WO2003040753A1 - Transpondersystem und verfahren zur entfernungsmessung - Google Patents

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transponder
frequency
oscillator
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Martin Nalezinski
Martin Vossiek
Leif Wiebking
Patric Heide
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H01L2924/15311—Connection portion the connection portion being formed only on the surface of the substrate opposite to the die mounting surface being a ball array, e.g. BGA

Definitions

  • Transponder systems and methods and arrangements for exchanging data and for measuring the distance from a base station to a modulated transponder exist in a variety of forms and have been known for a long time. General embodiments and principles can be found e.g. in "K. Finenkenzeller, RFID-Handbuch, 2 ed. Kunststoff, Vienna: Carl Hanser Verlag, 2000". Common transponders are e.g. so-called backscatter or backscatter transponders that do not have their own signal source, but only borrow the received signal, amplified if necessary.
  • DE 199 46 161 shows methods for measuring the distance to a transponder, with FMCW backscatter transponders and systems in classic designs. be described.
  • DE 199 57 536 and DE 199 57 549 describe vehicle access systems, in particular anti-theft systems, designs and applications, inter alia also with FMCW backscatter transponders.
  • a disadvantage of such RFLO backscatter systems is that the transmitted signal has to travel back and forth from the base station to the transponder and, based on the radar equation, the signal-to-noise ratio (SNR) of the entire transmission path proportional to the 4th power of the distance decreases.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • the FMCW backscatter RFLO two spectral components whose distance in frequency or phase is proportional to the distance "dist" between the transponder and the base station.
  • the object of the invention is to demonstrate a particularly simple method with which it is possible to determine the distance to a transponder in the near range in an alternative manner.
  • the distance determination device in the base station has a mixer for mixing the quasi-phase-coherent signal received by the transponder and the current transmission signal to form a mixed signal, a measurement signal is produced which has at least 2 spectral components, the frequency spacing or phase spacing of which is a measure of the distance from the base station to the transponder, this measure being independent of the switch-on and switch-off frequency of the oscillator in the transponder.
  • modulating or detuning the modulation frequency of the transmission signal from the base station leads to a measurement signal which has spectral components which are expressed by cosine functions which are amplitude-weighted.
  • Transponder with its own frequency shift, measurement even from small distances down to a value of zero possible.
  • the possibility of performing a Fourier transformation of the amplitude-weighted measurement signal in the frequency domain leads to spectral lines (sidebands) with a rectangular envelope, in which the outer edges of a left and right sideband closest to the modulation frequency determine the distance between the base station and the transponder ,
  • LTCC module Low Temperature Cofired Ceramic
  • LM LTCC module
  • the modulation frequency for switching the oscillator on and off in the transponder is not included in the evaluation distance is received in the base station, it can be used to transmit additional information from the transponder to the base station.
  • Base station 4 modulation components after processing according to the prior art or the present method; 5 shows frequency / phase diagrams for this;
  • the base station BS comprises in particular an oscillator OSZ B for generating an oscillating signal s tx (t) which is output or can be tapped at an oscillator output.
  • the oscillator output is connected to a transmitting antenna, which is also optionally available as a receiving antenna
  • a directional coupler RK is connected in the base station BS between the oscillator output and the antenna ANT B. This has another output, which leads to a mixer RXMIX and other components.
  • the transponder TR has an antenna ANT T with which the
  • the antenna advantageously also serves as the transmit antenna ANT T.
  • the oscillator 2 is advantageously designed such that on the one hand it is not excited to oscillate by thermal noise, but on the other hand the received or base signal e rxt (t) coupled to it is sufficient to excite quasi-phase-coherent oscillations with the base signal e rxt (t).
  • Quasi-phase coherent means in particular that the phase transmission difference between the base signal and the generated comparison signal is small, the term small being seen in relation to the intended communication or measurement task.
  • the value ⁇ / 10 that is about 20 °, is often used as the limit for a small phase deviation.
  • Such signals with only small phase deviations are referred to in the following as quasi-phase coherent and the period in which this coherence exists is called the coherence time length.
  • This filter FLT of the base station BS is preferably designed as a bandpass filter, with the center frequency being adapted to the clock rate of the clock control CLK / Sw of the transponder TR.
  • the exemplary base station is thus designed like a common FMCW radar device, the topology shown being only an example, but in principle any conventional designs of radars with frequency modulation can be used.
  • the components behind the reception mixer RXMIX and the signal evaluation according to the modulation in the transponder TR have to be adapted.
  • s 0 sz ( t ) sin ( ⁇ osz-
  • the mixer ZFMIX as is generally known, as an IQ mixer (IQ: in-phase and quadrature phase, ie 90 ° phase-shifted) is the real one - and supplies the imaginary part.
  • IQ mixer in-phase and quadrature phase, ie 90 ° phase-shifted
  • TP low-pass filter
  • the measuring system is preferably operated frequency-modulated, the case is considered below in which the modulation frequency ⁇ sw is modulated as a function of time. If ⁇ sw is detuned linearly from -B / 2 to + B / 2 over the bandwidth B during a period of T, the following applies
  • the derivation with the signal s mesS fm c w (t) only reproduces the signal exactly during a switch-on period.
  • This signal is additionally modulated by the periodic modulation in the transponder results in a frequency shift of S messfmcw (t) or additional spectral components. Since this effect of a modulation is generally known and described in the cited prior art, only a single spectral component is considered as an example below , or the signal s mesSfmcw (t), initially as if it had not been cyclically modulated.
  • Si function (Si (x) sine (x) / x) amplitude-weighted. If one transforms this amplitude-weighted signal with the Fourier transform into the frequency range, the outstanding metrological properties of this signal become clear.
  • the Fourier transform of the present Si function yields a rectangular function, the width ⁇ p of the rectangular
  • Transponder TR based on the distance between the outer channels th of the left and right sidebands can be determined.
  • FIG. 4 illustrates the comparison of the signals from a conventional FMCW backscatter system to the present system and the principle of evaluation described above.
  • amplitudes a, phases ⁇ and frequencies f of the echo signals are measured and processed in a computing unit.
  • the base station BS can work according to the principle of the FM-CW method known from radar technology.
  • the transmission frequency is changed within a predetermined frequency range (bandwidth).
  • a distance of an object can be determined from a measurement of the frequency difference ⁇ f or the phase difference ⁇ between the transmission frequency and the reception frequency.
  • the received frequency f or phase ⁇ are therefore proportional to a distance.
  • Transponders are in the upper frequency range, corresponding to the two sidebands 42 and 42 ⁇ with double sideband modulation, echo signals which are used as an echo profile or distribution of the echo signals over frequency f and / or time t for evaluating the echo signals and for distance measurement.
  • the modulation at least two sidebands 42 and 42 result which are symmetrical to the modulation frequency f M of the transponder.
