tl) * X2' (t) + 3 (tl) * X3 '(t) + W4 (t-1) * ⁇ 4 '(t))
  • t is the timing in symbol units
  • d (t) is the symbol data in the known reference signal (or training signal)
  • Wl (t-l) to W4 (tl) are The weighting factor for each antenna calculated for the previous symbol or the weighting factor calculated in the previous reception time slot
  • XK1) to X4 (t) are the received signals of antennas 10 to 40 .
  • the weight vector is adjusted as described above for each symbol, and at the beginning of the section of the reference signal in the reception time slot, the error e (t) is at the end of the section of the reference signal even if the error e (t) is large. Converges to a minimum (or converges to 0).
  • weight calculation section 53 outputs the calculated weighting factor to multipliers 52 1 to 52 4 in the symbol period in which the weighting factor in the reception time slot is calculated and in the symbol periods thereafter. In the transmission time slot, weight calculation section 53 outputs weighting coefficients calculated in the immediately preceding reception time slot to multipliers 581 to 584.
  • the memory 55 stores waveform data of a symbol sequence representing a reference signal used in a process other than the calibration process (normal communication with a mobile station), waveform data of a symbol sequence representing a desired signal used in a calibration process, And waveform data of a symbol string representing the interference signal.
  • the reference signal is read out to the byte calculation section 53 in a reception section of a known fixed bit pattern (fixed symbol) in the reception time slot in accordance with the symbol timing.
  • fixed symbols include SS (start symbol), PR (preamble), and UW (unique word) that appear at the beginning of the reception time slot.
  • the desired signal and the interference signal may be a symbol data sequence known as a PN (Pseudo random Noise) code, for example, and are desirably orthogonal to each other. If they are orthogonal to each other, the weight vector can be converged more quickly and the calculation can be performed accurately. is there.
  • the timing for example, 0.5 symbol time
  • the timing may be shifted. .
  • Each user processing unit may have the same configuration, but for convenience of explanation, it is assumed that each user processing unit performs fixed processing in the calibration processing.
  • FIG. 5 shows a list of the processing contents of each user processing unit.
  • Antl to Ant4 mean logical wireless units that are associated with the physical wireless units 1 to 4 on a one-to-one basis.
  • Figure 6 shows this correspondence. Although there may be many such correspondences, in the present embodiment, there are at least four correspondences as in cases 1 to 4 shown in FIG.
  • the user processing unit 51a causes the Antl to transmit the desired signal alone, that is, generates the desired signal and supplies it to the Antl.
  • the user processing unit 51b causes Ant2 to transmit the interference signal alone, that is, generates the interference signal and supplies it to Ant2.
  • the user processing unit 51 c controls array reception of two antennas for each of the received signals from Ant3 and Ant4, that is, calculates a bit vector.
  • the user processing unit 51 c controls the array transmission of the two antennas from Ant3 and Ant4 for the desired signal, that is, the calculated above-mentioned Weight the desired signal using the vector and supply it to Ant3 and Ant4. You. At this time, the user processing unit 51c changes the amount of phase compensation as indicated by 4 in FIG. 2 (b), and then changes the amplitude compensation amount Amp_coef as indicated by 6 in FIG. 2 (b). .
  • the user processing unit 51a acquires a single received signal at Antl. Each time the phase compensation amount ⁇ and the amplitude compensation amount Amp_coef change, the user processing unit 51b acquires a single received signal from Ant2 and its received signal level from Ant2.
  • FIGS. 8 and 9 are flowcharts showing the details of the calibration process.
  • N in the figure is a variable for counting from 1 to 4.
  • the signal processing unit 50 selects Antl to Ant4 as the logical wireless unit from the physical wireless units 1 to 4 (step 81). 82).
  • Antl is selected for single transmission and reception of the desired signal
  • Ant2 is selected for single transmission and reception of the interference signal
  • Ant3 and Ant4 are selected for array reception and array transmission.
  • the signal processing unit 50 transmits the desired signal from Ant1 and the interference signal from Ant2 (step 83).
  • Ant3 and Ant4 are used as an adaptive array device having two antennas, and an array antenna pattern is formed for the desired signal from Ant1.
  • Formation that is, the DSP 50 calculates a weight vector for separating the desired signal from the received wave in which the desired signal and the interference signal are multiplexed (step 84).
  • the desired signal to Antl and the interference signal to Ant2 are supplied from the user processing units 51a and 51b, respectively.
  • the vector for each received signal from Ant3 and Ant4 is calculated by the user processing unit 51c.
  • the calibration process is performed at this point. May be ended, and the calibration process may be started again from the beginning.
  • the signal processing unit 50 uses Ant3 and Ant4 as a two-antenna adaptive array device to perform array transmission of a desired signal using the calculated ⁇ eight vector. And switch Ant2 to single reception (Step 85). At this time, weighting by the weight vector is performed by the user processing unit 51c.
  • the signal processing unit 50 transmits the signal to Ant4 while changing the phase compensation amount once every 180 degrees to +180 degrees while keeping the values of phase 0 Ant3, amplitude A1 Ant3, and A_Ant4 fixed.
  • the received signal level in Ant2 is measured for each ⁇ (Steps 86 to 89).
  • the amount of phase compensation ⁇ at this time is added to the transmission signal input from the user processing unit 51 c through the adder 554 in the correction unit 574 shown in FIG. 4 and output to Ant 4 through the switch 564.
  • A_Ant4 A_Ant4_est * Amp_coef
  • the amplitude compensation amount Amp_coef at this time is multiplied by the transmission signal input from the user processing unit 51c through the adder 554 in the correction unit 574 shown in FIG. 4 and output to Ant4 through the switch 564.
  • the signal processing unit 50 performs the loop processing of steps 96 and 97 to generate the logical wireless units Antl to Ant4 selected from the physical wireless units 1 to 4. While changing the combination, measure ⁇ 041 and Amp41 in the second loop, measure 12 and Ampl2 in the third loop, and measure ⁇ 23 and Amp23 in the fourth loop.
  • the signal processing unit 50 determines the measured relative phase variation ( ⁇ 34, ⁇ 041, ⁇ 12, ⁇ 22) and amplitude variation (Amp34, Amp41, It is determined whether Ampl2, Amp23) is appropriate (steps 98, 99). This judgment is based on whether both the equations (17) and (18) described above are satisfied. If any of these conditions is not satisfied, the calibration process may be terminated and restarted from the beginning.
  • the signal processing unit 50 sets the phase correction value Jiose to 1 to Jiosei-4 and the amplitude correction values A_hosei_l to A_hosei_4 as already described (9 ′ ) It is calculated in accordance with the equation (16 ') (steps 100, 101). The calculated correction value is written to the correction value holding unit 570, and is used for correcting the transmission signal of each wireless unit at the time of normal array transmission other than calibration.
  • one radio transmission is performed between two radio units selected from a plurality of radio units and another radio unit. Since the transmission characteristics of the radio unit selected based on the received signal are measured, the relative transmission characteristics of each radio unit can be calculated without providing an additional device. ⁇ 2. Mobile phone>
  • the adaptive array device shown in Fig. 1 is a radio base station, and by using four antennas for transmission and reception, the relative correction value with respect to one radio unit (Calibration) could be performed within the array, but an adaptive array device that forms an array antenna pattern with two antennas and transmits / receives it.
  • a mobile phone cannot measure the above correction value by itself. . In such a mobile phone, the correction value is measured in cooperation with another measuring device.
  • the measured correction value is held, and only the transmission signal of an antenna other than the reference antenna is corrected by the correction value.
  • the adaptive array device of the present invention is a mobile phone of a mobile communication network.
  • the configuration in this case will be described first, and then the above measuring device will be described.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a main part of the mobile phone according to the embodiment of the present invention.
  • the mobile phone 200 includes a radio unit (hereinafter referred to as a radio unit A) including an antenna 210, a switching switch 213, a transmitting circuit 211, and a receiving circuit 212, an antenna 220, a switching switch 223, and a transmitting circuit 221.
  • a radio unit (hereinafter referred to as a radio unit B) comprising a reception circuit 222, a DSP 260 (broken line frame in the figure), and an external IZF250 are provided, and an array antenna pattern is formed by two antennas for transmission and reception. This is an adaptive array device.
  • the two antennas 210 and 220 may be rod-like rod antennas, planar pattern antennas, helical antennas at the rod ends, chip antennas (antennas mounted as chip components on the board), etc.
  • antenna 210 is a rod antenna
  • antenna 220 is a chip antenna.
  • the DSP 260 shown by the broken line frame actually operates according to the program, but the operation is divided into functional blocks in the figure.
  • DSP260 includes multipliers 214, 224, 215, 225, adders 230, demodulators 231, remodulators 232, memories 233, counters 234, switches 235, weight calculators 236, memories 237, and weight controllers 238.
  • Multipliers 214 and 224 weight received signals input from receiving circuits 212 and 222 by multiplying them by weight vectors Wl and W2 from weight calculation section 236, respectively.
  • Multipliers 215 and 225 weight the transmission signals input from modulation circuit 242 by multiplying them by weight vectors W1 and W2 from weight control section 238, and output the signals to transmission circuit 211 and phase shifter 240.
  • the adder 230 adds the received signals weighted by the multipliers 214 and 224.
  • Demodulation circuit 231 demodulates the received signal after addition by adder 230.
  • the demodulation result is output as a received bit string.
  • the remodulation circuit 232 remodulates the received bit string input from the demodulation circuit 231 into symbol data (symbol waveform data).
  • the memory 233 holds a reference signal table.
  • the reference signal table stores symbol data (symbol waveform data) representing a reference signal used in other than the carry-out processing (normal reception from a radio base station) and symbol data representing a desired signal used in a calibration process.
  • symbol data symbol waveform data
  • the reference signal and the desired signal are the same as those described in the radio base station.
  • the counter 234 In normal reception, the counter 234 counts the number of symbols (from 0 to 120 in? 113) in synchronization with the symbol timing from the first symbol to the last symbol in the reception time slot. This count value is used to distinguish between a fixed bit pattern symbol period and a non-symbol period. In normal reception, the symbol period from the third symbol to the 16th symbol corresponds to the period of the fixed bit pattern of SS, PR, and UW.
  • the switch 235 In normal reception, when the count value of the counter 234 indicates the symbol period of the fixed bit pattern, the switch 235 has symbol data (waveform data) representing a reference signal read from the memory 233. Is selected, and in other periods, the symbol data from the remodulation circuit 232 is selected. In the calibration process, the symbol data representing the desired signal read from the memory 233 is selected.
  • the weight calculator 236 weights the received signals input from the receiving circuits 2 12 and 2 22 in both the normal reception and the reception in the calibration process, and adds the weighted results to the received signals.
  • the vector is calculated for each symbol so as to minimize the error with the symbol data input from the switch 235.
  • the calculation of the weight vector is the same as that of the weight calculation unit 53 described above.
  • the memory 237 includes RAM and ROM, and stores the vector calculated by the byte calculator 236 and the relative correction value of the radio unit B with respect to the radio unit A.
  • This byte vector may be a vector calculated for the last symbol of the reception time slot in normal reception, and is used in the transmission time slot immediately after the reception time slot, and the desired signal is used in the calibration process.
  • the weight vector calculated by the reception of the signal is stored and used in the subsequent transmission of the desired signal.
  • the weight vectors of the radio units A and B are W1 and W2.
  • the correction value is expressed by the following equations (20) and (21), and the value measured in the calibration process is written to the ROM storage area in the memory 237 before shipment from the factory.
  • FIG. 11 shows an explanatory diagram of the correction value.
  • 0RX1 and ARX1 in the figure indicate the amount of phase change and the amount of amplitude change caused by the signal passing from the antenna 210 through the switch 213 and the receiving circuit 212, respectively.
  • ⁇ TX1 and ATX1 indicate the amount of phase variation and the amount of amplitude variation caused by the signal passing from the transmission circuit 211 and the switching switch 213 to the antenna 210, respectively.
  • eRX2 to RX4 and ARX2-ARX4 also show the same phase fluctuation and amplitude fluctuation in each radio unit.
  • ⁇ (912, Ampl2) in the above (20) and (21) means the relative phase variation and amplitude variation of the radio unit B with respect to the radio unit A, respectively.
  • weight control section 238 reads out weight vectors Wl and W2 from memory 237 in a transmission time slot and outputs them to multipliers 215 and 216. The same applies to the transmission of a desired signal in the calibration process.
  • the correction control unit 239 reads the correction value 12 and Ampl2 from the memory 237 in the transmission time slot, and outputs them to the phase shifter 240 and the amplifier 241 respectively.
  • the correction control unit 239 outputs ⁇ to the phase shifter 240 while changing ⁇ from 180 degrees to +180 degrees at the time of transmitting a desired signal, and outputs Amp to the phaser 240 gradually, for example (eg, 0.5 Output to the amplifier 241 while changing it.
  • the phase shifter 240 corrects the phase of the transmission signal input from the multiplier 225 by the correction value input from the correction control unit 239.
  • the amplifier 241 corrects the amplitude of the transmission signal input from the phase shifter 240 by the correction value Ampl2 input from the correction control unit 239, and outputs it to the transmission circuit 221.
  • the modulation circuit 242 modulates a bit sequence to be transmitted in normal transmission, and (Symbol data) is generated.
  • the external I / F 250 is a connector connected to the I / O port of the DSP 260 and the port of the memory of the DSP 260 (including the memories 233 and 237). Provided on a substrate.
  • the external I / F 250 is connected to an external measurement device in the calibration process, and is used for input / output of various commands and their responses, programs, and data.
  • an array antenna pattern is formed using the weight vector calculated in the reception time slot, received, and the weight is stored in the memory 237.
  • the vector is stored, and an array antenna pattern is formed using the weight vector stored in the immediately following transmission time slot and transmitted.
  • the correction control unit 239 corrects the transmission signal to the radio unit B using the correction value ⁇ 12 and Ampl2 stored in the memory 237.
  • correction can be made so that the array antenna pattern at the time of reception and the array antenna pattern at the time of transmission do not shift.
  • the difference between the phase and amplitude fluctuation characteristics of the radio unit A and the radio unit B can be corrected by simply correcting the transmission signal of the radio unit B without correcting the reference transmission signal of the radio unit A.
  • the directivity at the time of transmission can be matched.
  • the provision of the external IZF 250 allows the above correction value to be easily measured by performing a calibration process under the control of an external measuring device.
  • the mobile phone 200 Since Ampl2 and Ampl2 have the same physical quantity as the vector, the mobile phone 200 stores the correction weight vector representing ⁇ 12 and Ampl2 in the memory 2337, and stores the phaser 240 and the amplifier. A configuration including a multiplier instead of 241 may be employed.
  • the correction units 571 to 574 shown in FIG. 4 are also circuits equivalent to the phase shifter 240 and the amplifier 241 or circuits equivalent to the multiplier, respectively.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a measuring device for measuring (calibrating) the correction value of the mobile phone in FIG. 10 and a mobile phone.
  • the measuring device consists of a transmitting / receiving device 301, a transmitting device 302, a timing adjuster 331, a control PC 330, a clock generation circuit 3332, and an I / F unit 3333.
  • a switch 315 is provided to receive a desired signal transmitted from the mobile phone 200 after transmitting the interference signal.
  • the transmission circuit 311 transmits the interference signal input from the signal selection unit 312 from the antenna 310 via the switch 315.
  • the signal selection unit 312 stores a symbol data sequence of a plurality of interference signals, selects one, and outputs the selected one to the transmission circuit 311.
  • the plurality of interference signals are a first interference signal composed of a PN code and a second interference signal composed of a known code string including a fixed pit pattern (SS, PR, UW) which is the same as a normal transmission time slot.
  • the selection of the interference signal depends on the instruction of the control PC 330.
  • the receiving circuit 313 receives a transmission signal from the mobile phone 200 to the transmitting / receiving device 301 via the antenna 310 and the switch 315.
  • the level measuring section 314 measures the reception signal level of the reception signal by the reception circuit 313 and notifies the control PC 330 of the measured reception signal level.
  • the transmitting apparatus 302 has an antenna 320, a transmitting circuit 321 and a signal selecting section 322 to transmit a desired signal, in order to play the role of Ant1 shown in FIG.
  • the transmission circuit 321 transmits a desired signal input from the signal selection unit 322 from the antenna 322 via the switch 325.
  • the signal selection unit 3222 stores the symbol data strings of a plurality of desired signals, selects one of them, and outputs it to the transmission circuit 3221.
  • the plurality of desired signals are orthogonal to the first interference signal It includes a first desired signal composed of a PN code and a second desired signal composed of a known code string including the same fixed bit pattern (SS, PR, UW) as a normal transmission time slot.