  • additional spectral lines of higher modulation components arise which could be evaluated in the same way but have a lower amplitude and are therefore rather unfavorable for evaluation usually simply filtered out and not considered here to simplify the description.
  • the echo profile of a side band 42 or 42 x is sufficient to carry out an evaluation in an evaluation unit, such as a microprocessor 27.
  • the first maximum in FIG. 8, for example, the maximum of the upper side band 42 from FIG. 10 which is closest to the modulation frequency f M , is a direct echo signal from the transponder, that is to say was created by a direct free space transmission without reflection.
  • the other maxima represent longer transmission paths that arise from reflections on objects.
  • baseband 41 In the frequency range around the mixed frequency of 0 Hz, which is also referred to as baseband 41, are the echo signals directly reflected on objects, as would also occur with a conventional FMCW radar. These echo signals in baseband 41 are of less interest in the present case.
  • the two sidebands are shifted by the frequency component ⁇ b, i.e. Sideband 42 'by the frequency component ⁇ b to the left and sideband 42 by the frequency component ⁇ b to the right, so that the two sidebands do not run into one another even at the distance 0 and
  • the transponder can be used particularly advantageously in local positioning systems (LPS).
  • LPS local positioning systems
  • the distance to a transponder TR is measured by at least two base stations BS known in their position.
  • the position of the transponder TR in a plane or, if more base stations BS are used in the room, can then be determined by triangulation, then using a ball cut method.
  • the option shown to use the outer edge of the rectangular function to determine the beat frequency f ea t or the distance dist is particularly advantageous, since the shortest measurement paths between the base station BS and the transponder TR are always of particular interest in the case of local positioning systems.
  • the following preferred evaluation variant is proposed.
  • First the measurement signal s rx (t) is weighted with a window function. Since the Si envelope in principle already has an amplitude weighting, a window function with weak weighting and consequently with low side lobe suppression is sufficient. Suitable window functions are known per se. The window function should only alteration to the Vermin- known Gibbs phenomenon ⁇ lead, so a smooth and oszillations reinstate course of the spectral rectangle function. Preferred for calculating the spectrum to use the fast Fourier transform since their properties lead to the Si function being transformed into the advantageous spectral rectangular function. The amount of the spectrum is preferably evaluated. However, an evaluation of the phase as it is known per se from the prior art is also possible.
  • edges in particular the first innermost edge, as precisely as possible, it is advantageous to differentiate the range of magnitudes, since the steep flanks of the rectangle then produce pronounced peaks.
  • the position of the maxima of the peaks then corresponds to the position of the edges or the turning points of the edge function. This form of evaluation avoids with simple means that the amplitude of the signal influences the
  • interpolation can e.g. with a common polynomial adjustment.
  • some of the discrete spectral points in the immediate vicinity of the maximum e.g. 3, i.e. the maximum and its right and left neighbor, and uses an even-order polynomial, e.g. 2nd order, i.e. a parabola.
  • Other interpolation methods such as spline methods, or those methods which adapt the expected curve shapes to the measured curve by means of the "least squares method" can also be used.
  • the distance measurement when evaluating the two spectral sidebands is independent of the modulation frequency f mk in the transponder.
  • the modulation frequency can therefore be used to transmit information from the transponder TR to the base station BS in parallel or instead of for distance measurement.
  • a frequency position coding known per se is particularly suitable in this sense.
  • the transponder TR is to be provided with devices which make it possible to change the modulation frequency f mk in at least between two values.
  • Transponder TR is to be selected so that the transponder signals do not overlap spectrally regardless of the code and the distances between transponder TR and base station BS.
  • the modulation step size ⁇ f is preferably chosen to be somewhat higher than the maximum expected frequency measurement uncertainty.
  • This context and exemplary embodiments of a corresponding position coding method are e.g. from DE 198 60 058, which per se knows a radio-questionable surface wave element with an optimal code range.
  • FIG. 7 A favorable embodiment of the transponder and the base station with an advantageous choice of the system parameters is shown in FIG. 7.
  • the transmission / reception separation takes place here in the base station BS with a transmission mixer TRXMIX.
  • the modulation frequency f m! C here for example 25 MHz, in the transponder TR is advantageously about 1/4 of the modulation bandwidth B, for example here 100 MHz, a voltage controlled oscillator VCO (Voltage Controlled Oscillator) in the base station BS.
  • VCO Voltage Controlled Oscillator
  • the mixing frequency fmb of the intermediate frequency mixer ZFMIX is preferably selected such that mixing is not carried out on the frequency 0 but on another lower intermediate frequency f ZF2 .
  • This intermediate frequency range is then selected with the bandpass filter BP2, which should be centered around f IF2 .
  • the intermediate frequency f IF2 here 50 kHz, should be selected so that all signal components of interest, i.e. both sidebands, are within a certain selected range in the frequency range> 0, so that complex data acquisition and evaluation can be dispensed with.
  • the intermediate frequency f IF2 here 50 kHz
  • Measurement data digitized with an analog-digital converter and processed in a microprocessor.
  • the sampling frequency here for example 200 kHz, of the analog-digital converter A / D is preferably chosen to be approximately four times as large as the intermediate frequency f IF .
  • the function of the bandpass filter BP2 is preferably supported or even replaced by a further digital bandpass filter in the microprocessor.
  • the modulation frequency f m ⁇ in the transponder TR is preferably generated with a programmable frequency synthesizer or from a basic clock derived from a programmable divider.
  • a microprocessor in the transponder TR then preferably controls the modulation frequency f m ) c.
  • transponder system shown can be used for a wide variety of applications and can of course be supplemented or modified by a wide variety of methods and components which can be found in the state of the art in the field of transponders and positioning systems.
  • the principle shown is also applicable to the entire range of electromagnetic waves, e.g. from a few Hz to the optical range, and also to other waveforms, e.g. Sound, transferable.
  • the high-frequency modules and in particular the transponder TR are constructed as small and compact as possible.
  • the size of the transponder TR is usually carried on the body by a person, the size of the transponder TR
  • Transponders TR e.g. in the form of a key or a payment / admission ticket, the key factor is comfort.
  • High frequency modules are usually used on printed circuit boards made of organic materials, e.g. Teflon or epoxy based.
  • organic materials e.g. Teflon or epoxy based.
  • Teflon e.g. Teflon
  • epoxy based e.g. Teflon
  • the desire for small sizes due to the coupling between wavelength and structure size with these materials can only be fulfilled to a very limited extent.
  • Circuits on thin-layer ceramics are an alternative, but their production is very cost-intensive.
  • both the transponder TR and the base station BS can be implemented particularly advantageously as an LTCC (Low Temperature Cofired Ceramic) module or using LTCC modules.
  • LTCC Low Temperature Cofired Ceramic
  • the high-frequency structures based on LTCC are on the one hand the relatively large dielectric constant of LTCC compact, but also because it is possible to implement the circuit using multilayer technology.
  • LTCC is inexpensive to manufacture.
  • LTCC modules can be equipped for mass production.
  • these integrated LTCC modules can be mounted on very inexpensive standard printed circuit boards, which in turn do not necessarily require HF are suitable to be equipped.
  • SMT components Surface Mount Technology
  • HF Planar Components
  • FIG. 8 An advantageous transponder TR with LTCC-HF modules is shown in FIG. 8.
  • LTCC module LM On the LTCC module LM are, for example, a high-frequency oscillator HFO, a bandpass filter BPl for filtering out interfering modulation components that result from switching (on / off) the oscillator HFO with the clock from a clock generator TGEN, and a high-frequency divider or -Counter integrated CNT.
  • the oscillator HFO is regulated to its target frequency via a control circuit RK, to which the divided clock or the counter reading is fed, as is described, for example, with reference to FIG. 7. Except for the connection of the antenna ANT T , only digital, comparatively low-frequency signals are led out from the LTCC module LM, so that this module LM can be integrated into the rest of the circuit easily and inexpensively.
  • the RF circuit consists of several layers or RF layers. On the top of the LTCC substrate, the components are placed that are not in the inner layers are primarily integrated, for example semiconductors. This would be from the circuit of FIG. 8, for example, the oscillator HFO, the divider CNT and possibly other discrete components B. In particular, SMT assembly or flip-chip assembly, as they are known per se, are available as assembly technology [ P. Heide: "Business Opportunities and Technology Trends - Millimeter Wave Modules for Sensor Products and Broadband Wireless Communications", Compound Semiconductors Magazine, Vol. 6, No. 2, March 2000, pp. 82 - 88.].
  • the LTCC module LM itself can, for example, be mounted on a standard PCB LP using so-called ball grid or land grid technology BG / LG.
  • a basic idea in the exemplary embodiments is that not only are the oscillations of the active oscillator in the transponder TR quasi-phase-coherent with the base signal, but the excitation of the active oscillator is quasi-phase-coherent. While in devices and methods according to the prior art, the active oscillator is excited by thermal noise, and its oscillations are made quasi-phase coherent only later by a complex control process and a lock-in, the subject of the application is the oscillator by the base signal Already quasi-phase-coherently excited or already quasi-phase-coherent and thus the phase coherence is automatically established.
  • a basic idea is that an oscillator is in an unstable equilibrium in the basic state, and when it is switched on, it must first be excited to oscillate by some kind of external energy supply. Only after this initial initiation does the feedback become active, with which the oscillation is maintained. For example, thermal noise is usually used for such an initialization of a resonant circuit. This means that an oscillator with a random phase and amplitude swings up and then at its frequency specified oscillates. However, if an external excitation signal is injected into the oscillator when it is switched on, the frequency of which lies in the bandwidth of the resonance circuit and the power of which is appreciably above the noise power, the oscillator does not oscillate randomly, but in synchronism with the phase of the exciting base signal. Depending on the frequency difference between the exciting base signal and the oscillator signal and depending on the phase noise of the two oscillators, this quasi-phase coherence remains at least for a time.
  • the difference between the present concept and the known passive devices and methods is the use of an active oscillator.
  • the base signal is not simply reflected back, but an oscillator signal is actively constructed with its own quasi-phase-coherent source before it is sent back.
  • the system has a function that is otherwise similar and therefore has a significantly longer range than passive systems according to the state of the art.
  • the oscillator signal of the active oscillator can serve as a response signal or comparison signal, depending on whether it is a unidirectional or bidirectional signal transmission.
  • control loops for any carrier recovery can be dispensed with in the present device.
  • a particular advantage with transponder arrangements is that no time, frequency or polarization multiplexing is necessary, since the base and oscillator signals do not influence one another, or only influence them in the desired manner at the beginning of the transient process and then independently of one another are quasi-phase coherent.
  • the device has a switching means for switching the quasi-phase-coherent excitability of the active one Has oscillator.
  • This switching means is used to put the active oscillator into a state from which it, when excited by the base signal, can oscillate in a quasi-phase-coherent manner with the base signal.
  • the oscillations do not necessarily have to be completely switched on and off. If, for example, the active oscillator can oscillate with different modes, a second mode can simply be switched while the first continues to oscillate. Even if there is only one mode, the oscillation does not have to be switched off completely; damping is usually sufficient, so that the basic signal is sufficient for the next quasi-phase-coherent excitation.
  • the quasi-phase coherent excitability of the active oscillator is repeated cyclically in a further development, the quasi-phase coherence remains even over longer periods of time.
  • the switching means is designed such that it switches the active oscillator at a predetermined clock rate.
  • the duration of the clock cycles of the clock rate preferably corresponds approximately to the coherence time length. However, faster switching is also possible without the quasi-coherence between base and oscillator signal being lost. Conversely, if the quasi-phase coherence is only necessary in certain time periods, the cycle time can also be selected longer than the coherence length.
  • the active oscillator generated oscillator signal can be understood as a sampled duplicate of the base signal. If the sampling theorem is adhered to, a signal is completely described by its sampling values.
  • the switch-off period of the active oscillator is expediently not significantly longer than the switch-on period, ie not significantly longer than the coherence period. Compliance with the sampling theorem is therefore inherent due to the coherence condition. According to the sampling theorem, the phase difference between two sampling points must be less than 180 °. This condition is less restrictive than that
  • the signal of the switched oscillator despite the switching process, is to be regarded as an image of the comparison signal or carries its complete information.
  • the base station preferably has a bandpass filter, the center frequency of which approximately corresponds to the clock rate, and / or means for influencing the clock rate eliminate.
  • Such means can be an additional mixer or a rectifier and a low-pass filter.

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf Entfernungs-Bestimmungssystem zum Bestimmen der Entfernung zwischen einer Basisstation (BS) und einem Transponder (TR), wobei die Basisstation (BS) eine oszillierende Signalquelle (OSZB) zum Erzeugen eines Signals (stx(t)) und eine Sendeeinrichtung (ANTB) zum Aussenden des Signals (stx(t)) aufweist, der Transponder (TR) eine Empfangseinrichtung (ANTT) zum Empfangen des Signals (erxt(t)) von der Basisstation (BS), einen Oszillator (OSZT) zum Erzeugen eines dazu phasenkohärenten Signals (sOSZ(t)) und eine Sendeeinrichtung (ANTT) zum Aussenden des phasenkohärenten Signals (sOSZ(t)) aufweist und die Basisstation (BS) außerdem eine Empfangseinrichtung (ANTB) zum Empfangen des phasenkohärenten Signals (sOSZ(t)) von dem Transponder (TR) und eine Entfernungs-Bestimmungseinrichtung (RXMIX, FLT, DEMOD) zum Bestimmen der Entfernung (dist) zwischen Basisstation (BS) und Transponder (TR) aufweist. Zur Verbesserung des Systems und der Komponenten wird vorgeschlagen, dass der Oszillator (OSZT) im Transponder (TR) mit dem empfangenen Signal (srxt(t)) zum Erzeugen eines quasi-phasenkohärenten Signals (sOSZ(t)) angeregt wird.