  • the selection of the desired signal is performed according to an instruction from the control PC 330.
  • the evening adjustment controller 3 3 1 is input from the signal selection unit 3 2 2.
  • the output clock signal (symbol clock) is directly output to the transmission / reception device 301, and when the second interference signal and the second desired signal are selected by the signal selection unit 3222, respectively, the signal selection unit 3222
  • the input clock signal is delayed by, for example, 0.5 symbol time, and output to the transmitting / receiving device 301, to the transmitting / receiving device 301.
  • the reason for the delay is that the second interference signal and the second desired signal include the same fixed bit pattern (SS, PR, UW, etc.). That is, it is to facilitate separation of a desired signal in the mobile phone 200.
  • the timing adjuster 331 is not delayed, but may be delayed to simplify the configuration.
  • the control PC 330 transmits and receives the transmission / reception device 301 so as to measure the correction value of the radio unit B based on the radio unit A of the mobile phone 200, similarly to the calibration process shown in FIG.
  • the 1 / part 33 33 is an interface connected to the external IZF 250 inside the mobile phone 200 and for inputting and outputting commands and data to and from the mobile phone 200.
  • FIG. 13 shows an external view and an example of a physical connection between the measurement apparatus and the mobile phone 200.
  • the mobile phone 200 shows only the board without the housing, and the I / F section 3333 is a connector that fits into the external I / F 250 on the board.
  • the transmitting / receiving device 301 and the transmitting device 302 can be configured by a general signal generator. Alternatively, the transmitting / receiving device 301 and the transmitting device 302 may be configured by modifying a wireless base station or a mobile phone.
  • the external IZF 250 may not be a connector but may be a plurality of pads provided on a substrate.
  • the I / F section 3 3 3 has a probe connected to multiple pads. do it.
  • the measurement device and the mobile phone shown in FIG. 13 be placed in an electromagnetically shielded environment such as an anechoic chamber during the calibration process.
  • FIG. 14 and FIG. 15 are flowcharts showing the calibration process executed under the control of the control PC 330.
  • This figure shows the processing basically the same as those in Fig. 8 and Fig. 9, but the entity that executes each step is different.
  • (PC ⁇ K) indicates a step triggered by an instruction (command) or data from the control PC 330 to the mobile phone 200
  • (PC ⁇ T) indicates a step from the control PC 330 to the transmitting / receiving device 301 or the transmitting device 302.
  • a step triggered by an instruction (command) or data, and (PC) means a step to be processed in the control PC 330.
  • n is a variable for counting from 1 to 2.
  • control PC 330 uses Ant3 and Ant4 as an adaptive array device having two antennas to form an array antenna pattern with respect to a desired signal from Antl, that is, from a reception wave in which a desired signal and an interference signal are multiplexed.
  • the mobile phone 200 is instructed to calculate a weight vector for separating a desired signal.
  • weight calculation section 236 of mobile phone 200 calculates a weight vector for receiving the first desired signal (step 184).
  • the mobile phone 200 sends the control PC 330 Notifying that, the control PC 330 ends the calibration process at this point and starts the calibration process again from the beginning. You may start.
  • control PC 330 uses Ant3 and Ant4 as an adaptive array device with two antennas to transmit a desired signal using the calculated eight vectors. And instruct Ant2 (transmitter / receiver 301) to receive the desired signal.
  • Ant3 transmitter / receiver 301
  • the mobile phone 200 forms an array antenna pattern with the null pointing toward the transmitting device 302 and performs array transmission of the desired signal (step 185).
  • the C330 changes the phase compensation amount ⁇ ⁇ 9 from 180 ° to + 180 ° every 1 degree while keeping the values of the phase Ant3, amplitude A-Ant3, and A_Ant4 fixed, and the phase amount to the Ant4 transmission signal.
  • the complementary amount ⁇ S is added to the transmission signal from the multiplier 225 by the correction control unit 239 and the phase shifter 240 shown in FIG.
  • A_Ant4 A_Ant4_est * Amp_coef
  • gradually changing for example, 0.05 in the range of 0.5 to 2
  • the measurement result is obtained by instructing the transmission / reception device 301, and stored in the internal memory (steps 191 to 194)
  • control PC 330 exchanges Ant3 and Ant4, that is, sets Ant3 as the radio unit B and Ant4 as the radio unit A (steps 196 and 197) and performs the same processing (steps 183- Perform 1 9 5).
  • steps 187 and 192 the phase shifter 240 and the amplifier 241 in the mobile phone 200 do not change the phase and amplitude, and the weight control section 238 performs the above ⁇ ⁇ Calculate the weight vector by adding A_coef to the weight vector W 2, and weight using the weight vector calculated by the multiplier 215.
  • the relative correction value of the wireless unit A with respect to the wireless unit B, 92 Amp21 is measured.
  • This correction value is not used in the mobile phone 200, but is used to determine the following correction value ⁇ »12, Ampl2, for validity.
  • control PC 330 determines whether or not the measured relative phase variation ( ⁇ ⁇ 12, ⁇ 21) and amplitude variation (Ampl2, Amp21) are appropriate (steps 198, 1 9 9). This determination is based on whether or not the following equations (22) and (23) are both satisfied. This equation is the same except that equations (17) and (18) are binomial.
  • control PC 330 does not satisfy any one of the equations (22) and (23), the calibration processing may be terminated and started again from the beginning. In that case, it is desirable to change the conditions such as changing the desired signal and the interference signal.
  • the control PC 330 instructs the mobile phone 200 to write the correction value ⁇ 012 and Ampl2 to the memory 237 ( Step 200).
  • the memory 237 of the mobile phone 200 stores the correction value ⁇ ⁇ 912 and Ampl2.
  • the relative correction value of the wireless unit B with respect to the wireless unit A in the mobile phone 200 is measured, and the correction value is stored in the mobile phone 200. Set.
  • the relative phase variation and amplitude variation were measured for all four radio units, but the correction value for each radio unit was calculated based on the number of all radio units. It suffices to measure the relative phase variation and amplitude variation for one less radio unit. For example, it is sufficient to measure cases 1 to 3 shown in Fig. 6. This is because the correction value is a relative value based on one radio unit, and the radio unit serving as a reference need not be corrected.
  • the relative phase variation and amplitude variation are measured for all the radio units because the validity of the phase variation and amplitude variation by the equations (17) and (18) is used. This is for determining.
  • the vector used for array transmission by Ant3 and Ant4 in Fig. 2 (b) may not be the one calculated by array reception in Fig. 2 (a).
  • the weight vector used in the previous calibration process may be stored in the memory and used, or the vector having the property of turning null to Ant2 may be obtained from the outside. It may be stored in advance. In this case, the processing of FIG. 2A can be omitted. .
  • the weight vector that directs forced null to Ant2 in Fig. 2 (a) may be calculated.
  • Force null refers to pointing null in a particular direction.
  • ⁇ and A_Arap when the reception signal level in Ant2 is minimized were determined as ⁇ 034 and Amp34.
  • ⁇ and A-Amp when the received signal level at Antl becomes the maximum may be set to ⁇ 34 and Amp34. This is because the array antenna pattern in Fig. 2 (b) is formed so that the maximum gain is obtained for Antl.
  • the correction value holding unit 570 also holds the phase fluctuation amount and the amplitude fluctuation amount of each radio unit, and partially updates the comparison Z with the newly measured phase fluctuation amount and amplitude fluctuation amount. It may be. If the comparison result is significantly different (greater than or equal to the threshold value), the calibration processing may be performed for all wireless units.
  • the signal processing section 50 controls almost all of the calibration processing.
  • the signal processing section 50 may be shared with the control section 80.
  • a known signal such as an unmodulated signal may be transmitted from the transmitting side to the receiving side, and the amount of phase variation and the amount of amplitude variation may be measured from the signal input to the signal processing unit 50 from the wireless unit on the receiving side.
  • the main part of the present invention in the adaptive array device as a radio base station is a signal processing unit 50 provided in the adaptive array device, that is, a digital signal processor.
  • a signal processing unit 50 provided in the adaptive array device, that is, a digital signal processor. This is achieved by executing a program.
  • This program is stored in the PROM, EEPROM or RAM, upgraded by ROM exchange, downloaded to the EEPROM or RAM via a program recording medium, network or telephone line, and sent to a digital signal. Can be read by the processor.
  • the mobile phone 200 does not include the correction control unit 239, the phase shifter 240, and the amplifier 241 but has the functions of the weight control unit 238 and the multiplier 2 It may be configured to be realized by 25.
  • the light control unit 238 sends the weight vector W2 to the weight vector W2 by adding the correction value ⁇ 012 and Ampl2.
  • the multiplier 225 may be configured to calculate the weight vector and weight the calculated weight vector in the multiplier 225. This is because the weight vector is a physical quantity equivalent to phase and amplitude in the first place. Further, in this case, either of the radio units A and B may be used as a reference. Further, since the functions realized by the DSP 260 are shown in the broken lines in FIG. 10, the configuration of the embodiment and the above configuration are substantially the same and can be easily realized. .
  • Steps 8 7 and 8 8 in Fig. 8 and 1 8 7 and 1 8 8 in Fig. 14 respectively set the phase and amplitude to a fixed step size (the phase ranges from 180 degrees to 180 degrees).
  • the received signal level is measured sequentially while changing the amplitude magnification from 0.50 to 2.00 in increments of 0.5 at a time. For example, measure at 90 degrees for the phase and 0.5 for the amplitude), find the phase amount and amplitude magnification at which the reception level is minimal, and then find the second phase that includes the found phase amount and amplitude magnification.