Description

Beschreibung
Transpondersystem und Verfahren zur Entfernungsmessung
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Entfernungsbestimmung mit den oberbegrifflichen Merkmalen des Anspruchs 1, ein Entfernungs-Bestimmungssystem mit den oberbegrifflichen Merkmalen des Patentanspruchs 2 bzw. eine Basisstation und einen Transponder dafür.
Transpondersysteme sowie Verfahren und Anordnungen zum Austausch von Daten und zur Messung der Entfernung von einer Basisstation zu einem modulierten Transponder existieren in vielfältiger Form und sind seit langem bekannt. Allgemeine Ausführungsformen und Prinzipien finden sich z.B. in "K. Fin- kenzeller, RFID-Handbuch, 2 ed. München, Wien: Carl Hanser Verlag, 2000". Als Transponder üblich sind z.B. sogenannte Rückstreu- bzw. Backscatter-Transponder, die über keine eigene Signalquelle verfügen, sonder das empfangene Signal ledig- lieh, gegebenenfalls verstärkt, zurückspiegeln.
Im folgenden Text werden solche Systeme, bei denen der Abstand zwischen der Basisstation und dem Transponder gemessen werden kann, allgemein als Funkfrequenz-gestützte Lokalisie- rungssysteme bzw. RFLO-Systeme (Radio Frequency LOcalisation) bezeichnet, dies analog zu Funkfrequenz-gestützter Identifizierung bzw. RFID (Radio Frequency Identifikation) . Vorteilhafte Ausführungen von derartigen RFLO-Anordnungen, die auf dem Prinzip des FMCW-Radars (Frequency Modulated Continous Wave / frequenzmodulierte kontinuierliche Welle) bzw. verwandten Prinzipien beruhen, sind z.B. in "M. Vossiek, R. Roskosch, and P. Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar, 29th European Microwave Conference, Munich, Germany, 1999" und in DE 199 46 161, DE 199 57 536 und DE 199 57 557 ausführlich beschrieben. DE 199 46 161 zeigt Verfahren zur Abstandmessung zu einem Transponder auf, wobei hier FMCW- Backscatter-Transponder und -Systeme in klassischen Ausfüh- rung beschrieben werden. DE 199 57 536 und DE 199 57 549 beschreiben KFZ-Zugangssysteme, insbesondere Diebstahlschutzsysteme, Ausführungen und Applikation unter anderem auch mit FMCW-Backscatter-Transponder.
Nachteilig ist bei derartigen RFLO-Backscattersystemen, dass das gesendete Signal den Weg von der Basisstation zum Transponder hin und zurück durchlaufen muss und daher, basierend auf der Radargleichung, das Signal-zu-Rauschverhältnis (SNR) der gesamten Übertragungstrecke proportional zur 4ten Potenz der Entfernung abnimmt. Wegen der mit der Frequenz stark ansteigenden Freifelddämfung lassen sich insbesondere sehr hochfrequente passive Backscatter-Transponder im GHz- Bereich kaum mit einem befriedigenden Signal-zu- Rauschverhältnis realisieren. Dies ist insbesondere deswegen unbefriedigend, da GHz-Systeme im Prinzip wegen der hohen verfügbaren Bandbreite sowohl zur Entfernungsmessung als auch zur schnellen Datenübertragung sehr vorteilhaft einsetzbar wären.
Wird im Transponder mit einer eigenen Quelle, basierend auf dem empfangenen Signal, ein phasenkohärentes neues Signal generiert, so durchläuft ein Signal den Weg Basisstati- on/Transponder jeweils nur einmal. In diesem Fall ist das Signal-zu-Rauschverhältnis nur umgekehrt proportional zur 2- ten Potenz der Entfernung. Hinzu kommt, dass auch sonstige Dämpfungen und Verluste auf dem Übertragungsweg nur einmal und nicht zweimal auf das zurückübertragene Signal einwirken. Daher ist, insbesondere bei größeren Entfernung, das Signal- zu-Rauschverhältnis hierbei um Größenordnungen höher als bei einfachen Backscattersystemen. Allerdings sind derartige Systeme z.B. bezüglich Schaltungskomponenten, Stromverbrauch, Herstellungs- und Unterhaltungskosten sehr viel aufwendiger als die genannten passiven Backscatter-Anordnungen und kommen daher für sehr viele Applikationen nicht in Betracht. Ein weiteres grundlegendes Problem von RFLO- Backscattersystemen besteht, wie DE 199 46 161 und "M. Vos- siek, R. Roskosch, and P. Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar, 29th European Microwave Conferen- ce, Munich, Germany, 1999" zu entnehmen ist, darin, dass sie häufig nicht in der Lage sind, sehr kurze Distanzen zwischen Transponder und Basisstation zuverlässig zu messen. Gerade diese kurzen Distanzen sind aber z.B. für Zugangssysteme und lokale Positioniersysteme (LPS) besonders interessant. Das Problem rührt daher, dass es in erster Linie aus rechtlichen aber auch aus technische Gründen nicht möglich ist, beliebig große Modulationsbandbreiten B zu verwenden.
Wie dies in den genannten Literaturstellen dargestellt ist, ergeben sich z.B. beim FMCW-Backscatter-RFLO zwei Spektralkomponenten deren Abstand bezüglich Frequenz oder Phase proportional zur Entfernung "dist" zwischen dem Transponder und der Basisstation ist. Die begrenzte Modulationsbandbreite bewirkt nun, dass die Spektralkomponenten nicht beliebig schmal sind, sondern bei üblicher Auswertung über die Fouriertrans- formation physikalisch bedingt zumindest die Breite Δp = c/(2*B) aufweisen, wobei c die Lichtgeschwindigkeit, B die Modulationsbandbreite und Δp die Distanz ist, hier in Metern umgerechnet.
Die physikalisch sinnvolle Frequenz einer Spektralkomponente entspricht ihrem Maximalwert, der üblicherweise in ihrer Mitte liegt. Bei Unterschreiten einer gewissen Mindestentfernung überlappen die Spektralkomponenten. Dies führt dazu, dass das Maximum der Spektralkomponente nicht mehr der physikalisch sinnvollen Frequenz entspricht und somit kein einfach ablesbares Maß zur Bestimmung der Frequenz vorhanden ist und daher die Entfernung nicht mehr exakt bestimmt werden kann. Auch können die beiden Spektrallinien so weit ineinander laufen, dass sie nicht mehr als getrennte Linien erkennbar sind. Wird z.B. mit einer Bandbreite von 80 MHz gemessen, wie sie z.B. im gängigen, weltweit verfügbaren und standardisierten ISM- Radarband (ISM = Industrial-Scientific-Medical) bei 2,45 GHz maximal verfügbar ist, so sind mit einfachen Anordnungen üblicherweise unter ca. 2 m Mindestabstand zwischen Basisstation und Transponder keine exakten Messwerte mehr zu detektie- ren. Praktisch ist dies üblicherweise sogar nicht unter 4 m möglich, da zur Berechnung der Fouriertransformation üblicherweise das Zeitsignal mit einer Fensterfunktion gewichtet wird, die eine weitere Verschlechterung der Auflösung bewirkt .