  • the received signal level may be measured while changing in small steps (for example, 1 degree, 0.05) in the range of. As a result, the time for the calibration process can be reduced.
  • the mobile phone 200 includes two wireless units, but may be configured to include three or more wireless units.
  • the antenna mounting may be selectively combined from a rod antenna, a pattern antenna, and a chip antenna.
  • the measuring device measures a correction value for each of the radio units other than the reference one radio unit with respect to the reference radio unit, and the mobile phone corrects each transmission signal other than the reference radio unit. What is necessary is just to comprise. In this case, any of the radio units can be used as a reference for the above-mentioned reason (8).
  • correction values are measured in steps 182 to 192 for each of the reference radio section and the radio section to be measured, and thereafter, step 9 in Fig. 9 is performed. The validity of the measured correction value may be determined in the same manner as in 8, 9 and 9. .
  • the configuration can be such that the calibration processing is performed by the portable telephone alone as in the wireless base station in the embodiment.
  • a configuration may be adopted in which a calibration processing program is downloaded from an external device to the memory in the mobile phone via the external I-F 250, and is deleted after measurement. Further, the program may be left in a memory (stored in a ROM). When stored in the ROM, the calibration process can be performed by a user operation after shipment, and the aging of the wireless unit can be absorbed.
  • control PC 330 controls the mobile phone 200, the transmission / reception device 301, and the transmission device 302 as the main body of the calibration process, but the control PC 330 controls the external I ZF 250 of the mobile phone 200.
  • a program for performing the calibration process via the mobile phone may be downloaded to a memory inside the mobile phone 200 so that the mobile phone 200 becomes a main control unit.
  • commands and data are input and output to and from the control PC 330 via the external IZF 250.However, commands, data, and programs are input and output via the wireless unit, and the DSP 260 interprets the commands. It may be configured to execute a program. In this case, the cost can be reduced because there is no need to provide the external IZF 250.
  • the relative phase variation and the amplitude variation of the antenna in the adaptive array are used as correction values.
  • it is suitable for adaptive array devices used for wireless base stations of mobile phones, array transmission, and array receiving radio equipment.

Description

明 細 書
キャリブレーション装置、 ァダプティブアレー装置、 キャリブレーション方 法、 プログラム記録媒体及ぴプログラム 技術分野
本発明は、 無線通信するァダプティブアレー装置において複数の無線系統にお ける送信系と受信系との間の特性差を測定するキヤリブレーシヨン装置、 ァダプ ティブアレー装置、 キャリブレーション方法、 及びコンピュータ読み取り可能な プログラムを記憶するプログラム記録媒体、 プログラムに関する。 背景技術
近年、 P H S、 携帯電話等の移動局の増加に伴い、 周波数資源の有効利用に対 する社会的要請が高まっている。 この要請に応える通信方式の 1つに空間多重方 式がある。
空間多重方式とは、 ァダプティブアレー装置を用いて複数の移動局に対して互 いに異なる指向性パターン （アレーアンテナパターンと呼ぶ） を形成することに より、 同じ周波数で同時刻に複数の移動局の送受信信号を多重して通信する方式 である。
ァダプテイブアレー装置は、 アンテナと送信部と受信部とからなる無線部を複 数備え、 各無線部に入出力される受信信号及び送信信号の振幅と位相とを調整す ることによりアンテナ全体として指向性パターン （ァレーアンテナパターンと呼 ばれる。 ） を形成する装置である。 アレーアンテナパターンは、 各無線部に入出 力される受信信号及び送信信号に対して、 振幅と位相を調整するための重み係数 (ウェイトベクトルともいう） により重み付けすることにより形成される。 ゥェ イ トベク トルの算出は、 ァダプティブアレー装置内の D S P (Digital Signal Processor) により行なわれる。
携帯電話システムにァダプティブアレーを適用する場合は、 携帯電話機側では 大きさ、 アンテナ など物理的な制約があるので、 携帯 B話機側では指向性パ夕 —ンを制御することなく、 無線基地局側において受信時と送信時の両方で指向性 パターンを形成している。 すなわち、 無線基地局では、 受信時に最適に形成され たアレーアンテナパターンと同じァレーアンテナパターンを送信時にも形成する ようにしている。
ところが、 受信時に算出されたゥ イ トベクトルを送信時に使用しても、 送信 と受信とで実際には同じアレーアンテナンパターンが形成されるとは限らない。 これは各無線部における送信部と受信部の伝送特性が異なるためである。 送信部 と受信部の伝送特性が異なるのは、 物理的に別回路でありこと、 回路素子の特性 のばらつきが内在すること等に起因する。 回路素子の特性のばらつきは、 特に受 信部内の L NA (ローノイズアンプ） や送信部内の H P A (ハイパワーアンプ） などにおいて、 個体差や使用環境下での温度変化などにより生じる。 これらに起 因して、 送信部と受信部とで信号が通過したときに生じる位相回転量や振幅変動 量などの伝送特性が異なつてしまう。
受信部と送信部との伝送特性の差は、 受信時と送信時とでアレーアンテナバタ ーンの誤差に直接影響してしまう。 このため、 送信部と受信部との伝送特性差を 求めて、 その伝送特性差を補償するためキャリブレーションを行なう必要がある。 例えば、 特開平 1 1一 3 1 2 9 1 7号 「アレーアンテナ装置」 に、 キヤリブレー シヨン方法などがある。
このアレーアンテナ装置は、 キャリブレーション用希望信号発生手段と、 キヤ リブレーション用干渉信号発生手段と、 キヤリブレーション用干渉信号の電力を 制御する電力制御手段と、 キャリブレーション用希望信号と電力制御されたキヤ リプレーション用干渉信号とを合成する合成手段と、 合成信号を各ァンテナに分 配する分配手段とを付加装置として備え、 受信系の伝送特性を補償するよう構成 される。
しかしながら、 従来技術によれば、 無線部個別に送信回路と受信回路との伝送 特性の差を測定するための上記付加装置をァダプティブアレー装置内に備える必 要があり、 回路規模が増大するという問題があった。 言い換えれば、 通常の通信 では必要のないキャリブレーション用の回路を備えなければならないので回路規 摸が増大していたという問題があった。 発明の開示
本発明は上記課題に鑑み、 測定対象の装置内に付加装置を設けることなくキヤ リプレーシヨンを行うキャリブレーション装置、 ァダプティブアレー装置、 キヤ リプレーシヨン方法、 プログラム記録媒体およびプログラムを提供することを目 的とする。
上記目的を達成するため、 本発明のキャリブレーション装置は、 アレーアンテ ナパターンを形成して無線通信するため送信部と受信部とアンテナとからなる第 1、 第 2無線部を含む少なくとも 2つの無線部を有する無線端末を対象として、 その補正値を測定するキャリブレーション装置であって、 第 1、 第 2アンテナと、 第 1アンテナに対して指向性を向けかつ第 2アンテナに対してヌルを向けるゥェ ィ トべクトルを用いて、 第 1及び第 2無線部においてアレーアンテナパターンを 形成して信号を送信させる制御手段と、 第 1又は第 2アンテナによる受信信号レ ベルに基づいて、 第 1無線部と第 2無線部との間の相対的な伝送特性を測定する 測定手段とを備える。
この構成によれぼ、 対象となる無線端末が本来備えている第 1、 第 2無線部に アレーアンテナパターンを形成して送信させ、 第 1又は第 2アンテナにおける受 信信号レベルから第 1無線部と第 2無線部との間の相対的な伝送特性を測定する ので、 測定対象の無線端末内にキャリブレーション用の付加装置を設けることな くキヤリブレーションを行うできるという効果がある。
ここで、 前記制御手段は、 第 1及び第 2無線部による前記送信中に第 2無線部 の送信信号の位相と振幅とを変化させ、 前記測定手段は、 前記変化中に第 2アン テナによる受信信号レベルが最小になったときの前記位相と振幅の値とに基づい て、 前記伝送特性として位相変動量と、 振幅変動量とを測定するように構成して もよい。
この構成によれば、 第 1及び第 2無線部による前記送信中に第 2無線部の送信 信号のみ位相と振幅とを変化させて、 ヌル方向が第 2アンテナの方向に一致させ ることにより、 位相変動量と、 振幅変動量とを求めることができる。
また、 キャリブレーション装置は、 さらに第 1アンテナから所望信号を、 第 2 アンテナから妨害信号を同一周波数上で送信する送信手段を備え、 前記制御手段 は、 第 1及び第 2無線部において妨害信号を除去して所望信号を受信するための ウェイ トべクトルを前記無線端末に算出させた後、 算出されたゥヱイトベクトル を用いて前記信号を送信させるように構成してもよい。
この構成によれば、 受信時のアレーアンテナパターンのヌル方向と、 送信時の アレーアンテナパターンのヌル方向とを正確に一致させることができる。
また、 本発明のァダプティブアレー装置は、 送信部と受信部とアンテナとから なる無線部を複数備えるァダプティプアレー装置であつて、 複数の無線部から無 線部を選択する選択手段と、 選択された無線部と選択されなかった無線部との間 で信号を送信させ、 その受信信号に基づいて選択された無線部の伝送特性を測定 する制御手段とを備える。
この構成によれば、 選択された無線部と選択されなかった無線部との間で信号 を送信させて、 その受信信号に基づいて選択された無線部の伝送特性を測定する ので、 付加回路を追加することなく伝送特性を測定することができるという効果 がある。 さらに、 選択された無線部が 1つである場合には、 その無線部の伝送特 性を測定することができ、 また、 選択された無線部が 2つである場合には、 2つ の無線部の相対的な伝送特性 （つまり相対的な伝送特性） を測定することができ る。
前記選択手段は、 制御手段による測定後に異なる無線部を選択し、 前記制御手 段は、 無線部毎に測定した伝送特性に基づいて無線部毎の補正値を算出するよう に構成してもよい。
この構成によれば、 上記効果に加えて、 選択手段が無線部のそれぞれを順次選 択することにより、 無線部毎の伝送特性を測定し、 測定結果から無線部毎の補正 値を算出することができる。 、 - 前記選択手段は 2つの無線部を選択し、 選択された 2つの無線部は、 選択され なかった 1つの無線部のアンテナにヌルを向けたァレーアンテナパターンを形成 して前記信号を送信するとともに、 前記 2つの無線部のうちの一方の無線部の位 相及び振幅の少なくとも一方を変化させ、 前記制御手段は、 変化中に、 ヌルを向 けられた無線部における受信信号レベルが最小になったときの前記位相及び振幅 の少なくとも一方を前記伝送特性とするように構成してもよい。 この構成によれば、 上記効果に加えて、 1つの無線部のアンテナにヌルを向け たアレーアンテナパターンを選択された無線部が形成することにより、 受信時の ヌルと送信時のヌルとを一致させて （つまり受信信号レベルが最小になったと き） 位相及び振幅の少なくとも一方を測定するので、 送信時のアレーアンテナパ ターンをずれを容易に測定することができる。
また、 前記選択された 2つの無線部は、 選択されなかった無線部の 1つから送 信された信号を排除するようアレー受信したときのウェイ トべクトルを用いるこ とにより、 前記ヌルを向けたアレーアンテナパターンを形成するように構成して もよい。
この構成によれば、 上記効果に加えて、 アレー受信したときのゥヱイ トべクト ルをアレー送信にそのまま利用するにより、 ヌルを向けたアレーアンテナパター ンを容易に形成することができる。
また、 本発明のァダプティブアレー装置は、 送信部と受信部とアンテナとから なる無線部を複数備えるァダプティプアレー装置であつて、 複数の無線部から 4 つの無線部を第 1〜第 4無線部として選択する選択手段と、 第 1無線部のアンテ ナに対して指向性を向けかつ第 2無線部のアンテナに対してヌルを向けるゥヱイ トベクトルを用いて、 第 3及び第 4無線部にアレー送信させ、 第 1又は第 2無線 部による受信信号レベルに基づいて、 第 3無線部と第 4無線部との間の相対的な 伝送特性を測定する制御手段とを備える。
この構成によれば、 付加回路を追加することなく、 選択された第 3、 第 4無線 部にアレー送信させて、 その受信信号に基づいて相対的な伝送特性を測定するこ とができるという効果がある。
前記選択手段は、 各無線部を一度ずつ第 4無線部として複数回選択し、 前記制 - 御手段は、 各無線部について測定された相対的な伝送特性を基に、 1つの無線部 を基準とする相対的な補正値を無線部毎に算出するように構成してもよい。 この構成によれば、 上記効果に加えて、 1つの無線部を基準とする相対的な捕 正値を無線部毎に算出することができる。
前記制御手段は、 さらに、 無線部毎の相対的な伝送特性の総和又は積が所定範 囲内にあるか否かにより伝送特性の正当性を判定する構成としてもよい。 この構成によれば、 無線部毎の伝送特性の相対性を利用することにより、 測定 された伝送特性の正当性を容易に判定することができる。 正当でない補正値を使 用することを回避することができる。
また、 本発明のキャリブレーション方法は、 送信部と受信部とアンテナとから なる無線部を複数備えるァダプティブアレー装置におけるキャリブレーション方 法であって、 複数の無線部から無線部を選択する選択ステップと、 選択された無 線部と選択されなかった無線部との間で信号を送信させ、 その受信信号に基づい て選択された無線部の伝送特性を測定するステップとを有する。
この構成によれば、 付加装置を設けなくても無線部の伝送特性を測定すること ができる。
また、 本発明のプログラム記録媒体は、 送信部と受信部とアンテナとからなる 無線部を複数備えるァダプティブアレー装置内のコンピュータに読み取り可能な プログラムを記憶する記録媒体であって、 複数の無線部から無線部を選択する選 択ステップと、 選択された無線部と選択されなかった無線部との間で信号を送信 させ、 その受信信号に基づいて選択された無線部の伝送特性を測定するステップ とコンピュータに実行させるプログラムを記憶する。
このプログラムを読み取ったァダプティブァレー装置内のコンピュータは、 付 加装置をなしで無線部の伝送特性を測定することができる。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の実施の形態におけるァダプティブァレ一装置の主要部の概略 構成を示す図である。
図 2は、 相対的な位相変動量 Δ (9 34、 振幅変動量 Amp34を測定する場合のァダ プティプアレー装置の概略動作を示す説明図である。
図 3は、 無線基地局の全体構成を示すブロック図である。
図 4は、 信号処理部 5 0の詳細な構成を示すブロック図である。
図 5は、 各ユーザ処理部の処理内容の一覧を示す図である。
図 6は、 物理的な無線部 1〜無線部 4と論理的な無線部 Antl〜Ant4 との対応 関係を示す図である。 図 7は、 ユーザ処理部 51 aの詳細な構成を示すブロック図である。
図 8は、 キヤリブレーシヨン処理の内容を示すフローチヤ一トである。
図 9は、 キヤリブレーシヨン処理の続きを示すフローチャートである。
図 10は、 本発明の実施の形態における携帯電話機の主要部の構成を示すプロ ック図である。
図 1 1は、 相対的な補正値の説明図である。
図 12は、 携帯電話機の補正値を測定する測定装置の構成及び携帯電話機を示 すブロック図である。
図 13は、 本測定装置と携帯電話機 200との外観及び物理的な接続例を示す c 図 14は、 制御 PC 330によるキャリブレーション処理の内容を示すフロー チャートである。
図 15は、 制御 PC 330による.キャリブレーション処理を続きを示すフロー チャートである。 発明を実施するための最良の形態
本発明の実施の形態における無線基地局、 携帯電話機、 測定装置について次の 順に説明する。
1. 無線基地局
1. 1. 概要 >
1. 1. 1 概略構成
1. 1. 2 概略動作
1. 1. 3 捕捉説明
1. 2. 無線基地局の構成
1. 2. 1 信号処理部の構成
1. 2. 2 ユーザ処理部の構成
1. 2. 3 キャリブレーション処理
2. 携帯電話機 -
2. 1 構成
3. 測定装置 3. 1 構成
3. 2 キャリブレーション処理
4 その他の変形例
< 1. 無線基地局 >
< 1. 1. 概要 >
本発明の実施の形態におけるァダプティブアレー装置が移動体通信網の無線基 地局である場合の概要を説明する。
< 1. 1. 1 概略構成 >
図 1は、 本発明の実施の形態におけるァダプティプアレー装置の主要部の概略 構成を示す図である。
同図に示すように、 ァダプティブアレー装置は、 無線部 1〜無線部 4と DSP
(デジタル信号プロセッサ） 50とを備える。 DS P 50は便宜上 4つ図示して あるが実際には 1つでよい。 このァダプティブアレー装置は、 自装置単独で補正 値を測定し、 通常の通信時には測定した補正値を用いて通信を行なう。 言い換え れば、 測定装置を兼用している。
無線部 1は、 アンテナ 10、 送信部 1 1 1 (図中の TX 1) 、 受信部 1 12
(RX 1) 、 アンテナスィツチ 1 13 (SW1) からなる。 無線部 2〜無線部 4 も同様の構成である。
図中の S 1、 ARX1 は、 アンテナ 10、 アンテナスィッチ 1 13及び受信部 1 12を信号が通過したことにより生じる位相変動量、 振幅変動量をそれぞれ示す c 0TX1、 ATX1 は、 送信部 1 1 1、 スィッチ 1 13及びアンテナ 10を信号が通過 したことにより生じる位相変動量、 振幅変動量をそれぞれ示す。 eRX2〜SRX4、 ARX2〜ARX4 も、 それぞれの無線部における同様の位相変動量、 振幅変動量を示 す。
また、 Δ 12、 Ampl2 は、 無線部 1を基準にした無線部 2の相対的な位相変動 量、 振幅変動量をそれぞれ示す。 Δ / 23、 Δ 34、 Δ ^41、 Amp23、 Amp34、 Amp41 も同様の相対的な位相変動量、 振幅変動量を示す。 これらは次の （1) ~
(8) 式により表される。
(1) Δ 012=((^TX1-^RX1)-(0TX2-0RX2)) (2) Δ ^ 23= ( ( (9 TX2- Θ RX2) - ( θ TX3- Θ RX3) )
(3) Δ ^ 34= ( ( (9 ΤΧ3- θ RX3) - ( θ ΤΧ4- θ RX4) )
(4) Δ
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RX4) - ( (9 ΤΧ 1 - (9 RX 1 ) )
(5) Ampl 2= ( (ATX1/ARX1) / (ATX2/ARX2) )
(6) Amp23= ( (ATX2/ARX2) / (ATX3/ARX3) )
( 7 ) Amp34= ( (ATX3/ARX3) / (ATX4/ARX4) )
(8) Amp41 =( (ATX4/ARX4) / (ATX1/ARX1) ) .
本ァダプティプアレー装置は、 無線部 1〜無線部 4内で既知の信号をァレー送 受信し、 位相量と振幅量とを変化させながらアレーアンテナパターンを送信と受 信とで一致させるような調整値を求めることにより、 上記 （a) 〜 （h) 式に示 した相対的な位相変動量、 振幅変動量を検出し、 位相変動量、 振幅変動量を補償 するための補正値を決定する。 この補正値は次の （9) 〜 (17) の式により表さ れる。
(9) hoseし 0
(10) hosei_2=A QM
(11) hoseし 3= Δ ^23
(12) ^_ osei_4=A ^ 12+Δ ^ 23+Δ 034
(13) AJiosei— 1=1
(14) A_hosei_2=Ampl2
(15) A_hosei_3=Ampl2*Amp23
(16) A_hose i _4=Amp 12*Amp23+Amp34
hosei_x、 A— hoseし xは無線部 x (xは 1から 4) の送信時の送信信号に対 する補正値である。
上記の補正値は、 無線部 1を基準にした相対的な補正値になっている。 補正値 がこのように相対的な値でよいのは、 受信時の無線部の位相変動量の比及び振幅 変動量の比が、 送信時にも等しければ、 受信時に算出されたゥヱイ トベクトルを 用いたときに受信時のァレーアンテナパターンと同じアレーアンテナパターンが 得られるからである。
また、 （9) 〜 （16) 式では無線部 1を基準にしたが、 どの無線部を基準にし てもよい。 無線部 3を基準にすれば、 位相補正値は （9') ~ (12') 、 振幅補正 値は （12') 〜 （16，） により表される。
(9 ') hosei一 1=Δ 0 041
(10') hoseし 2= Δ 034+ Δ 041+ Δ S 12
(1Γ) ^_hosei_3=0
(12') — hosei— 4=Δ ^34
(13') A— hoseし l=Amp34*Amp41
(14' ) A_hose i _2=Amp34*Amp41 *Ampl 2
(15') A— hoseし 3=1.