Dieses Problem kann, gemäß "M. Vossiek, R. Roskosch, and P. Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar, 29th European Microwave Conference, Munich, Germany, 1999", durch Verwendung einer Verzögerungsleitung gelöst werden, die eine feste Grundlaufzeit des Signals bewirkt. Neben dem schaltungstechnischen Mehraufwand verursacht jede Totzeit im Transponder jedoch erhebliche Probleme bezüglich Drift und den daraus resultierenden Messungenauigkeiten.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein besonders einfaches Verfahren aufzuzeigen, mit dem es möglich ist, die Entfernung zu einem Transponder bis in den Nahbereich auf alternative Art und Weise zu bestimmen.
Diese Aufgabe wird durch das Verfahren zur Entfernungsmessung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 das Entfernungs- Bestimmungssystem mit den Merkmalen des Patentanspruchs 2, bzw. Basisstationen und Transpondern dafür gelöst. Vorteil- hafte Ausgestaltungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen.
Das Transpondersystem und das Verfahren zur Entfernungsmessung ermöglichen es, die Entfernung zu einem Transponder bis in den Nahbereich sehr exakt zu bestimmen. Desweiteren wird eine aufbautechnische Lösung ermöglicht, die eine besonders bau- und kostengünstige Umsetzung der Anordnung erlaubt. Fer- ner werden Auswertemethoden ermöglicht, die eine besonders vorteilhafte Auswertung der Messsignale erlauben und daher eine hohe Zuverlässigkeit und Genauigkeit der Messung ermöglichen.
Wenn die Entfernungs-Bestimmungseinrichtung in der Basisstation einen Mischer zum Mischen des von dem Transponder empfangenen quasi-phasenkohärenten Signals und des momentanen Sendesignals zu einem Mischsignal aufweist, so entsteht ein Meßsignal, das zumindest 2 Spektralkomponenten aufweist, deren Frequenzabstand oder Phasenabstand ein Maß für Entfernung von der Basisstation zum Transponder ist, wobei dieses Maß von der Ein- und Ausschaltfrequenz des Oszillators im Transponder unabhängig ist.
Die Modulationsfrequenz des Sendesignals der Basisstation zu modulieren bzw. zu verstimmen, führt letztendlich zu einem Messsignal welches Spektralanteile aufweist, welche durch Cosinus-Funktionen ausgedrückt werden, die amplitudengewichtet sind. Vorteilhafterweise wird durch eine dem beschriebenen
Transponder zueigenen Frequenzverschiebung, eine Messung auch von kleinen Entfernungen bis zu einem Wert von Null herab möglich. Das außerdem mögliche Durchführen einer Fou- riertransformation des amplitudengewichteten Messsignals in den Frequenzbereich führt zu Spektrallinien (Seitenbändern) mit einer Rechteck-förmigen Einhüllenden, bei der die äußeren, der Modulationsfrequenz am nächsten liegenden Kanten eines linken und rechten Seitenbandes die Entfernung zwischen Basisstation und Transponder bestimmen.
Transponder bzw. Basisstation als LTCC-Modul (Low Temperature Cofired Ceramic) oder unter Verwendung zumindest eines LTCC- Moduls (LM) auszubilden, ermöglicht kleine und kostengünstige Bauweisen.
Dadurch, dass die Modulationsfrequenz zum Ein- und Ausschalten des Oszillators im Transponder nicht in die Auswertung der Entfernung in der Basisstation eingeht, kann sie zum Ü- bertragen von zusätzlichen Informationen vom Transponder zur Basisstation verwendet werden.
Die Modulationsfrequenz zum Ein- und Ausschalten des Oszillators im Transponder jedem einzelnen einer Vielzahl von Transpondern individuell zuzuweisen, ermöglicht ein gezieltes Ansprechen verschiedener Transponder im Sendebereich einer Basisstation.
Ein Ausführungsbeispiel wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine beispielhafte Anordnung einer Basisstation und eines Transponders, die miteinander kommunizieren; Fig. 2 und 3 beispielhafte Demodulatoren für eine solche
Basisstation; Fig. 4 Modulationskomponenten nach einer Verarbeitung gemäß dem Stand der Technik bzw. dem vorliegenden Verfahren; Fig. 5 Frequenz/Phasendiagramme dazu;
Fig. 6 verwendbare Parameter für eine beispielhafte Anordnung; Fig. 7 eine Schaltungsanordnung mit beispielhaften Parameterwerten; Fig. 8 einen Transponder mit LTCC-HF-Modulen; Fig. 9 einen Aufbau eines solchen LTCC-Moduls und Fig. 10 ein beispielhaftes Frequenzspektrum von Echosignalen, wie sie als Echosignale empfangen werden.
Wie aus Fig. 1 ersichtlich, weist eine beispielhafte Anordnung einer Basisstation BS und eines Transponders TR, die miteinander kommunizieren, eine Vielzahl von Einzelkomponenten auf. Die Basisstation BS umfasst insbesondere einen Oszillator OSZB zum Erzeugen eines oszillierenden Signals stx(t), welches an einem Oszillatorausgang ausgegeben wird bzw. abgegriffen werden kann. Der Oszillatorausgang ist mit einer Sendeantenne verbunden, die optional zugleich auch als Empfangsantenne
ANTB verwendet werden kann, wie dies hier dargestellt ist, so dass das Signal stx(t) über die Antenne ANTB abgestrahlt werden kann.
Vorliegend ist in der Basisstation BS zwischen Oszillatorausgang und Antenne ANTB ein Richtkoppler RK geschaltet. Dieser weist einen weiteren Ausgang auf, der zu einem Mischer RXMIX und weiteren Komponenten führt.
Der Transponder TR weist eine Antenne ANTT auf, mit der das
Signal der Basisstation BS, das mit dem Oszillator 0SZB generiert und über die Antenne ANTB ausgesendet wurde, als Empfangssignal erxt(t) empfangen werden kann. Beim vorliegenden Beispiel dient die Antenne vorteilhafterweise auch als Sende- antenne ANTT.
Außerdem weist der Transponder TR einen mit der Antenne ANTT verbundenen Oszillator OSZτ auf. Zum Anregen des Oszillators OSZτ ist außerdem eine Taktsteuerung CKL/Sw bereitgestellt. Der Oszillator OSZτ wird mit der Taktsteuerung CLK/Sw zyklisch mit einer Frequenz fmk ein- und ausgeschaltet. Das vom Oszillator OSZτ generierte Signal s0sz(t) wird dabei quasikohärent zu dem Vergleichssignal sigTN. Durch das Ein- und Ausschalten des Oszillators OSZτ wird auch seine quasiphasen- kohärente Anregbarkeit geschaltet.