(16 ') A_hosei_4=Amp34
< 1. 1. 2 概略動作 >
次に、 相対的な位相変動量、 振幅変動量の概略の測定方法について説明する。 図 2 (a) (b) は、 （3) (7) 式に示した Δ 34、 Amp34 を測定する場合 のァダプティプアレー装置の概略動作を示す説明図である。
同図 （a) において、 無線部 1は単独で所望信号を、 無線部 2は単独で干渉信 号波を同じ周波数上でそれぞれ送信する （図中の①） 。 所望信号、 干渉信号は異 なる既知のデータ列を表す。
一方、 無線部 3及び無線部 4は、 2アンテナのァダプティブアレー装置として 無線部 1に対してアレーアンテナパターンを形成して所望信号を受信する （②） 。 すなわち、 DSP 50は、 所望信号波と干渉信号波とが多重された受信波から、 所望信号を分離するためのゥヱイ トべクトルを算出する。
図 2 (b) において各無線部は送信と受信とを入れ替える。 つまり、 無線部 3、 4は、 2アンテナのァダプティブアレー装置として、 アレー受信時に算出された ウェイ トベク トルを用いて所望信号をアレー送信する （③） 。
このアレー送信におけるアレーアンテナパターンは、 無線部 3、 無線部 4内部 の送信部の位相変動量及び振幅変動量と、 受信部のそれらとが等しければ、 同図 (b) の実線で示したように、 アレー受信時と同じアレーアンテナパターンが得 られるはずであり、 無綠部 2には指向性が向けられ、 無線部 3にはヌル （電波が 届かない又は届きにくい点又は方向） が向けられる。 実際には、 送信部と受信部とで位相変動量及び振幅変動量が等しくはないので、 同図の破線や一点鎖線で示すように、 アレーアンテナパターンのずれが生じてし まつ。
そこで、 D S P 5 0は無線部 4の送信信号に位相補償量 を 3 6 0度徐々に (例えば一 1 8 0度〜 + 1 8 0度まで 1度ずつ） 変化させながら加える。 一方、 無線部 2はこの変化に合せて受信信号レベルを測定する （④） 。 この受信信号レ ベルが最小になったときの位相補償量 Δ )9は、 Δ 34= ( S TX3- Θ RX3) - ( θ TX4 - Θ RX4) )に等しい。 よって、 このときの位相補償量 Δ 0を Δ と決定する （⑤） 。 さらに、 D S P 5 0は無線部 4の送信信号の振幅補償量 Amp一 coef のみを徐々 に （例えば、 0. 5〜2倍程度まで 0. 1 ずつ） 変化させる。 無線部 2はこの変化に 合せて受信信号レベルを測定する （⑥） 。 この受信信号レベルが最小になったと きの振幅補償量 Amp_coef は、 Amp34= ( (ATX3/ARX3)バ ATX4/ARX4) )に等しい。 よつ て、 このときの Amp— coef を Amp34と決定する （⑦） 。
このようにして、 ァダプティブアレー装置は相対的な位相変動量 Δ S 34 と、 相対的な振幅変動量 Amp34とを測定する。 同様にして、 Δ 41および Αι?ρ41、 Θ 12および Ampl2、 0 23および Amp23を測定する。
さらに、 D S P 5 0は、 測定した相対的な位相変動量と振幅変動量とが適切で あるか否かを （17) 、 (18) 式により判定する。
(17) I Δ /9 12+ Δ ^ 23+ Δ ^ 34+ Δ /9 41 I < /9 thre
ここで、 S thre は例えば 1度程度のしきい値である。 （17) 式の左辺は、 本 来 （1 ) 〜 （4 ) 式の右辺を加算した式であり、 理想的には 0 (度） になるはず である。 実際には外来波の影響などによる測定誤り、 測定誤差が生じ得るので、 ^ threにより判定することが望ましい。
(18) A_t re_min < Ampl 2*Amp23*Amp34*Amp41 < A_thre_max
ここで、 A_thre— rain、 A_thre_max は、 例えばそれぞれ 0 . 9 5、 1 . 0 5程 度のしきい値である。 （18) 式の真ん中の積は （5 ) 〜 （8 ) 式の右辺の乗算し た式であり、 理想的には 1 になるはずであるが、 上記と同じ理由により A_t re_min、 A_t re_max により判定することが望ましい。
(17) (18) 式を満たす場合には、 本ァダプティブアレー装置は、 これらを基 に （9) 〜 （16) 式 （または （9') 〜 （16') ) 式に示した補正値を算出し、 送 信時に送信信号に対して D S P 50により補正を行なう。
< 1. 1. 3 捕捉説明 >
ここでは、 相対的な位相変動量、 相対的な振幅変動量について捕捉的に説明す る。
図 2 (a) (b) のように、 ァダプティプアレ一装置が、 無線部 3およぴ獰線 部 4にてアレー受信し、 アレー受信時に算出されたウェイトべクトルによりァレ 一送信したとき、 送信時の受信時に対する位相変動量は、 無線部 3において （Δ TX3-ARX3) 、 無線部 4において （ΔΤΧ4 - ΔΙΙΧ4) だけ生じている。
同様に、 送信時の受信時に対する振幅変動量は、 無線部 3において (ATX3/ARX3) 、 無線部 4において (ATX4/ARX4) だけ生じている。
無線部 4の送信信号に対して位相 Δ 0を少しずつ変動させ、 無線部 2での受信 レベルが最小になったということは、 無線部 3、 無線部 4における位相変動量が 補償されたということである。
つまり、 （ΔΤΧ3- ΔΙίΧ3) = (ΔΤΧ4- ΔΙΙΧ4) + Δ 34であり、 したがって、 Δ 034 = ( ( Δ ΤΧ3- Δ RX3)― ( Δ ΤΧ4- Δ RX4) )である。
同様に、 受信レベルが最小になったということは、 無線部 3、 無線部 4におけ る位相変動量が補償されたということである。
つまり、 （ATX3/ARX3) = (ATX4/ARX4)*Amp34 であり、 したがって、 Amp34 = ( (ATX3/ARX3) * (ATX4/ARX4) )である。
< 1. 2 無線基地局の構成 >
図 3は、 実施形態における無線基地局の全体構成を示すブロック図である。 同 図において無線基地局は、 ベースバンド部 70、 モデム部 60、 信号処理部 50、 フロントェンドュニッ ト 1 1、 21、 31、 41、 アンテナ 10〜40、 制御部 80とを備える。 本無線基地局は、 複数のアンテナを用いて、 アンテナ毎の送受 信信号に重み付けすることによりアレーアンテナパターンを形成して移動局を無 線接続するァダプティブアレー装置であって、 PHS規格にて定められている双 方向時分割多重 （TDMAZTDD ： Time Division Multiple Access/Time Division Duplex) 方式により P H S電話機を接続する無線基地局として設置さ れる。
ベースバンド部 70は、 電話交換網を介して接続される複数の回線とモデム部 60との間で、 複数の信号 （音声又はデータを示すベースバンド信号） を TDM A/T D Dフレームに適合するよう多重及び分離する T DMA/T D D処理を、 空間多重すべき信号毎に行う。 ここで、 TDMAZTDDフレームとは、 5mS の周期を有し、 8等分されてできる 4つの送信タイムスロットと 4つの受信タイ ムスロッ トから構成される。
具体的には、 ベースパンド部 70は、 複数の回線からモデム部 60に対しては、 複数の回線からの信号を、 時分割多重用に TDMA/TDDフレーム毎に 4多重 し、 さらに、 空間多重用に 1送信タイムスロット当たり最大 4つの信号をモデム 部 60に出力する。 また、 ベースバンド部 70は、 モデム部 60から複数の回線 に対しては、 モデム部 60から 1受信タイムスロット当たり最大 4つの信号を入 力し、 時分割多重を分離して複数の回線に出力する。
モデム部 60は、 ベースバンド部 70から入力される信号を変調し、 また、 信 号処理部 50から入力される信号を復調する。 変調、 復調の方式は ττΖ4シフ ト QP SKとする。
信号処理部 50は、 デジタル信号プロセッサであり、 プログラムを実行するこ とによりウェイ トベク トルの算出等を行なう。 特に、 キャリブレーション処理で は無線部 1〜無線部 4の受信時と送信時との間の伝送特性を補償するための補正 値を算出する。
フロントエンドュニット 11、 21、 31、 41は、 アレー送信時には信号処 理部 50により重み付けされた各信号を RF信号まで変換してアンテナ 10~4 0 ら送信し、 アレー受信時には、 アンテナ 10~40からの信号をベースバン ド領域の信号に変換して信号処理部 50に出力する。 以下では、 アンテナ 10と フロントエンドユニット 11の組を無線部 1と呼ぶ。 同様に、 アンテナとフロン トェンドュニッ トの他の 3組をそれぞれ無線部 2〜4と呼ぶ。
無線部 1〜4は、 図 2 (a) (b) に示したように、 キャリブレーション処理 において信号処理部 50からの所望信号又は干渉信号をそれぞれ単独で送信及び 受信し、 また、 2つの無線部の組みにより所望信号又は干渉信号をアレー送信及 ぴアレー受信する。
制御部 8 0は、 各無線部の送信と受信の切り替えなど無線基地局全体の制御を 行なう。
< 1 . 2. 1 信号処理部の構成 >
図 4は、 信号処理部 5 0の詳細な構成を示すブロック図である。 同図では、 信 号処理部 5 0 (D S P) がプログラムを実行することにより実現している機能を 表したブロック図である。 同図において信号処理部 5 0は、 ユーザ処理部 5 1 a〜5 1 d、 加算器 5 5 1 〜5 5 4、 送受を切り替えるスィッチ 5 6 1 ~ 5 6 4、 補正値保持部 5 7 0、 補 正部 5 7 1〜5 7 4を備える。
ユーザ処理部 5 1 a〜5 1 dは、 各タイムスロットにおいて空間多重される最 大 4つのユーザ信号に対応して設けられる。 各ユーザ処理部は、 通常は （キヤリ ブレ一シヨン処理以外では） 、 4つの無線部全てを使用するアレー受信、 アレー 送信の制御を行なう。 すなわち、 受信時には 4つの無線部 1〜4からの各受信信 号からゥヱイ トべクトルを算出し、 このウェイ.トべクトルを用いて、 無線部 1 ~ 無線部 4からスィツチ 5 6 1〜5 6 4を介して入力される受信信号を合成するこ とによりユーザ信号を抽出し、 送信時には直前の受信タイムスロットで算出され た重み係数を用いて重み付けしたユーザ信号を各無線部 1 ~ 4に出力する。 一方、 キャリブレーション処理では、 各ユーザ処理部は、 2アンテナのアレー受信、 ァ レー送信を制御する場合と、 所望信号をアレー送受信ではなく 1つの無線部から 単独で送受信する制御を行なう場合と、 干渉信号をアレー送受信ではなく 1つの 無線部から単独で送受信する制御を行なう場合とがある。 信号処理部 5 0は、 こ れらの場合を組み合わせて図 2 ( a ) 、 (b ) に示した一連の処理を行ない、 相 対的な位相変動量 （Δ 0 34、 Δ 41、 Δ S 12、 Δ ^ 23) 、 振幅変動量 （Amp34、 Amp41、 Ampl2、 Amp23) を決定し、 これらから補正値 （ — hoseし 1~ 0 Jiosei_4、 A— hoseし l〜A_lioseし 4) を算出する。
加算器 5 5 1は、 無線部 1に対する各ユーザ送信信号の重み付けされた成分を 合成する。 ただし、 図 2 ( a ) のように無線部 1から単独送信する場合や、 図 2 ( b ) のように 2アンテナによるアレー送信を無線部 1を用いて行なう場合には、 何れかのユーザ処理部からの送信信号 （所望信号、 干渉信号など） を他の信号と 加算することなくそのまま出力する。 加算器 5 5 2〜5 5 4も加算器 5 5 1と同 様であるが、 それぞれ無線部 2〜 4に対応する点が異なつている。
補正値保持部 5 7 0は、 キャリブレーション処理において算出された補正値 ( 0—hoseし1〜 /9—hose i_4、 A— hosei— 1〜A— hoseし 4) を保持する o
補正部 5 7 1は、 キヤリプレーション処理以外では、 補正値保持部 5 7 0に保 持された補正値のうち ー hoseし 1 と A一 oseし 1 に従って、 加算器 5 5 1からの 送信信号を補正し、 スィッチ 5 6 1を介して無線部 1に出力し、 キヤリプレーシ ョン処理においては加算器 5 5 1からの送信信号をそのままスィツチ 5 6 1を介 して無線部 1に出力する。 ただし、 キャリブレーション処理において無線部 1の 相対的な位相変動量、 振幅変動量が測定対象となっている場合には、 位相補償量 Δ 、 振幅調整値量 Ampの少しずつ変化させながら送信信号に与える。
補正部 5 7 2〜5 7 4についても対応する無線部と補正値保持部 5 7 0に保持 された補正値とが異なる点以外同様である。
< 1 . 2. 2 ユーザ処理部の構成 >
図 7は、 ユーザ処理部 5 1 aの詳細な構成を示すブロック図である。 ユーザ処 理部 5 1 b〜5 1 dについても同様の構成なので、 ここではユーザ処理部 5 1 a を代表として説明する。
同図のように、 ユーザ処理部 5 l aは、 ゥヱイト算出部 5 3、 加算器 5 4、 メ モリ 5 5、 スィッチ 5.6、 スィッチ 5 7、 乗算器 5 2 1〜5 2 4、 乗算器 5 8 1 〜5 8 4を備える。
ウェイ ト算出部 5 3は、 キャリブレーション処理以外では、 受信タイムスロッ ト中の固定ビットパターンの期間における各シンボル期間で、 各無線部 1〜4か らの受信信号 S1R〜S4Rそれぞれを重み付けして加算した結果と、 メモリ 5 5に より発生される参照信号との誤差が最小となるようにゥヱイ トべクトルを算出す る。 また、 キャリブレーション処理では、 2アンテナによりアレー受信するため のウェイ トベクトルの算出を同様にして行なう。 ここでは、 4アンテナによるァ レー受信 （ゥヱイトベク トルの算出） を説明するが、 2アンテナの場合も項数が 減るだけで同様である。
より具体的には、 ゥヱイ ト算出部 5 3は、 次の （19) 式において、 誤差 e(t) を最小にするように Wl (t-l)~W4(t-l)の値を調整し、 調整後の l (t-l)~W4(t- 1)を時刻 tのシンボルの重み係数 Wl (t) ~W4(t)とする。
(19)
e(t)=d(t)-(Wl (t-l)*Xl ' (t)+W2(t-l)*X2' (t) + 3(t-l) *X3' (t)+W4(t- 1)*Χ4' (t)) 式中、 t はシンボル単位のタイミング、 d(t)は既知の参照信号 （またはトレー ニング信号） 中のシンボルデータ、 Wl (t- l)〜W4(t-l)は、 1つ前のシンボルにつ いて算出したアンテナ毎の重み係数または、 前回の受信タイムスロットにおいて 算出された重み係数、 XK1：)〜 X4(t)はアンテナ 1 0 ~ 4 0の各受信信号である。 ウェイトべクトルは、 シンボル毎に上記の調整がなされ、 受信タイムスロット 内の参照信号の区間の始めでは、 誤差 e(t)が大きくても、 参照信号の区間の終 わりには誤差 e(t)が最小に収束する （又は 0に収束する） 。
さらに、 ゥヱイ ト算出部 5 3は、 受信タイムスロット内の重み係数を算出した シンボル期間及びそれ以降のシンボル期間において、 算出した重み係数を乗算器 5 2 1〜5 2 4に出カする。 また、 ゥヱイ ト算出部 5 3は、 送信タイムスロット において、 対応する直前の受信タイムスロッ トで算出された重み係数を乗算器 5 8 1〜5 8 4に出力する。
メモリ 5 5は、 キャリブレーション処理以外 （移動局との通常の通信） で使用 される参照信号を表すシンボル列の波形データ、 キヤリブレーション処理で使用 される所望信号を表すシンボル列の波形データ、 およぴ干渉信号を表すシンボル 列の波形データを記憶する。 参照信号は、 受信タイムスロットにおいて既知の固 定ビットパターン （固定シンボル） の受信区間においてシンボルタイミングに合 せてゥヱイ ト算出部 5 3に読み出される。 例えば P H Sの場合、 受信タイムス口 ッ トの先頭に現れる S S (スタートシンボル） 、 P R (プリアンブル） 、 UW (ユニークワード） などが固定シンボルである。
所望信号、 干渉信号は、 例えば P N (Pseudo random Noise)符号などで既知の シンボルデータ列であればよく、 互いに直交していることが望ましい。 互いに直 交していれば、 ウェイ トベクトルをより早く収束させ、 正確に算出できるからで ある。 なお、 同じ P N符号や同じ固定シンボルを用いる場合には、 タイミング (例えば 0. 5シンボル時間） をずらせばよい。 。
所望信号、 干渉信号は、 図 2 ( a ) の A n t 3、 4のようにユーザ処理部が 2 アンテナのァレー受信を制御する場合にはゥヱイ ト算出部 5 3によつて参照信号 (トレーニング信号） として読み出され、 図 2 ( a ) の A n t 1、 2のようにュ 一ザ処理部が単独送信を制御する場合には送信信号として読み出され、 スィッチ 5 7を介して乗算器 5 8 1〜5 8 4に供給される。 ただし、 乗算器 5 8 1 - 5 8 4の出力は、 単独送信する無線部に対応する 1つしか送信されない。
各ユーザ処理部は何れも同等の構成でよいが、 説明の便宜上、 キヤリブレーシ ョン処理において各ユーザ処理部は固定的な処理を行なうものとする。
各ユーザ処理部の処理内容の一覧を図 5に示す。 図中 Antl~Ant4 は、 物理的 な無線部 1〜無線部 4に 1対 1で対応付けられる論理的な無線部を意味する。 こ の対応関係を図 6に示す。 この対応関係は、 多数あり得るが、 本実施形態では図 6に示すケース 1 ~ 4のように少なくとも 4通りある。
同図において、 キャリブレーション処理の前半 （つまり図 2 ( a ) のような場 合） では、 制御部 8 0の制御によって全ての無線部が同じ周波数を用いて、 Antl、 Ant2が送信、 Ant3、 Ant4が受信になっている。
この場合、 図 5の 「前半」 欄が示すように、 ユーザ処理部 5 1 aは、 Antl に 単独で所望信号を送信させる、 つまり、 所望信号を発生して Antl に供給する。 ユーザ処理部 5 1 bは、 Ant2 に単独で干渉信号を送信させる、 つまり、 干渉信 号を発生して Ant2に供給する。 ユーザ処理部 5 1 cは、 Ant3及び Ant4からの 各受信信号を対象に 2アンテナのアレー受信を制御、 つまり、 ゥ イ トベクトル を算出する。
キャリブレーション処理の後半 （つまり図 2 (b ) のような場合） では、 制御 部 8 0の制御によって全ての無線部が同じ周波数を用いて、 Antl、 Ant2 が受信、 Ant3、 Ant4が送信になっている。
この場合、 図 5の 「後半」 欄が示すように、 ユーザ処理部 5 1 cは、 所望信号 を Ant3及び Ant4からの 2アンテナのアレー送 を制御、 つまり、 上記の算出さ れたゥヱイ トべクトルを用いて所望信号を重み付けして Ant3及び Ant4に供給す る。 このとき、 ユーザ処理部 51 cは、 図 2 (b) の④に示したように位相補償 量 を変化させ、 その後、 図 2 (b) の⑥に示したように振幅補償量 Amp_coef を変化させる。 ユーザ処理部 51 aは、 Antl に単独の受信信号を取得 する。 ユーザ処理部 51 bは、 位相補償量 Δ θ、 振幅補償量 Amp_coef がそれぞ れ変化する毎に、 Ant2からの単独の受信信号とその受信信号レベルを Ant2から 取得する。
< 1. 2. 3 キャリブレーション処理〉
図 8、 図 9は、 キャリブレーション処理のより詳しい内容を示すフロ一チヤ一 トである。 図中の nは 1から 4までをカウントするための変数である。
信号処理部 50は、 変数 nを初期化 （n= l) した後 （ステップ 81) 、 物理 的な無線部 1〜4の中から論理的な無線部として Antl~Ant4 を選択する （ステ ップ 82) 。 ここでは、 図 2 (a) (b) に示したように、 Antlは所望信号の 単独送受信用、 Ant2は干渉信号の単独送受信用、 Ant3と Ant4はアレー受信及び ァレ一送信用として選択される。
信号処理部 50は、 Antl から所望信号を、 Ant2 から干渉信号をそれぞれ送信 させ （ステップ 83) 、 同時に Ant3および Ant4を 2アンテナのァダプティブァ レー装置として、 Antl からの所望信号に対してアレーアンテナパターンの形成、 すなわち、 DSP50は、 所望信号と干渉信号とが多重された受信波から、 所望 信号を分離するためのゥヱイ トベクトルを算出する （ステップ 84) 。 このとき、 Antl への所望信号、 Ant2への干渉信号は、 ユーザ処理部 51 a、 51 bからそ れぞれ供給される。 Ant3および Ant4からの各受信信号に対するゥヱイ トべクト ルは、 ユーザ処理部 51 cにより算出される。
もし、 算出されたゥヱイ トべク トルが十分に収束していない場合、 つまり (19) 式に示した誤差 e(t)があるしきい値よりも大きい場合には、 この時点で キャリブレーション処理を終了して、 再度はじめからキャリブレーション処理を 開始してもよい。
算出されたウェイ トべクトルが十分に収束している場合、 信号処理部 50は、 Ant3および Ant4を 2アンテナのァダプティブアレー装置として、 算出されたゥ エイ トベクトルを用いて所望信号をアレー送信し、 Ant2 を単独受信に切り替え る （ステップ 85) 。 このとき、 ウェイ トベクトルによる重み付けはユーザ処理 部 51 cによりなされる。 重み付け後の Ant3、 Ant4への各送信信号の位相、 振 幅を、 Θ Ant3= Θ Ant3— est、 Θ Ant4= θ Ant4一 est、 A_Ant3=A_Ant3_est、 A— Ant4=A_Ant4— estと表記する。
このアレー送信において信号処理部 50は、 位相 0Ant3、 振幅 A一 Ant3、 A_Ant4 の値を固定したまま、 位相補償量 をー 1 80度〜+ 180度まで 1 度ずつ変更させながら Ant4 への送信信号の位相量に加えて （ <9Ant4= Ant4_est+A θ) 、 各 Δ について Ant2における受信信号レベルを測定する （ス テツプ 86〜89) 。 このときの位相補償量 Δ は、 図 4に示した補正部 574 において、 ユーザ処理部 51 cから加算器 554を通して入力される送信信号に 加えられ、 スィッチ 564を通して Ant4に出力される。
信号処理部 50は、 Ant2 において測定された受信信号レベルが最小のときの、 位相補償量 Δ Sを Δ 034(=(0TX3-SRX3)- ( TX4- 0RX4))とする （ステップ 9 0) 。
さらに、 信号処理部 50は、 位相 SAnt3、 Θ knt4 (= 5 Ant4_est+A ^34) 、 振 幅 A_Ant3の値を固定したまま、 Ant4の送信信号の振幅に、 振幅補償量 Amp一 coef を徐々に （例えば、 0.5〜2の範囲内で 0.05 ずつ） 変化させながら乗じて (A_Ant4=A_Ant4_est*Amp_coef) 、 各 Amp一 coef について Ant2における受信信号 レベルを測定する （ステップ 91~94) 。 このときの振幅補償量 Amp_coef は、 図 4に示した補正部 574において、 ユーザ処理部 51 cから加算器 554を通 して入力される送信信号に乗ぜられ、 スィッチ 564を通して Ant4 に出力され る。
信号処理部 50は、 Ant2 において測定された受信信号レベルが最小のときの、 振幅補償量 Amp— coef を Amp34 (= ( (ATX3/ARX3) / (ATX4/ARX4) )とする （ステップ 9 5) 。
以上により Ant3に対する Ant4の相対的な位相変動量 Θ 34と振幅変動量 Amp34 とが測定されたことになる。
さらに、 信号処理部 50は、 ステップ 96、 97によるループ処理により、 物 理的な無線部 1〜4の中から選択される論理的な無線部としての Antl~Ant4 の 組み合わせを変更しながら、 2回目のループでは Δ 041 および Amp41 を、 3回 目のループでは 12 および Ampl2 を、 4回目のループでは Δ 23 および Amp23を測定する。
続いて、 図 9に示すように信号処理部 5 0は、 測定した相対的な位相変動量 ( Δ 34、 Δ 0 41、 Δ θ 12, Δ Θ 22,) および振幅変動量 （Amp34、 Amp41、 Ampl2、 Amp23) が妥当か否かを判定する （ステップ 9 8、 9 9 ) 。 この判定は、 すでに 説明した （17) 式、 （18) 式をともに満たすか否かによる。 もし、 何れかを満た さない場合には、 キャリブレーション処理を終了して、 再度はじめから開始すれ ばよい。
(17) 式、 （18) 式の両式を満たす場合には、 信号処理部 5 0は、 位相補正値 Jioseし 1〜 Jiosei— 4、 振幅補正値 A_hosei_l~A_hosei_4 を、 既に説明した ( 9 ') ~ (16' ) 式に従って算出する （ステップ 1 0 0、 1 0 1 ) 。 算出された 補正値は、 補正値保持部 5 7 0に書き込まれ、 キャリブレーション以外の通常の アレー送信時に各無線部の送信信号の補正に用いられる。
以上説明してきたように、 本実施の形態におけるァダプティブアレー装置によ れば、 複数の無線部から選択された 2つの無線部と、 他の無線部との間で、 ァレ 一送信し、 その受信信号に基づいて選択された無線部の伝送特性を測定するので、 付加装置を設けなくても各無線部の相対的な伝送特性を算出することができる。 < 2. 携帯電話機 >
図 1に示したァダプティブアレー装置は無線基地局であって、 4本のアンテナ を送信用と受信用とに使い分けることによって、 一の無線部を基準とする相対的 な補正値を自装置内で測定 （キャリブレーション） することができたが、 2本の アンテナによりアレーアンテナパターンを形成して送受信するァダプティブァレ 一装置例えば携帯電話機では、 自装置単独では上記補正値を測定することができ ない。 このような携帯電話機では他の測定装置と協動して補正値を測定すること になる。
また携帯電話機では、 測定された補正値を保持しておき、 基準となるアンテナ 以外のアンテナの送信信号だけを補正値により補正するよう構成される。
以下、 本発明のァダプティブアレー装置が移動体通信網の携帯電話機である場 合の構成をまず説明し、 次いで上記の測定装置について説明する。
<2. 1 構成 >
図 10は、 本発明の実施の形態における携帯電話機の主要部の構成を示すプロ ック図である。 同図のように携帯電話機 200は、 アンテナ 210、 切替スイツ チ 213、 送信回路 211、 受信回路 212からなる無線部 （以下無線部 Aと呼 ぶ） と、 アンテナ 220、 切替スィツチ 223、 送信回路 221、 受信回路 22 2からなる無線部 （以下無線部 Bと呼ぶ） と、 DSP 260 (図中の破線枠） と、 外部 IZF250とを備え、 2本のアンテナによりアレーアンテナパターンを形 成して送受信するァダプティブアレー装置である。
2本のアンテナ 210、 220は、 それぞれ棒状のロッドアンテナ、 面状のパ ターンアンテナ、 ロッド先端のへリカルアンテナ、 チップアンテナ （基板上にチ ップ部品として取り付けられたアンテナ） 等でよいが、 ここでは、 アンテナ 21 0がロッドアンテナ、 アンテナ 220がチップアンテナとする。
破線枠で示した DSP260は、 実際にはプログラムに従って動作するが、 同 図ではその動作を機能ブロックに分けて記載してある。 DSP260は、 乗算器 214、 224、 215、 225、 加算器 230、 復調回路 231、 再変調回路 232、 メモリ 233、 カウンタ 234、 スィッチ 235、 ウェイ ト計算部 23 6、 メモリ 237、 ゥヱイ ト制御部 238、 補正制御部 239、 位相器 240、 増幅器 241、 変調回路 24,2に相当する。
乗算器 214、 224は、 それぞれ受信回路 212、 222から入力される受 信信号に、 ゥヱイ ト計算部 236からのゥヱイ トベクトル Wl、 W2を乗じるこ とにより重み付けする。
乗算器 215、 225は、 それぞれ変調回路 242から入力される送信信号に、 ウェイ ト制御部 238からウェイトベクトル W1、 W2を乗じることにより重み 付けし、 送信回路 211、 位相器 240に出力する。
加算器 230は、 乗算器 214、 224により重み付けされた受信信号め加算 する。
復調回路 231は、 加算器 230による加算後の受信信号を復調する。 復調結 果は受信ビット列として出力される。 再変調回路 2 3 2は、 復調回路 2 3 1から入力される受信ビット列を、 シンポ ルデータ （シンポルの波形データ） に再変調する。
メモリ 2 3 3は、 参照信号テーブルを保持する。 参照信号テーブルは、 キヤリ ブレーシヨン処理以外 （無線基地局からの通常の受信） で使用される参照信号を 表すシンボルデータ （シンボルの波形データ） 、 キャリブレーション処理で使用 される所望信号を表すシンボルデータを記憶する。 参照信号、 所望信号について は無線基地局において説明したものと同様である。
カウンタ 2 3 4は、 通常の受信では、 受信タイムスロッ トにおいて先頭から末 尾のシンボルまでシンボルタイミングに同期してシンボル数 （？11 3では0から 1 2 0まで） をカウントする。 このカウント値は、 固定ビットパターンのシンポ ル期間とそうでない期間とを区別するために利用される。 通常の受信では、 第 3 シンポルから第 1 6シンポルまでのシンボル期間が S S、 P R、 UWの固定ビッ トパターンの期間に相当する。
スィッチ 2 3 5は、 通常の受信では、 カウンタ 2 3 4のカウント値が固定ビッ トパターンのシンボル期間を示すときは、 メモリ 2 3 3から読み出される参照信 号を表すシンポルデータ （の波形データ） を選択し、 それ以外の期間では再変調 回路 2 3 2からのシンボルデータを選択し、 キャリブレーション処理では、 メモ リ 2 3 3から読み出される所望信号を表すシンボルデータを選択する。
ゥヱイト計算部 2 3 6は、 通常の受信においてもキャリブレーション処理にお ける受信においても、 受信回路 2 1 2、 受信回路 2 2 2から入力されるそれぞれ 受信信号に重み付けしそれらを加算した結果と、 スィツチ 2 3 5から入力される シンボルデータとの誤差を最小にするようにゥヱイ トべクトルをシンボル毎に算 出する。 ウェイ トべクトルの算出については、 既に説明したゥヱイ ト算出部 5 3 と同様である。
メモリ 2 3 7は、 R AM、 R OMを含み、 ゥヱイ ト計算部 2 3 6により算出さ れたゥヱイ トべクトルと、 無線部 Aを基準とした無線部 Bの相対的な補正値とを 記憶する。 このゥヱイ トベクトルは、 通常の受信では受信タイムスロッ トの末尾 のシンボルについて算出されたゥヱイ トべクトルでよく、 受信タイムスロット直 後の送信タイムスロットにおいて利用され、 キャリブレーション処理では所望信 号の受信にて算出されたウェイ トベクトルが記憶され、 その後の所望信号の送信 において利用される。 無線部 A、 Bのウェイ トベクトルを W 1、 W2とする。 また、 補正値は、 次の （20) (21) 式により表され、 キャリブレーション 処理において測定された値がメモリ 237中の ROMの記憶領域に工場出荷前に 書き込まれる。
(20) Δ ^.12=((^TX1-(9RX1)-(^TX2-^RX2))
(21) Ampl 2= ( (ATX1 /ARX1 ) / (ATX2/ARX2) )
図 1 1に、 補正値の説明図を示す。 図中の 0RX1、 ARX1 は、 アンテナ 210か ら切替スィッチ 213.及び受信回路 212を信号が通過したことにより生じる位 相変動量、 振幅変動量をそれぞれ示す。 ^TX1、 ATX1 は、 送信回路 21 1及び切 替スィツチ 213からアンテナ 210へ信号が通過したことにより生じる位相変 動量、 振幅変動量をそれぞれ示す。 eRX2〜 RX4、 ARX2-ARX4 も、 それぞれの 無線部における同様の位相変動量、 振幅変動量を示す。 上記 （20) (21) の Δ (912, Ampl2 は、 無線部 Aを基準にした無線部 Bの相対的な位相変動量、 振幅 変動量をそれぞれ意味する。
ウェイ ト制御部 238は、 通常の送信では送信タイムスロットにおいてメモリ. 237からゥヱイ トベクトル Wl、 W 2を読み出して、 乗算器 215、 216に 出力する。 キャリブレーション処理の所望信号送信時にも同様である。
補正制御部 239は、 通常の送信では送信タイムスロットにおいてメモリ 23 7から補正値 12、 Ampl2 を読み出して、 位相器 240、 増幅器 241にそれ それ出力する。 また、 補正制御部 239は、 キャリブレーション処理では所望信 号の送信時に Δ を一 180度〜 + 180度まで例えば 1度ずつ変更させながら 位相器 240に出力し、 Ampを徐々に （例えば、 0.5~ 2の範囲内で 0.05ずつ） 変化させながら増幅器 241に出力する。
位相器 240は、 補正制御部 239から入力される補正値 の分だけ乗 算器 225から入力される送信信号の位相を補正する。