Der Oszillator 2 ist vorteilhafterweise so ausgebildet, dass er einerseits nicht durch thermisches Rauschen zur Oszillation angeregt wird, aber andererseits das auf ihn eingekoppelte Empfangs- bzw. Basissignal erxt(t) ausreicht, um zum Basissignal erxt(t) quasiphasenkohärente Oszillationen anzuregen. Qua- siphasenkohärent heißt dabei insbesondere auch, dass die Pha- sendifferenz zwischen dem Basissignal und dem erzeugten Vergleichssignal klein ist, wobei der Begriff klein in Bezug zur beabsichtigten Kommunikations- bzw. Messaufgabe zu sehen ist. Als Grenze für eine kleine Phasenabweichung wird zum Beispiel häufig der Wert π/10, also ca. 20° verwendet. Solche Signale mit nur kleinen Phasenabweichungen werden im Folgenden quasiphasenkohärent bezeichnet und die Zeitspanne, in der diese Kohärenz besteht, als Kohärenzzeitlänge.
Zweckmäßig ist hierbei, dass nicht nur die Oszillationen des aktiven Oszillators quasiphasenkohärent zum Basissignal sind, sondern bereits die Anregung des aktiven Oszillators quasiphasenkohärent geschieht. Während bei Vorrichtungen und Verfahren nach dem Stand der Technik das Anregen des aktiven Os- zillators durch thermisches Rauschen erfolgt, und seine Oszillationen erst später durch einen aufwendigen Regelprozess und ein Lock-In phasenkohärent ermöglicht werden, wird der Oszillator hier vorteilhafterweise bereits durch das Basissignal quasiphasenkohärent angeregt bzw. schwingt bereits quasiphasenkohärent an, so dass damit gleichsam automatisch die Phasenkohärenz hergestellt wird.
Somit wird im Transponder TR ein mehr oder weniger großer Teil eines Empfangs- bzw. Basissignals erxt(t) auf den Oszil- lator OSZτ gekoppelt. Vorzugsweise handelt es sich um ein e- lektrisches Basissignal und ein entsprechendes Oszillatorsignal. Realisierbar ist prinzipiell aber auch eine Anordnung unter Verwendung optischer, akustischer oder anderer Signale. Das Empfangs- bzw. Basissignal erxt(t) regt den Oszillator OSZτ quasiphasenkohärent zu Oszillationen an, wodurch dieser ein Oszillatorsignal erzeugt, welches aus dem Oszillator als das Signal s0sz (t) ausgekoppelt und über einen Ausgang abgeleitet wird. Der Eingang für das Empfangs- bzw. Basissignal erxt(t) und der Ausgang für das Oszillatorsignal B können ganz oder teilweise identisch sein. Sie können aber auch getrennt voneinander realisiert werden. Das im Transponder TR generierte Signal s0sz(t) wird mittels der Antenne ANTT des Transponders TR zur Basisstation BS zurück gesendet und von dieser mit der Antenne ANTB empfangen.
Über den Richtkoppler RK wird in der Basisstation BS das derart empfangene Signal von einem momentan gesendeten Signal getrennt und im Mischer RXMIX mit einem Teil des momentan erzeugten Signals von dem Oszillator OSZB der Basisstation gemischt .
Mit einem dem Mischer RXMIX nachgeschalteten Filter FLT werden nicht interessierende Mischkomponenten unterdrückt. Vorzugsweise wird dieses Filter FLT der Basisstation BS als Bandpassfilter ausgeführt, wobei die Mittenfrequenz der Takt- rate der Taktsteuerung CLK/Sw des Transponders TR angepaßt sein sollte.
Die beispielhafte Basisstation ist somit wie ein gängiges FMCW-Radargerät ausgeführt, wobei die dargestellte Topologie nur ein Beispiel darstellt, im Prinzip aber beliebige übliche Ausführungen von Radaren mit Frequenzmodulation verwendet werden können. Vorteilhafterweise sind lediglich die Komponenten hinter dem Empfangsmischer RXMIX und die Signalauswertung entsprechend der Modulation im Transponder TR anzupas- sen.
Die Funktion des vorteilhaften Verfahrens zur Entfernungsmessung läßt sich herleiten, wie folgt:
Als Sendesignal stx(t) der Basisstation wird zunächst ein mo- nofrequentes Signal der Form
Stx (t) = sin(ωc + ωsw ) • t + φ0
angenommen, wobei ωc die Mittenfrequenz, ωsw eine zunächst feste Modulationsfrequenz, t die Zeit und φ0 einen beliebigen Phasenoffset darstellen. Dieses Signal wird von der Basissta- tion zum Transponder gesendet und trifft um die Laufzeit τ/2, mit τ/2 = dist/c, dist als Entfernung zwischen Basisstation BS und Transponder TR und c als Lichtgeschwindigkeit, verzögert beim Transponder TR als Transponder-Empfangssignal etxt(t) = stx(t-τ/2) ein. Wie oben dargestellt ist, wird der Oszillator OSZT des Transponders TR zyklisch ein- und ausgeschaltet. Die Periodendauer mit der Oszillator OSZτ angeschaltet bzw. ausgeschaltet wird, wird im folgenden mit Ts bezeichnet, wobei Ts = 1 / (2fmlc) entspricht.
Bei jedem Einschaltvorgang schwingt der Oszillator OSZτ bei bevorzugter Anordnung exakt mit der aktuellen Phase von erxt(t) auf seiner Schwingfrequenz ωOSz an. Wird der Oszillator z.B. zum Zeitpunkt t = -τ/2 eingeschaltet, so schwingt er mit der Phase
Φi = arg{srxt (--)} = arg {stx (-τ)} = (ωc + ωsw ) - (-τ) + φ0
an und das Oszillatorsignal sosz(t) entspricht demzufolge:
s0sz(t) = sin(ωosz-| t +r |-(ωc+ωsw)-τ + φ0)
Das Oszillatorsignal sosz(t) gelangt dann, wiederum um die Laufzeit τ/2 verzögert, als Empfangssignal srx(t) mit
Srx (t) = sosz(t " ) = sin(ωosz • t - (ωc + ωsw ) • τ + φ0)
zur Basisstation BS und wird in dieser mit dem aktuellen Sendesignal stx(t) gemischt. Vernachlässigt man die hochfrequen- ten Mischprodukte und geht man vereinfacht davon aus, dass CÖOSZ = ωc ist, was bei geeigneter Wahl von ωsw ohne Einschränkung der Allgemeinheit möglich ist, so ergibt sich für das Mischsignal Sπάx(t)
smix ( = cos(t - ωsw + τ (ωc + ωsw )) • Im folgenden wird nun davon ausgegangen, dass hinter dem Empfangsmischer RXMIX elektronische Komponenten/Mittel DEMOD vorgesehen sind, die dazu führen, dass die zeitliche Änderung der Spannung im Zeitintervall zwischen Ein- und Ausschalten, also von O..Ts, im Sinne einer Mittelung zu eliminieren ist. Ein einfacher Hüllkurven-Demodulator nach dem Stand der Technik, bei dem das Signal gleichgerichtet und anschließend tiefpassgefiltert wird, würde z.B. in diesem Sinn arbeiten. Eine Ausführung eines solchen einfachen Demodulators DEMOD mit einem Gleichrichter GR und dem Tiefpassfilter TP zeigt Fig. 2.