増幅器 241は、 補正制御部 239から入力される補正値 Ampl2の分だけ位相 器 240から入力される送信信号の振幅を補正し、 送信回路 221に出力する。 変調回路 242は、 通常の送信では送信すべきビッ ト列を変調して送信信号 (シンボルデータ） を生成する。
外部 I /F 2 5 0は、 D S P 2 6 0の入出力ポートおよび D S P 2 6 0のメモ リ （メモリ 2 3 3、 2 3 7を含む） のポートに接続されたコネクタであり、 携帯 電話機の基板上に設けられる。 外部 I / F 2 5 0は、 キャリブレーション処理に おいて外部の測定装置に接続され、 各種コマンドとその応答、 プログラム、 デー タの入出力に用いられる。
以上のように構成された携帯電話機によれば、 通常の送受信において、 受信夕 ィムスロッ トで算出されたウェイ トべクトルを用いてアレーアンテナパターンを 形成して受信するとともにメモリ 2 3 7にウェイ トべクトルを記憶させ、 その直 後の送信タイムスロッ トにおいて記憶されているウェイ トべクトルを用いてァレ 一アンテナパターンを形成して送信する。
この送信に際して、 補正制御部 2 3 9はメモリ 2 3 7に記憶された補正値 Δ Θ 12、 Ampl2 を用いて無線部 Bに対する送信信号を補正する。 その結果、 受信時の ァレーアンテナパターンと送信時のァレーアンテナパターンとがずれないように 補正することができる。 言い換えれば、 無線部 Aと無線部 Bとの位相及び振幅変 動特性の差を、 基準となる無線部 Aの送信信号を補正しないで、 無線部 Bの送信 信号を補正するだけで、 受信時の指向性と送信時の指向性とを一致させることが できる。
さらに、 外部 I ZF 2 5 0を備えることにより外部の測定装置の制御の下でキ ヤリブレーシヨン処理を行なうことにより、 上記の補正値の測定を容易に行なう ことができる。
なお、 及び Ampl2 はゥヱイ トべクトルと同じ物理量であるので、 上記 携帯電話機 2 0 0において、 Δ 12 及び Ampl2 を表す補正用ウェイ トベクトル をメモリ 2 3 7に記憶させ、 位相器 2 4 0及び増幅器 2 4 1の代わりに乗算器を 備える構成としてもよい。 また、 図 4に示した補正部 5 7 1〜5 7 4もそれぞれ、 位相器 2 4 0及び増幅器 2 4 1と同等の回路、 又は乗算器と同等の回路である。 また、 アンテナ 2 1 0、 2 2 0がロッドアンテナ、 チップアンテナというよう に、 2本のアンテナ利得が異なる場合には、 上記 Δ 0 12 を次式のようにアンテ ナ利得補償値 A— cmpを加味した値としてもよい。 ( 2 1 ' ) Ampl2=A_cmp - ((ATX1/ARX1)/(ATX2/ARX2))
< 3. 測定装置 >
< 3. 1 構成 >
図 1 2は、 図 1 0の携帯電話機の補正値を測定 （キャリブレーション） する測 定装置の構成及び携帯電話機を示すプロック図である。
同図のように測定装置は、 送受信装置 3 0 1、 送信装置 3 0 2、 タイミング調 整器 3 3 1、 制御 P C 3 3 0、 クロック生成回路 3 3 2、 I /F部3 3 3を備ぇ る。
送受信装置 3 0 1は、 図 2に示した A n t 2の役割を果たすため、 アンテナ 3 1 0、 送信回路 3 1 1、 信号選択部 3 1 2、 受信回路 3 1 3、 レベル測定部 3 1 4、 スィッチ 3 1 5を備え、 干渉信号の送信の後携帯電話機 2 0 0から送信され る所望信号の受信を行なう。
送信回路 3 1 1は、 信号選択部 3 1 2から入力される干渉信号をスィツチ 3 1 5を介してアンテナ 3 1 0から送信する。
信号選択部 3 1 2は、 複数の干渉信号のシンポルデータ列を記憶し、 1つを選 択して送信回路 3 1 1に出力する。 複数の干渉信号は、 P N符号で構成される第 .1干渉信号と、 通常の送信タイムスロットと同じ固定ピットパターン （S S、 P R、 UW) を含む既知の符号列で構成される第 2干渉信号とを含む。 干渉信号の 選択は制御 P C 3 3 0の指示による。
受信回路 3 1 3は、 携帯電話機 2 0 0から送受信装置 3 0 1に対してヌルを向 けた送信信号をアンテナ 3 1 0及ぴスィツチ 3 1 5を介して受信する。
レベル測定部 3 1 4は、 受信回路 3 1 3により受信信号の受信信号レベルを測 定し、 測定した.受信信号レベルを制御 P C 3 3 0に通知する。
送信装置 3 0 2は、 図 2に示した A n t 1の役割を果たすため、 アンテナ 3 2 0、 送信回路 3 2 1、 信号選択部 3 2 2を備え、 所望信号を送信する。
送信回路 3 2 1は、 信号選択部 3 2 2から入力される所望信号をスィツチ 3 2 5を介してアンテナ 3 2 0から送信する。
信号選択部 3 2 2は、 複数の所望信号のシンボルデータ列を記憶し、 1つを選 択して送信回路 3 2 1に出力する。 複数の所望信号は、 第 1干渉信号と直交する P N符号で構成される第 1所望信号と、 通常の送信タイムスロットと同じ固定ビ ッ トパターン （S S、 P R, UW) を含む既知の符号列で構成される第 2所望信 号とを含む。 所望信号の選択は制御 P C 3 3 0の指示による。
夕イミング調整器 3 3 1は、 信号選択部 3 1 2、 信号選択部 3 2 2によりそれ それ第 1干渉信号、 第 1所望信号が選択された場合は、 信号選択部 3 2 2から入 力されるクロック信号 （シンボルクロック） をそのまま送受信装置 3 0 1に出力 し、 信号選択部 3 2 2によりそれぞれ第 2干渉信号、 第 2所望信号が選択された 場合は、 信号選択部 3 2 2から入力されるクロック信号を例えば 0. 5シンボル 時間遅延させて送受信装置 3 0 1に送受信装置 3 0 ,1に出力する。 遅延させる理 由は、 第 2干渉信号と第 2所望信号とは同じ固定ビットパターン （S S、 P R、 UWなど） を含むからである。 つまり、 携帯電話機 2 0 0における所望信号の分 離を容易にするためである。 第 1干渉信号と第 1所望信号が選択された場合は、 タイミング調整器 3 3 1は遅延させないが、 構成を簡単にするために遅延させる ようにしてもよい。
制御 P C 3 3 0は、 図 2に示したキャリブレーション処理と同様に、 携帯電話 機 2 0 0の無線部 Aを基準とした無線部 Bの補正値を測定するよう送受信装置 3 0 1、 送信装置 3 0 2、 タイミング調整器 3 3 1、 携帯電話機 2 0 0を制御する c クロック生成回路 3 3 2は、 シンボルタイミングを示すクロック信号を送信装 置 3 0 2及ぴタイミング調整器 3 3 1に出力する。
1 / 部3 3 3は、 携帯電話機 2 0 0内の外部 I ZF 2 5 0に接続され、 携帯 電話機 2 0 0との間でコマンド、 データの入出力を行なうためのィンターフェ一 スである。 図 1 3に、 本測定装置と携帯電話機 2 0 0との外観および物理的な接 続例を示す。 同図では携帯電話機 2 0 0は筐体を除いた基板のみを示してあり、 Iノ F部 3 3 3は基板上の外部 I F 2 5 0に嵌合するコネクタである。 また、 送受信装置 3 0 1、 送信装置 3 0 2は一般的なシグナルジェネレータにより構成 することができる。 あるいは送受信装置 3 0 1、 送信装置 3 0 2は無線基地局や 携帯電話機を改造して構成してもよい。
なお、 外部 I ZF 2 5 0はコネクタでなくても基板上に設けられた複数のパッ ドとしてもよい。 この場合 I /F部 3 3 3は複数のパッドに接続するプローブと すればよい。
また、 図 13に示した測定装置及び携帯電話機は、 キャリブレーション処理時 には電波暗室等の電磁シールドされた環境下に置くことが望ましい。
く 3. キャリブレーション処理〉
図 14、 図 15は、 制御 PC 330の制御により実行されるキヤリブレーショ ン処理を示すフローチャートである。 同図は、 図 8、 図 9と基本的に同内容の処 理を示しているが、 各ステップを実行する主体が異なっている。 図中の （PC→ K) は制御 PC330から携帯電話機 200への指示 （コマンド） 又はデータを トリガーとするステップを、 （PC→T) は制御 PC 330から送受信装置 30 1又は送信装置 302への指示 （コマンド） 又はデータをトリガーとするステツ プを、 （PC) は制御 PC 330内の処理されるステップを意味する。 nは 1か ら 2までをカウントするための変数である。
制御 PC330は、 変数 nを初期化 （n=l) した後 （ステップ 181) 、 論 理的な無線部 Antl〜Ant4を、 送信装置 302、 送受信装置 301、 無線部 A (図中の TX1、 RX 1) 、 無線部 Β (図中の TX2、 RX2) と決定する （ス テツプ 182) 。 これらは、 図 2 (a) (b) に示した Antl〜Ant4に相当する。 制御 PC 330は、 Antl (送信装置 302) 、 Ant2 (送受信装置 301) に第 1所望信号、 第 1妨害信号を送信するよう指示する。 これにより送信装置 302、 送受信装置 301から第 1所望信号波、 第 1妨害信号波がそれぞれ同一周波数で 送信される （ステップ 183) 。 さらに、 制御 PC 330は、 Ant3および Ant4 を 2アンテナのァダプティブアレー装置として、 Antl からの所望信号に対して アレーアンテナパターンの形成、 すなわち、 所望信号と干渉信号とが多重された 受信波から、 所望信号を分離するためのウェイ トベクトルを算出するよう携帯電 話機 200に指示する。 これにより携帯電話機 200のウェイ ト計算部 236は 第 1所望信号を受信するためのゥヱイ トベク トルを算出する （ステップ 184) 。
もし、 算出されたウェイ トベク トルが十分に収束していない場合、 つまり (19) 式に示した誤差 e(t)があるしきい値よりも大きい場合には、 携帯電話機 200から制御 PC 330にその旨を ¾知し、 制御 PC 330は、 この時点でキ ャリブレ一シヨン処理を終了して、 再度はじめからキヤリプレーシヨン処理を開 始してもよい。
算出されたゥヱイ トべクトルが十分に収束している場合、 制御 PC 330は、 Ant3および Ant4を 2アンテナのァダプティブァレー装置として、 算出されたゥ エイ トベクトルを用いて所望信号をアレー送信するよう指示し、 Ant2 (送受信装 置 301) に所望信号を受信するように指示する。 これにより携帯電話機 200 は送信装置 302にヌルを向けたアレーアンテナパターンを形成して所望信号を アレー送信する （ステップ 185) 。 このときの重み付け後の Ant3、 Ant4 への 各送信信号の位相、 振幅を、 S Ant3= 0 Ant3— est、 Θ Ant4= Θ Ant4_est , A— Ant3=A— Ant3_est、 A_Ant4=A_Ant4_estと表記する。
このアレー送信の間、 制御？ C 330は、 位相 Ant3、 振幅 A—Ant3、 A_Ant4 の値を固定したまま、 位相補償量 Δ <9を一 1 80度〜 + 180度まで 1度ずつ変 更させながら Ant4 の送信信号に位相量 Δ ^を加える （ Ant4=^Ant4_est+A Θ) ように携帯電話機 200に指示し、 各 Δ 0に対応する受信信号レベルの測定 結果を送受信装置 301から取得し、 制御 PC 330内のメモリに記憶する （ス テツプ 1 86~ 189) 。 このときの位相補 量 Δ Sは、 図 1 0に示した補正制 御部 239及び位相器 240によって、 乗算器 225からの送信信号に加えられ る。
さらに制御 PC330は、 各 毎の受信信号レベルをメモリ内に蓄積し、 その うち受信信号レベルが最小のときの、 位相補償量 Δ 0を Δ 034(=図 1 1の Δ Θ 12)とする （ステップ 190) 。
さらに、 制御 PC 330は、 位相 <9Ant3、 <9Ant4 (=(9Ant4_est+A (934) 、 振 幅 A— Ant3の値を固定したまま、 Ant4の送信信号の振幅に、 振幅補償量 Amp— coef を徐々に （例えば、 0.5~2の範囲内で 0.05 ずつ） 変化させながら乗じる ( A_Ant4=A_Ant4_est*Amp_coef ) こ とを携帯電話機 2 0 0 に指示し、 各 Amp_coef について Ant2における受信信号レベルを測定するよう送受信装置 30 1に指示してその測定結果を取得し、 内部のメモリに記憶する （ステップ 191 〜194) 。 このときの振幅補償量 Amp_coef は、 図 10に示した補正制御部 2 39及び増幅器 241において、 位相器 240からの送信信号に乗ぜられる。 さらに、 制御 PC330は、 メモリに記憶された受信信号レベルが最小のとき の、 振幅補償量 Amp— coef を Amp34(=図 1 1の Amp 12) とする （ステップ 1 9 5 ) 。 以上により、 携帯電話機 2 0 0内の Ant3 (無線部 A) に対する Ant4 (無線部 B) の相対的な位相変動量 Δ 12 と振幅変動量 Ampl2 とが測定されたことにな る。
さらに、 制御 P C 3 3 0は、 Ant3 と Ant4 とを入れ替え、 つまり Ant3 を無線 部 B、 Ant4 を無線部 Aとし （ステップ 1 9 6、 1 9 7 ) て同様の処理 （ステツ プ 1 8 3〜1 9 5 ) を行なう。 ただし、 ステップ 1 8 7、 1 9 2では、 携帯電話 機 2 0 0における位相器 2 4 0、 増幅器 2 4 1は位相、 振幅を変化させないで、 ウェイ ト制御部 2 3 8において、 上記の Δ Θ、 A_coef をウェイ トベク トル W 2 に上乗せしたゥヱイ トべクトルを算出し、 乗算器 2 1 5において算出されたゥェ イトべクトルを用いて重み付けする。
この 2回目の処理により、 無線部 Bを基準にした無線部 Aの相対的な補正値厶 9 2 Amp21 が測定される。 この補正値は携帯電話機 2 0 0では使用されないが、 以下の補正値 Δ » 12、 Ampl2の正当性の判定のために使用される。
すなわち、 制御 P C 3 3 0は、 測定した相対的な位相変動量 （Δ ^ 12、 Δ Θ 21) および振幅変動量 （Ampl2、 Amp21) が妥当か否かを判定する （ステップ 1 9 8、 1 9 9 ) 。 この判定は、 次の （22) 、 (23) 式をともに満たすか否かによる。 この式は（17)、 （18)式を二項にして点以外は同様である。
(22) I Δ I < Θ thre
(23) A_thre_min く Ampl2*Amp21く A— thre— max
もし、 制御 P C 3 3 0は、 （22) 、 (23) 式の何れかを満たさない場合には、 キャリブレーション処理を終了して、 再度はじめから開始すればよい。 その場合 所望信号、 干渉信号を変更するなどの条件を変更することが望ましい。
(17) 式、 （18) 式の両式を満たす場合には、 制御 P C 3 3 0は、 補正値 Δ 0 12、 Ampl2 をメモリ 2 3 7に書き込むように携帯電話機 2 0 0に指示する （ステ ップ 2 0 0 ) 。 これにより携帯電話機 2 0 0のメモリ 2 3 7は補正値 Δ <9 12、 Ampl2を記憶する。
以上説明してきたように、 本測定装置によれば、 携帯電話機 2 0 0内の無線部 Aを基準とした無線部 Bの相対的な補正値を測定し、 携帯電話機 2 0 0に補正値 を設定する。
<4 その他の変形例 >
以下、 上記実施形態に示した構成に対する変形例を示す。
(1) 上記無線基地局では、 4つある全ての無線部について相対的な位相変動量 及び振幅変動量を測定したが、 各無線部の補正値の算出するには全ての無線部の 数より 1少ない数の無線部について相対的な位相変動量及び振幅変動量を測定す れば足りる。 例えば、 図 6に示したケース 1〜ケース 3までについて測定すれば 足りる。 なぜなら、 補正値が 1つの無線部を基準とする相対値であり、 基準とな る無線部は補正しなくてよいからである。
また、 上記実施形態において全ての無線部について相対的な位相変動量及び振 幅変動量を測定しているのは、 （17) 式、 （18) 式による位相変動量、 振幅変動 量の正当性を判定するためである。
(2) 図 2 (b) における Ant3と Ant4によるアレー送信で使用するゥヱイ トべ クトルは、 図 2 (a) におけるアレー受信にて算出されたものでなくてもよい。 例えば、 前回のキャリブレーション処理にて使用したウェイ トベク トルをメモリ に記憶しておき利用してもよいし、 Ant2 にヌルを向ける性質があるゥヱイ トべ クトルを外部から取得してもよいし、 予め記憶しておいてもよい。 この場合図 2 (a) の処理は省略することができる。 .
また、 Ant2 にヌルを向ける性質があるウェイ トベクトルとして、 図 2 (a) において Ant2 に強制ヌルを向けるウェイ トべクトルを算出するようにしてもよ い。 強制ヌルとは、 特定の方向に対してヌルを向けることをいう。
(3) 上記実施形態では、 図 2 (b) のように Ant2 における受信信号レベルが 最小になったときの Δ 、 A_Arap を Δ 034、 Amp34 として求めた。 これの代わり に、 又はこれと共に、 Antl における受信信号レベルが最大になったときの Δ 、 A— Amp を Δ 34、 Amp34 としてもよい。 図 2 (b) でのアレーアンテナパターン は Antlに最大の利得が得られるように形成されているからである。
(4) 図 8、 9のキャリブレーション処理では、 全無線部について相対的な位相 変動量、 振幅変動量を測定しているが、 図 2 (a) (b) のように 1つの無線部 について、 又は 2つの無線部について相対的な位相変動量、 振幅変動量を測定す るだけでもよい。 例えば、 既に、 補正値保持部 5 7 0が各無線部の補正値を保持 している場合には、 当該無線部の補正値の算出に必要な位相変動量、 振幅変動量 を測定すれば足りる。
( 5 ) 上記の無線基地局においてキャリブレーション処理は、 定期的に行なうこ とが望ましい。 無線基地局の設置環境や経年変化により、 送信時と受信時の特性 差が変化するからである。
この場合、 補正値保持部 5 7 0に各無線部の位相変動量、 振幅変動量も保持さ せておき、 新たに測定した位相変動量、 振幅変動量と部分的に比較 Z更新をする ようにしてもよい。 この比較結果が大きく異なる （しきい値以上である） 場合に は、 キャリブレーション処理を全無線部について実行するようにしてもよい。
( 6 ) 上記実施形態では、 信号処理部 5 0がキャリブレーション処理のほぼ全部 を制御しているが、 制御部 8 0と分担するようにしてもよい。
( 7 ) 上記実施形態では、 Ant2 にヌルを向けるために 2つの無線部 Ant3、 Ant4 によるァレー送信を前提に説明したが、 1つの無線部の単独送信を他の 1つの無 線部が単独受信して、 受信時の信号における位相変動、 振幅変動を xy、 Amp_xy として直接求めるようにしてもよい。 この場合、 送信側から受信側に無変調信号 などの既知の信号を送信し、 受信側の無線部から信号処理部 5 0入力される信号 から位相変動量、 振幅変動量を測定すればよい。
( 7 ) 上記実施形態に示したように無線基地局としてのァダプティプアレー装置 における本願発明の主要部は、 ァダプティブアレー装置内に備えられた信号処理 部 5 0つまりデジタル信号プロセッサがプログラムを実行することにより実現さ れる。 このプログラムは、 P R OM、 E E P R OM又は R AMに格納され、 R O M交換によりパ一ジョンアップされ、 プログラム記録媒体、 ネットワーク又は電 話回線を介して E E P R OMや R AMにダウンロードしてデジ夕ル信号プロセッ ザが読み取ることができる。
( 8 ) 上記携帯電話機 2 0 0において、 補正制御部 2 3 9、 位相器 2 4 0及び増 幅器 2 4 1を備えないで、 それらの機能をゥヱイ ト制御部 2 3 8及び乗算器 2 2 5により実現するよう構成してもよい。 この場合ゥ イ ト制御部 2 3 8は、 メモ リ 2 3 7からウェイトベクトル W 2に、 補正値 Δ 0 12、 Ampl2 を加味したウェイ トベクトルを算出し、 算出したゥヱイトベクトルにより乗算器 2 2 5において重 み付けするよう構成すればよい。 これは、 ウェイ トベクトルがそもそも位相及び 振幅と同等の物理量だからである。 さらにこの場合、 無線部 A、 Bのいずれを基 準としてもよい。 また、 図 1 0の破線内は D S P 2 6 0にて実現される機能を示 しているので、 実施形態の構成も上記の構成も実質的に同じ構成であり容易に実 現することができる。
( 9 ) 図 8のステップ 8 7、 8 8、 図 1 4の 1 8 7、 1 8 8では、 それぞれ位相、 振幅を一定の刻み幅 （位相を一 1 8 0度から 1 8 0度の範囲で 1度ずつ、 振幅の 倍率を 0. 5 0から 2. 0 0の範囲で0. 0 5ずつ） で変更しながら、 順次受信 信号レベルを測定するよう構成しているが、 大きな刻み幅 （例えば位相では 9 0 度ずつ、 振幅では 0. 5ずつ） で測定して、 その受信レベルが極小になる位相量、 振幅の倍率を見出してから、 見出した位相量、 振幅の倍率の含む第 2の範囲で小 さな刻み幅 （例えば 1度、 0. 0 5 ) で変更しながら受信信号レベルを測定する ようにしてもよい。 これによりキヤリブレーション処理の時間短縮を図ることが できる。
また、 図 8のステップ 8 7、 8 8、 図 1 4の 1 8 7、 1 8 8では、 最小となる 位相量、 振幅の倍率を発見した時点で、 当該ステップを中止するよう構成しても よい。
( 1 1 ) 上記実施形態では携帯電話機 2 0 0が 2つの無線部を備えているが、 3 つ以上の無線部を備えるように構成してもよい。 その場合、 アンテナの実装は、 ロッドアンテナ、 パターンアンテナ、 チップアンテナから選択的に組み合わせれ ばよい。 また、 測定装置は、 基準となる 1つの無線部以外の無線部の各々につい ての基準無線部に対する補正値を測定し、 携帯電話機は、 基準無線部以外の各々 の送信信号を補正するように構成すればよい。 この場合上記 （8 ) の理由により、 何れの無線部を基準とすることができる。 また、 図 1 4、 図 1 5のキヤリブレー シヨン処理では、 基準無線部と測定対象の無線部のそれぞれについて、 ステップ 1 8 2〜 1 9 2によって補正値を測定し、 その後に図 9のステップ 9 8、 9 9と 同様に測定した補正値の正当性を判定すればよい。 .
さらに、 携帯電話機が 4つ以上の無線部を備える場合には、 外部の測定装置を 設けなくても、 実施例中の無線基地局と同様に携帯電話機単体でキヤリブレーシ ヨン処理を行なう構成とすることができる。 この場合、 外部装置から、 キヤリブ レーション処理用のプログラムを外部 I _ F 250を介して携帯電話機内のメモ リにダウンロードし、 測定後に消去する構成とすればよい。 また、 当該プロダラ ムをメモリに残しておく （ROMに記憶させておく） 構成としてもよい。 ROM に記憶させた場合には、 出荷後にユーザ操作によりキャリブレーション処理を行 なうことができ、 無線部の経時変化を吸収することができる。
(12) 上記実施形態では、 制御 PC330がキャリブレーション処理の主体と なって、 携帯電話機 200、 送受信装置 301、 送信装置 302を制御している が、 制御 P C 330から携帯電話機 200の外部 I ZF 250を介してキヤリブ レ一ション処理を行なうプログラムを携帯電話機 200内部のメモリにダウン口 一ドして携帯電話機 200が制御の主体となるよう構成してもよい。
(13) 上記実施形態では、 外部 IZF250を介して制御 PC330とコマン ド、 データの入出力を行っているが、 無線部を介してコマンド、 データ、 プログ ラムの入出力を行ない、 DSP260がコマンド解釈、 プログラム実行を行なう よう構成してもよい。 この場合、 外部 IZF 250を備える必要がない分コスト を低減することができる。 産業上の利用可能性
本発明のキャリブレーション装置、 ァダプティブアレー装置、 キヤリプレーシ ヨン方法、 プログラム記録媒体及びプログラムによれば、 ァダプティブアレーに おけるアンテナの相対的な位相変動量と、 振幅変動量とを補正値として測定する のことにより、 携帯電話の.無線基地局やアレー送信、 アレー受信する無線機器な どに用いられるァダプティブァレ一装置に適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . アレーアンテナパターンを形成して無線通信するため送信部と受信部とァ ンテナとからなる第 1、 第 2無線部を含む少なくとも 2つの無線部を有する無線 端末を対象と'して、 その補正値を測定するキャリブレーション装置であって、 第 1、 第 2アンテナと、
第 1アンテナに対して指向性を向けかつ第 2アンテナに対してヌルを向けるゥ エイ トべクトルを用いて、 第 1及ぴ第 2無線部においてアレーアンテナパターン を形成して信号を送信させる制御手段と、
第 1又は第 2アンテナによる受信信号レベルに基づいて、 第 1無線部と第 2無 線部との間の相対的な伝送特性を測定する測定手段と
を備えることを特徴とするキヤリブレーション装置。
2. 前記制御手段は、 第 1及び第 2無線部による前記送信中に第 2無線部の送 信信号の位相と振幅とを変化させ、
前記測定手段は、
前記変化中に第 2アンテナによる受信信号レベルが最小になったときの前記位 相と振幅の値とに基づいて、 前記伝送特性として位相変動量と、 振幅変動量とを 測定する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 1項に記載のキヤリブレーション装置。
3. 前記キャリブレーション装置は、 さらに
第 1アンテナから所望信号を、 第 2アンテナから妨害信号を同一周波数上で送 信する送信手段を備え、
前記制御手段は、 第 1及び第 2無線部において妨害信号を除去して所望信号を 受信するためのゥヱイ トべクトルを前記無線端末に算出させた後、 算出されたゥ エイ トべクトルを用いて前記信号を送信させる
ことを特徴とする特許請求の範囲第 2項に記載のキヤリブレーション装置。
4. アンテナと送信部と受信部とからなる無線部であって少なくとも第 1、 第 2無線部を備えるァダプティプアレー装置を対象として、 送信時と受信時とでァ レーアンテナパターンを一致させるための補正値を測定するキヤリブレーション 装置であって、
特定方向にヌル又は指向性を向けるアレーアンテナパターンを形成して信号を 送信するよう第 1及び第 2無線部を制御する制御手段と、
前記信号の送信中に、 第 2無線部からの送信信号の位相又は振幅とを変化させ るよう第 2無線部を制御する変更手段と、
変化する位相又は振幅の値毎に、 前記特定方向における送信信号の信号レベル を測定する測定手段と、
測定された信号レベルが最小又は最大になったときの位相又は振幅の値に基づ いて、 第 1無線部に対する第 2無線部の相対的な補正値を決定する決定手段と を備えることを特徼とするキャリブレーション装置。
5. 前記キャリブレーション装置は、 所望信号と妨害信号とを異なるアンテナ から同一周波数上で送信する送信手段を備え、
前記制御手段は、
第 1及び第 2無線部それぞれの受信信号に対する重み係数であって、 前記妨害 信号を除去して所望信号を受信するため重み係数を算出するようァダプティブァ レ一装置を制御し、
算出された重み係数により第 1及び第 2無線部それぞれの送信信号を重み付け することにより、 前記特定方向として前記妨害信号を送信したアンテナ方向にヌ ルを向けたアレーアンテナパターンを形成して信号を送信するよう第 1、 第 2無 線部を制御し、
前記測定手段は、 前記妨害信号を送信したアンテナを用いて前記信号レベルを 測定する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 4項に記載のキャリブレーション装置。
6. 送信部と受信部とアンテナとからなる無線部を複数備えるァダプティブァ レー装置であって、 複数の無線部から無線部を選択する選択手段と、
選択された無線部と選択されなかった無線部との間で信号を送信させ、 その受 信信号に基づいて選択された無線部の伝送特性を測定する制御手段と
を備えることを特徴とするァダプティブアレー装置。
7. 前記選択手段は、 選択された無線部の伝送特性の測定が終了する毎に、 別 の無線部を順次選択し、
前記制御手段は、 順次選択された無線部について測定された伝送特性に基づい て無線部毎の補正値を算出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 6項に記載のァダプティブアレー装置。
8. 前記選択手段は 2つの無線部を選択し、
選択された 2つの無線部は、 選択されなかった 1つの無線部のァンテナにヌル を向けたアレーアンテナパターンを形成して前記信号を送信するとともに、 前記 2つの無線部のうちの一方の無線部の位相及び振幅の少なくとも一方を変化させ、 前記制御手段は、 変化中に、 ヌルを向けられた無線部における受信信号レベル が最小になつたときの前記位相及び振幅の少なくとも一方 前記伝送特性とする ことを特徴とする特許請求の範囲第 7項に記載のァダプティプアレー装置。
9. 前記選択された 2つの無線部は、 選択されなかった無線部の 1つから送信 された信号を排除するようアレー受信したときのウェイトべクトルを用いること により、 前記ヌルを向けたアレーアンテナパターンを形成する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 8項に記載のァダプティプアレー装置。
1 0. 前記選択手段は 2つの無線部を選択し、
選択された 2つの無線部は、 選択されなかった無線部の 1つに指向性を向けた アレーアンテナパターンを形成して前記信号を送信するとともに、 選択された 2 つの無線部のうち一方の無線部における送信信号の位相及び振幅の少なくとも一 方を変化させ、 前記制御手段は、 変化中に、 指向性を向けられた無線部における受信信号レべ ルが最大になったときの、 前記位相、 振幅の変化分を前記伝送特性とする ことを特徴とする特許請求の範囲第 7項に記載のァダプティプアレ一装置。
1 1 . 送信部と受信部とアンテナとからなる無線部を複数備えるァダプティブ ァレー装置であって、
複数の無線部から 4つの無線部を第 1〜第 4無線部として選択する選択手段と、 第 1無線部のアンテナに対して指向性を向けかつ第 2無線部のァンテナに対し てヌルを向けるウェイ トベクトルを用いて、 第 3及び第 4無線部にアレー送信さ せ、
第 1又は第 2無線部による受信信号レベルに基づいて、 第 3無線部と第 4無線 部との間の相対的な伝送特性を測定する制御手段と
を備えることを特徴とするァダプティブアレー装置。
1 2. 前記選択手段は、 各無線部を一度ずつ第 4無線部として複数回選択し、 前記制御手段は、 各無線部について測定された相対的な伝送特性を基に、 1つ の無線部を基準とする相対的な補正値を無線部毎に算出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 1 1項に記載のァダプティプアレ一装置。
1 3. 前記制御手段は、 前記アレー送信時に第 4無線部の送信信号の位相の変 化させ、 変化中に第 2無線部による受信信号レベルが最小になったときの前記位 相を、 第 3無線部に対する第 4無線部の相対位相変動量とし、
前記アレー送信時に第 4無線部の送信信号の振幅の変化させ、 変化中に第 2無 線部による受信信号レベルが最小になったときの前記振幅を、 第 3無線部に対す る第 4無線部の相対振幅変動量とする
ことを特徴とする特許請求の範囲第 1 1項に記載のァダプティプアレー装置。
1 4. 送信部と受信部とアンテナとからなる無線部を複数備えるァダプティブ アレー装置であって、 複数の無線部から 4つの無線部を第 1〜第 4無線部として選択する選択手段と、 第 1無線部から所望信号を、 第 2無線部から干渉信号を送信させるとともに、 第 3及び第 4無線部により干渉信号を排除して所望信号をアレー受信するための ウェイ トべクトルを算出し、
算出されたゥヱイ トベクトルを用いて、 第 3及び第 4無線部に信号をアレー送 信させるとともに、 第 1又は第 2無線部による受信信号レベルに基づいて、 第 3 無線部と第 4無線部との間の相対的な伝送特性を測定する制御手段と
を備えることを特徴とするァダプティブアレー装置。
1 5. 前記選択手段は、 全ての無線部が一度第 4無線部となるように複数回選 択し、
前記制御手段は、 各無線部の相対的は伝送特性に基づいて各無線部毎の補正値 を算出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 1 4項に記載のァダプティプアレー装置。
1 6. 前記制御手段は、 前記アレー送信時に第 4無線部の送信信号の位相の変 化させ、 変化中に第 2無線部による受信信号レベルが最小になったときの前記位 相を、 第 3無線部に対する第 4無線部の相対位相変動量とし、
前記アレー送信時に第 4無線部の送信信号の振幅の変化させ、 変化中に第 2無 線部による受信信号レベルが最小になつたときの前記振幅を、 第 3無線部に対す る第 4無線部の相対振幅変動量とする
ことを特徴とする特許請求の範囲第 1 5項に記載のァダプテイブァレ一装置。
1 7. 前記制御手段は、 さらに、 無線部毎の相対的な伝送特性の総和又は積が 所定範囲内にあるか否かにより伝送特性の正当性を判定する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 1 6項に記載のァダプティブアレー装置。
1 8. アレーアンテナパターンを形成して無線通信するため送信部と受信部と アンテナとからなる第 1、 第 2無線部を有する無線端末を対象として、 第 1、 第 2アンテナを備えるキャリブレーション装置におけるキヤリプレーション方法で めつ こ、
第 1アンテナに対して指向性を向けかつ第 2アンテナに対してヌルを向けるゥ エイ トべクトルを用いて、 第 1及び第 2無線部に対してアレーアンテナパターン を形成させて信号をァレー送信させる制御ステップと、
第 1又は第 2アンテナによる受信信号レベルに基づいて、 第 1無線部と第 2無 線部との間の相対的な伝送特性を測定するステップと
を有することを特徴とするキヤリブレーシヨン方法。
1 9. 前記制御ステップは、 第 1及び第 2無線部による前記送信中に第 2無線 部の送信信号の位相と振幅とを変化させ、
前記測定ステップは、
前記変化中に第 2アンテナによる受信信号レベルが最小になったときの前記位 相と振幅の値とに基づいて、 前記伝送特性として位相変動量と、 振幅変動量とを 測定する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 1 8項に記載のキャリブレーション方法。
2 0 . 前記キャリブレーション方法は、 さらに
第 1アンテナから所望信号を、 第 2アンテナから妨害信号を同一周波数上で送 信する送信ステップを有し、