Eine vorteilhaftere, in Fig. 3 skizzierte Variante eines De- modulators DEMOD besteht darin, dass Misch-Signal vorzugsweise mit einer Frequenz in der Nähe oder gleich der zyklischen Frequenz fm)c der Taktsteuerung CLK/Sw auf eine niedrige Frequenz herunterzumischen und anschließend mit einem Filter TP, das zumindest ein Tiefpass-Verhalten aufweist, zu filtern. Eine mögliche Ausführung dieser Variante weist einen Lokaloszillator LOZF, einen Mischer ZFMIX und einen Tiefpaß TP auf. Wird die Frequenz des Lokaloszillators LOZF so ausgelegt, dass negative Mischfrequenzen entstehen können, so ist der Mischer ZFMIX, wie dies allgemein bekannt ist, als IQ-Mischer (IQ: In-Phase und Quadratur-Phase, d.h. 90° phasenverschoben) , der Real- und Imaginärteil liefert, auszulegen. Anstelle des Tiefpassfilters TP ist z.B. auch ein Bandpassfilter einsetzbar.
Im Zeitintervall 0 bis TS betrachtet, bewirken die dargestellten Mittel, dass eine Art Effektivwert der Spannung vom Mischsignal smiX(t) bestimmt wird. Dieser Effektivwert bildet dann im folgenden das eigentliche Messsignal smess ( t ) . Konstante Amplitudenfaktoren werden bei der folgenden Darstel- lung ohne Verlust an Allgemeingültigkeit vernachlässigt. Der Effektivwert von smix(t) im Zeitintervall 0 bis TS, also smess(t), berechnet sich, wie folgt: ( \ cos ωc -τ + ωsw • τ + — • Tc • ω, sw • sin « ^s ' ωsw
2
Smess(t) = smix(t) = const. ω, sw
Da das Messsystem vorzugsweise frequenzmoduliert betrieben wird, wird nachfolgend der Fall betrachtet, bei dem die Modulationsfrequenz ωsw zeitabhängig moduliert wird. Wird ωsw während einer Zeitdauer von T linear von -B/2 bis +B/2 über die Bandbreite B verstimmt, gilt also
2-π-B-t ωsw =■
so ergibt sich aus smess (t ) für das resultierende FMCW- Messsignal smeSsfmcw ( t ) :
Smessfincw (
Figure imgf000014_0001
Wie zuvor dargestellt wurde beschreibt wird in der Herleitung mit dem Signal smesSfmcw(t) lediglich das Signal während einer Einschaltperiode exakt widergegeben. Dadurch, das dieses Sig- nal zusätzlich durch die periodische Modulation im Transponder moduliert wird entsteht eine Frequenzverschiebung von Smessfmcw(t) bzw. zusätzlich Spektralkomponenten. Da dieser Effekt einer Modulation allgemein bekannt und im zitierten Stand der Technik beschrieben ist, wird im folgenden nur eine einzelne Spektralkomponenten exemplarisch betrachtet, bzw. das Signal smesSfmcw(t) , zunächst so, als sei es nicht zyklisch moduliert worden.
Dieses Messsignal smesSfmcw(t) weist nun zwei entscheidende und sehr vorteilhafte Unterschiede zu Signalen von Standard FMCW- Transponder-Systemen auf. Zum einen ist die Messfrequenz fmess, die der Ableitung der Phase des cos-Argumentes, also
> ,. 2 - B B -Tς - . , fmess = ^St • — - + -— = fbeat + Δb , 1 -c 2 - 1
entspricht, um den Frequenzanteil Δb = B*Ts / (2 T) verschoben. Die Frequenz fbeat entspricht der normalen FMCW- Messfrequenz und beinhaltet die eigentliche Messinformation, nämlich die Entfernung zwischen Basisstation BS und Transpon- der TR mit τ =2 dist /c. Zum anderen ist das Signal
Smessfmc (t) mit einer trigonometrischen, insbesondere Si- Funktion (Si(x) = Sinus (x)/x) amplitudengewichtet . Transformiert man dieses amplitudengewichtete Signal mit der Fou- riertransformation in den Frequenzbereich, so werden die her- vorragenden messtechnischen Eigenschaften dieses Signals deutlich. Die Fouriertransformierte der vorliegenden Si- Funktion ergibt eine Rechteckfunktion, wobei die Breite Δp des Rechtecks
Figure imgf000015_0001
beträgt. Da die Mittenfrequenz fmeSs des Rechteckes wegen der dargestellten Frequenzverschiebung bei fbeat + Δb = fbea + 0.5Δp liegt, ist sichergestellt, dass das rechte und linke Seitenband der cos-Funktion auch bei der Entfernung 0 nicht ineinander laufen. Das heißt, dass mit dem entsprechenden Transpondersystem, im Prinzip unabhängig von der Bandbreite, problemlos bis zur Entfernung 0 gemessen werden kann. Folglich besitzt dieses System nicht das Nahbereichsproblem ver- gleichbarer bekannter Verfahren.
Unterstützt wird diese günstige Eigenschaft dadurch, dass sich als Spektral-Hüllkurve, wie dargestellt wurde, eine Rechteckfunktion ergibt. Folglich kann die Beat-Frequenz fbeat und somit die Entfernung zwischen Basisstation BS und
Transponder TR anhand des Abstandes zwischen den äußeren Kan- ten des linken und rechten Seitenbandes bestimmt werden. Den vorstehend beschriebenen Vergleich der Signale von einem konventionellen FMCW-Backscattersystem zu dem vorliegenden System und das Prinzip der Auswertung veranschaulicht Fig. 4.
Fig. 10 dient zur allgemeinen Verdeutlichung und stellt das Frequenzspektrum der Echosignale dar, die von der Basisstation BS bei einem FMCW-Backscattersystem als Messsignale (Echosignale) empfangen werden. Die Hüllkurve aller Amplituden ä der Echosignale über dem gesamten Frequenzbereich oder auch nur über einem Ausschnitt daraus wird als Echoprofil bezeichnet, welches auszuwerten ist. Es werden also Amplituden ä, Phasen φ und Frequenzen f der Echosignale gemessen und in einer Recheneinheit weiterverarbeitet.