前記測定ステップは、 第 1及び第 2無線部に対して、 送信ステップにおいて送 信された妨害信号を除去して所望信号を受信するためのウェイ トベクトルを前記 無線端末に算出させた後、 算出されたゥヱイ トベク トルを用いて前記アレー送信 をさせる
ことを特徴とする特許請求の範囲第 1 9項に記載のキャリブレーション方法。
2 1 . アンテナと送信部と受信部とからなる無線部であって少なくとも第 1、 第 2無線部を備えるァダプティブアレー装置を対象として、 送信時と受信時とで ァレーアンテナパターンを一致させるための補正値を測定するキヤリプレーショ ン方法であって、
特定方向にヌル又は指向性を向けるアレーアンテナパターンを形成して信号を 送信するよう第 1及び第 2無線部を制御する制御ステップと、
前記信号の送信中に、 第 2無線部からの送信信号の位相又は振幅とを変化させ るよう第 2無線部を制御する変更ステップと、
変化する位相又は振幅の値毎に、 前記特定方向における送信信号の信号レベル を測定する測定ステップと、
測定された信号レベルが最小又は最大になつたときの位相又は振幅の値に基づ いて、 第 1無線部に対する第 2無線部の相対的な補正値を決定する決定ステップ と
を有することを特徴とするキヤリプレーシヨン方法。
2 2. 前記キャリブレーション方法は、 所望信号と妨害信号とを異なるアンテ ナから同一周波数上で送信する送信ステップを有し、
前記制御ステップは、
第 1及び第 2無線部それぞれの受信信号に対する重み係数であって、 前記妨害 信号を除去して所望信号を受信するため重み係数を算出するようァダプティブァ レ一装置を制御し、
算出された重み係数により第 1及び第 2無線部それぞれの送信信号を重み付け することにより、 前記特定方向として前記妨害信号を送信したアンテナ方向にヌ ルを向けたアレーアンテナパターンを形成して信号を送信するよう第 1、 第 2無 線部を制御し、
前記測定ステップは、 前記妨害信号を送信したアンテナを用いて前記信号レベ ルを測定する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 2 1項に記載のキヤリブレーション方法。
2 3. 送信部と受信部とアンテナとからなる無線部を複数備えるァダプティブ 7レー装置におけるキヤリブレーション方法であって、
複数の無線部から少なくとも 1つの無線部を選択する選択ステップと、 選択された無線部と選択されなかった無線部との間で信号を送信させ、 その受 信信号に基づいて選択された無線部の伝送特性を測定する測定ステップと を有することを特徴とするキャリブレーション方法。
2 4. 前記選択ステツプは、 選択された無線部の伝送特性の測定が終了する毎 に、 別の無線部を順次選択し、
前記測定ステップは、 順次選択された無線部について測定された伝送特性に基 づいて無線部毎の補正値を算出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 2 3項に記載のキヤリプレーション方法。 ，
2 5. 前記選択ステップは 2つの無線部を選択し、
前記測定ステップにおいて、 選択された 2つの無線部は、 選択されなかった 1 つの無線部のアンテナにヌルを向けたァレーアンテナパターンを形成して前記信 号を送信するとともに、 前記 2つの無線部のうちの一方の無線部の位相及び振幅 の少なくとも一方を変化させ、
前記測定ステップは、 変化中に、 ヌルを向けられた無線部における受信信号レ ベルが最小になったときの前記位相及び振幅の少なくとも一方を前記伝送特性と する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 2 4項に記載のキヤリブレ一シヨン方法。
2 6. 前記測定ステップにおいて、 前記選択された 2つの無線部は、 選択され なかった無線部の 1つから送信された信号を排除するようアレー受信したときの ウェイ トべクトルを用いることにより、 前記ヌルを向けたアレーアンテナパター ンを形成する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 2 5項に記載のキヤリブレーション方法。
2 7. 前記選択ステップは 2つの無線部を選択し、
選択された 2つの無線部は、 選択されなかった無線部の 1つに指向性を向けた アレーアンテナパターンを形成して前記信号を送信す とともに、 選択された 2 つの無線部のうち一方の無線部における送信信号の位相及び振幅の少なくとも一 方を変化させ、
前記測定ステップは、 変化中に、 指向性を向けられた無線部における受信信号 レベルが最大になったときの、 前記位相、 振幅の変化分を前記伝送特性とする ことを特徴とする特許請求の範囲第 2 4項に記載のキャリブレーション方法。
2 8. 送信部と受信部とアンテナとからなる無線部を複数備えるァダプティブ アレー装置におけるキャリブレーション方法であって、
複数の無線部から 4つの無線部を第 1〜第 4無線部として選択する選択ステツ プと、
第 1無線部のアンテナに対して指向性を向けかつ第 2無線部のアンテナに対し てヌルを向けるゥヱイ トべクトルを用いて、 第 3及び第 4無線部にアレー送信さ せ、 第 1又は第 2無線部による受信信号レベルに基づいて、 第 3無線部と第 4無 線部との間の相対的な伝送特性を測定する測定ステップと
を有することを特徴とするキャリブレーション方法。
2 9. 前記選択ステップは、 各無線部を一度ずつ第 4無線部として複数回選択 し、
前記測定ステップは、 各無線部について測定された相対的な伝送特性を基に、 1つの無線部を基準とする相対的な補正値を無線部毎に算出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 2 8項に記載のキャリブレーション方法。
3 0. 前記測定ステップは、 前記アレー送信時に第 4無線部の送信信号の位相 の変化させ、 変化中に第 2無線部による受信信号レベルが最小になったときの前 記位相を、 第 3無線部に対する第 4無線部の相対位相変動量とし、
前記ァレー送信時に第 4無線部の送信信号の振幅の変化させ、 変化中に第 2無 線部による受信信号レベルが最小になつたときの前記振幅を、 第 3無線部に対す る第 4無線部の相対振幅変動量とする
ことを特徴とする特許請求の範囲第 2 8項に記載のキヤリブレーション方法。
3 1 . 送信部と受信部とアンテナとからなる無線部を複数備えるァダプティブ アレー装置におけるキヤリブレーシヨン方法であって、
複数の無線部から 4つの無線部を第 1〜第 4無線部として選択する選択ステッ プと、
第 1無線部から所望信号を、 第 2無線部から干渉信号を送信させるとともに、 第 3及び第 4無線部により干渉信号を排除して所望信号をアレー受信するための ウェイ トべクトルを算出し、
算出されたゥヱイ トべクトルを用いて、 第 3及び第 4無線部に信号をアレー送 信させるとともに、 第 1又は第 2無線部による受信信号レベルに基づいて、 第 3 無線部と第 4無線部との間の相対的な伝送特性を測定する測定ステップと を有することを特徴とするキヤリブレーシヨン方法。
3 2. 前記選択ステップは、 全ての無線部が一度第 4無線部となるように複数 回選択し、
前記測定ステップは、 各無線部の相対的は伝送特性に基づいて各無線部毎の補 正値を算出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 3 1項に記載のキヤリブレーション方法。
3 3. 前記測定ステップは、 前記アレー送信時に第 4無線部の送信信号の位相 の変化させ、 変化中に第 2無線部による受信信号レベルが最小になったときの前 記位相を、 第 3無線部に対する第 4無線部の相対位相変動量とし、
前記アレー送信時に第 4無線部の送信信号の振幅の変化させ、 変化中に第 2無 線部による受信信号レベルが最小になつたときの前記振幅を、 第 3無線部に対す る第 4無線部の相対振幅変動量とする
ことを特徴とする特許請求の範囲第 3 2項に記載のキャリブレーション方法。
3 4. 前記測定ステップは、 さらに、 無線部毎の相対的な伝送特性の総和又は 積が所定範囲内にあるか否かにより伝送特性の正当性を判定する ことを特徴とする特許請求の範囲第 3 3項に記載のキャリブレーション方法。
3 5. アレーアンテナパターンを形成して無線通信するため送信部と受信部と アンテナとからなる第 1、 第 2無線部を有する無線端末を対象として、 第 1、 第 2アンテナを備えるキャリブレーション装置内のコンピュータに実行されるプロ グラムでめって、
第 1アンテナに対して指向性を向けかつ第 2アンテナに対してヌルを向けるゥ エイ トべクトルを用いて、 第 1及び第 2無線部に対してアレーアンテナパターン を形成させて信号をァレー送信させる制御ステップと、
第 1又は第 2アンテナによる受信信号レベルに基づいて、 第 1無線部と第 2無 線部との間の相対的な伝送特性を測定するステップと
をコンピュータに実行させることを特徴とするプログラム。
3 6. 前記制御ステップは、 第 1及び第 2無線部による前記送信中に第 2無線 部の送信信号の位相と振幅とを変化させ、
前記測定ステップは、
前記変化中に第 2アンテナによる受信信号レベルが最小になったときの前記位 相と振幅の値とに基づいて、 前記伝送特性として位相変動量と、 振幅変動量とを 測定する'
ことを特徴とする特許請求の範囲第 3 5項に記載のプログラム。
3 7. 前記プログラムは、 さらに'
第 1アンテナから所望信号を、 第 2アンテナから妨害信号を同一周波数上で送 信する送信ステップをコンピュータに実行させ、
前記測定ステップは、 第 1及び第 2無線部に対して、 送信ステップにおいて送 信された妨害信号を除去して所望信号を受信するためのウェイ トべクトルを前記 無線端末に算出させた後、 算出されたウェイ トべクトルを用いて前記アレー送信 をさせる
ことを特徴とする特許請求の範囲第 3 6項に記載のプログラム。
3 8. アンテナと送信部と受信部とからなる無線部であって少なくとも第 1、 第 2無線部を備えるァダプティプアレー装置を対象として、 送信時と受信時とで ァレーアンテナパターンを一致させるための補正値を測定するキヤリブレーショ ン装置内のコンピュータに実行されるプログラムであって、
特定方向にヌル又は指向性を向けるアレーアンテナパターンを形成して信号を 送信するよう第 1及び第 2無線部を制御する制御ステップと、
前記信号の送信中に、 第 2無線部からの送信信号の位相又は振幅とを変化させ るよう第 2無線部を制御する変更ステップと、
変化する位相又は振幅の値毎に、 前記特定方向における送信信号の信号レベル を測定する測定ステップと、
測定された信号レベルが最小又は最大になったときの位相又は振幅の値に基づ いて、 第 1無線部に対する第 2無線部の相対的な補正値を決定する決定ステップ と
をコンピュータに実行させることを特徴とするプログラム。
3 9. 前記キャリブレーション方法は、 所望信号と妨害信号とを異なるアンテ ナから同一周波数上で送信する送信ステップを有し、
前記制御ステップは、
第 1及び第 2無線部それぞれの受信信号に対 ：る重み係数であって、 前記妨害 信号を除去して所望信号を受信するため重み係数を算出するようァダプティブァ レー装置を制御し、
算出された重み係数により第 1及び第 2無線部それぞれの送信信号を重み付け することにより、 前記特定方向として前記妨害信号を送信したアンテナ方向にヌ ルを向けたアレーアンテナパターンを形成して信号を送信するよう第 1、 第 2無 線部を制御し、
前記測定ステップは、 前記妨害信号を送信したアンテナを用いて前記信号レべ ルを測定する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 3 8項に記載のプログラム。
4 0. 送信部と受信部とアンテナとからなる無線部を複数備えるァダプティブ ァレ一装置内のコンピュータに実行されるプログラムであって、
複数の無線部から少なくとも 1つの無線部を選択する選択ステップと、 選択された無線部と選択されなかった無線部との間で信号を送信させ、 その受 信信号に基づいて選択された無線部の伝送特性を測定する測定ステップと をコンピュータに実行させることを特徴とするプログラム。
4 1 . 前記選択ステツプは、 選択された無線部の伝送特性の測定が終了する毎 に、 別の無線部を順次選択し、
前記測定ステツプは、 順次選択された無線部について測定された伝送特性に基 づいて無線部毎の補正値を算出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 4 0項に記載のプログラム。
4 2. 前記選択ステップは 2つの無線部を選択し、
前記測定ステップにおいて、 選択された 2つの無線部は、 選択されなかった 1 つの無線部のアンテナにヌルを向けたアレーアンテナパターンを形成して前記信 号を送信するとともに、 前記 2つの無線部のうちの一方の無線部の位相及び振幅 の少なくとも一方を変化させ、
前記測定ステップは、 変化中に、 ヌルを向けられた無線部における受信信号レ ベルが最小になったときの前記位相及び振幅の少なくとも一方を前記伝送特性と する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 4 1項に記載のプログラム。
4 3. 前記測定ステップにおいて、 前記選択された 2つの無線部は、 選択され なかった無線部の 1つから送信された信号を排除するようアレー受信したときの ウェイ トべクトルを用いることにより、 前記ヌルを向けたアレーアンテナパター ンを形成する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 4 2項に記載のプログラム。
4 4. 前記選択ステップは 2つの無線部を選択し、
選択された 2つの無線部は、 選択されなかった無線部の 1つに指向性を向けた アレーアンテナパターンを形成して前記信号を送信するとともに、 選択された 2 つの無線部のうち一方の無線部における送信信号の位相及び振幅の少なくとも一 方を変化させ、
前記測定ステップは、 変化中に、 指向性を向けられた無線部における受信信号 レベルが最大になったときの、 前記位相、 振幅の変化分を前記伝送特性とする ことを特徴とする特許請求の範囲第 4 1項に記載のプログラム。
4 5. 送信部と受信部とアンテナとからなる無線部を複数備えるァダプティブ ァレー装置内のコンピュータに実行されるプログラムであって、
複数の無線部から 4つの無線部を第 1〜第 4無線部として選択する選択ステツ プと、
第 1無線部のアンテナに対して指向性を向けかつ第 2無線部のアンテナに対し てヌルを向けるウェイ トべクトルを用いて、 第 3及び第 4無線部にアレー送信さ せ、 第 1又は第 2無線部による受信信号レベルに基づいて、 第 3無線部と第 4無 線部との間の相対的な伝送特性を測定する測定ステップと
をコンピュータに実行させることを特徴とするプログラム。
4 6. 前記選択ステップは、 各無線部を一度ずつ第 4無線部として複数回選択 し、
前記測定ステツプは、 各無線部について測定された相対的な伝送特性を基に、 1つの無線部を基準とする相対的な補正値を無線部毎に算出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 4 5項に記載のプログラム。
4 7. 前記測定ステップは、 前記ァレ一送信時に第 4無線部の送信信号の位相 の変化させ、 変化中に第 2無線部による受信信号レベルが最小になつたときの前 記位相を、 第 3無線部に対する第 4無線部の相対位相変動量とし、 前記ァレー送信時に第 4無線部の送信信号の振幅の変化させ、 変化中に第 2無 線部による受信信号レベルが最小になったときの前記振幅を、 第 3無線部に対す る第 4無線部の相対振幅変動量とする
ことを特徴とする特許請求の範囲第 4 5項に記載のプログラム。
4 8. 送信部と受信部とアンテナとからなる無線部を複数備えるァダプティブ ァレー装置内のコンピュータに実行されるプログラムであって、
複数の無線部から 4つの無線部を第 1〜第 4無線部として選択する選択ステツ プと、
第 1無線部から所望信号を、 第 2無線部から干渉信号を送信させるとともに、 第 3及び第 4無線部により干渉信号を排除して所望信号をアレー受信するための ウェイ トべクトルを算出し、
算出されたウェイ トべクトルを用いて、 第 3及び第 4無線部に信号をアレー送 信させるとともに、 第 1又は第 2無線部による受信信号レベルに基づいて、 第 3 無線部と第 4無線部との間の相対的な伝送特性を測定する測定ステップと をコンピュータに実行させることを特徴とするプログラム。
4 9. 前記選択ステップは、 全ての無線部が一度第 4無線部となるように複数 回選択し、
前記測定ステップは、 各無線部の相対的は伝送特性に基づいて各無線部毎の補 正値を算出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 4 8項に記載のプ ΰグラム。
5 0. 前記測定ステップは、 前記アレー送信時に第 4無線部の送信信号の位相 の変ィヒさせ、 変化中に第 2無線部による受信信号レベルが最小になったときの前 記位相を、 第 3無線部に対する第 4無線部の相対位相変動量とし、
前記ァレー送信時に第 4無線部の送信信号の振幅の変化させ、 変化中に第 2無 線部による受信信号レベルが最小になったときの前記振幅を、 第 3無線部に対す る第 4無線部の相対振幅変動量とする ことを特徴とする特許請求の範囲第 4 9項に記載のプログラム。
5 1 . 前記測定ステップは、 さらに、 無線部毎の相対的な伝送特性の総和又は 積が所定範囲内にあるか否かにより伝送特性の正当性を判定する
ことを特徴とする特許請求の範囲第 5 0項に記載のプログラム。
5 2. アレーアンテナパターンを形成して無線通信するため送信部と受信部と アンテナとからなる第 1、 第 2無線部を有する無線端末を対象として、 第 1、 第 2アンテナを備えるキャリブレーション装置内のコンピュータに読み取り可能な プログラムを記憶する記録媒体であって、
第 1アンテナに対して指向性を向けかつ第 2アンテナに対してヌルを向けるゥ エイ トべクトルを用いて、 第 1及び第 2無線部に対してアレーアンテナパターン を形成させて信号をアレー送信させる制御ステップと、
第 1又は第 2アンテナによる受信信号レベルに基づいて、 第 1無線部と第 2無 線部との間の相対的な伝送特性を測定するステップと
をコンピュータに実行させるプログラムを記憶することを特徴とプログラム記録 媒体。
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