Die Basisstation BS kann nach dem aus der Radartechnik für sich bekannten Prinzip des FM-CW-Verfahrens arbeiten. Dabei wird die Sendefrequenz innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereichs (Bandbreite) geändert. Aus einer Messung der Fre- quenzdifferenz Δf oder der Phasendifferenz Δφ zwischen Sendefrequenz und Empfangsfrequenz kann eine Entfernung eines Objekts ermittelt werden. Die empfangene Frequenz f oder Phase φ sind also proportional einer Entfernung.
Infolge der Frequenzumsetzung durch die Modulation des
Transponders befinden sich im oberen Frequenzbereich, entsprechend der beiden Seitenbänder 42 und 42 λ bei Zweiseiten- bandmodulation, Echosignale, die als Echoprofil bzw. Verteilung der Echosignale über Frequenz f und/oder Zeit t zur Aus- wertung der Echosignale und zur Entfernungsmessung herangezogen werden. Infolge der Modulation ergeben sich zumindest zwei Seitenbänder 42 und 42 die symmetrisch zu der Modulationsfrequenz fM des Transponders sind. Bei on/off- bzw. Ein/Aus-Modulation entstehen zusätzlich weitere Spektralli- nien höherer Modulationskomponenten, die in gleicher Weise ausgewertet werden könnten aber eine geringere Amplitude aufweisen und daher für eine Auswertung eher ungünstig sind und üblicherweise einfach weggefiltert und hier zur Vereinfachung der Beschreibung nicht betrachtet werden. Da die vom Transponder ausgesendeten Echosignale ebenfalls z.T. mehrfach an Objekten reflektiert werden, werden über der Frequenz f mehrere Maximalwerte erhalten, deren zugehörige Frequenzlage jeweils die effektive Länge des Übertragungsweges widerspiegeln. Das Echoprofil eines Seitenbands 42 oder 42 x genügt, um eine Auswertung in einer Auswerteeinheit, wie einem Mikroprozessor 27 vorzunehmen.
Das erste Maximum, in Fig. 8 z.B. das am nächsten zur Modulationsfrequenz fM liegende Maximum des oberen Seitenbands 42 aus Fig. 10 ist ein direktes Echosignal vom Transponder, d.h. durch eine direkte Freiraumübertragung ohne Reflexion ent- standen. Die weiteren Maxima stellen längere Übertragungswege dar, die durch Reflexionen an Objekten entstehen.
In dem Frequenzbereich um die Mischfrequenz von 0 Hz, die auch als Basisband 41 bezeichnet wird, befinden sich die un- mittelbar an Objekten reflektierten Echosignale, wie sie auch bei einem üblichen FMCW-Radar auftreten würden. Diese Echosignale im Basisband 41 sind vorliegend weniger von Interesse.
Der Unterschied der vorliegenden Ausführung gegenüber diesem Stand der Technik besteht nun darin, dass
a) die beiden Seitenbänder hier um den Frequenzanteil Δb verschoben sind, d.h. Seitenband 42' um den Frequenzanteil Δb nach links und Seitenband 42 um den Frequenzanteil Δb nach rechts, so dass die beiden Seitenbänder auch bei der Entfernung 0 nicht ineinander laufen und
b) die Einhüllenden der Spektrallinien jeweils eine Rechteck- funktion der Breite Δp bilden und vorteilhafterweise die inneren Kanten, also die beiden Rechteck-Kanten, die rechts und links am nächsten zur Modulationsfrequenz fm liegen, zur Auswertung herangezogen werden
Besonders vorteilhaft kann der Transponder bei lokalen Posi- tioniersystemen (LPS) eingesetzt werden. Bei den lokalen Positioniersystemen wird der Abstand zu einem Transponder TR von zumindest zwei in ihrer Position bekannten Basisstationen BS gemessen. Durch Triangulation kann dann die Position des Transponders TR in einer Ebenen bzw. bei Verwendung von mehr Basisstationen BS auch im Raum bestimmt werden, dann mit einem Kugelschnittverfahren. Bei lokalen Positioniersystemen ist die dargestellte Möglichkeit, die äußere Kante der Rechteckfunktion zur Bestimmung der Beatfrequenz feat bzw. der Entfernung dist heranzuziehen insbesondere auch deswegen sehr vorteilhaft, da bei lokalen Positioniersystemen immer maßgeblich die kürzesten Messwege zwischen Basisstation BS und Transponder TR interessant sind. Die bei Systemen nach dem Stand der Technik üblichen Messgenauigkeits-Probleme, die durch Mehrwege-Ausbreitung entstehen, treten bei dem vorlie- genden System prinzipbedingt nicht auf, wenn wie vorgeschlagen, die inneren Kanten der Rechteckfunktion zur Auswertung herangezogen werden. Die vorstehend genannten Probleme durch Überlagerung von Spektralkomponenten bei üblichen Systeme und der Vorteil des hier beschriebenen Systems sind in Fig. 5 an- schaulich dargestellt.
Bei der in Fig. 5 dargestellten Überlagerung von z.B. 6 Signalkomponenten (1,2,...6) ist ersichtlich, dass im normalen Fall der bestimmte Messwert fmess, also das Maximum des Spekt- rums, nicht der tatsächlichen zur Entfernung proportionalen Frequenz, hier z.B. 100Hz, entspricht. Demgegenüber liegt beim hier beschriebenen System die linke Kante auch bei Überlagerung der Signalkomponenten an der richtigen Position, d.h. es wird ein korrekter Entfernungswert bestimmt.
Ähnlich wie auch schon in "M. Vossiek, R. Roskosch, and P. Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar, 29th European Microwave Conference, Munich, Germany, 1999" für sich genommen dargestellt wurde, wobei von Spitzenwerten ausgegangen wurde, ist es vorteilhaft, den Abstand zwischen den zwei Seitenbändern auszuwerten, da dann die Modulations- frequenz des Transponders TR, die ja a priori nicht bekannt ist, nicht in die Auswertung mit eingeht. Wird das Messsignal, wie oben schon dargestellt wurde, mit einem klassischen Hüllkurvendemodulator demoduliert, bzw. mit sonstigen Mitteln möglichst exakt auf die Frequenz 0 oder eine andere möglichst exakt bekannte Frequenz gemischt, so ist natürlich auch der Frequenz-Abstand zu einem Seitenband, wie es für sich genommen bei normalen FMCW-Systemen üblich ist, zur Entfernungsbestimmung hinreichend.
Wie generell bei FMCW-Radar ist auch bei dem vorliegenden
System darauf zu achten, dass die Frequenzmodulation zur Verhinderung von Störungen vorzugsweise sehr linear verläuft. Grundsätzlich sind die Auswerteverfahren, wie sie bei FMCW- Systemen üblich sind, insbesondere solche mit Störunterdrü- ckung, auf das vorliegende System übertragbar.
Nachfolgend werden weitere vorteilhafte Anordnungen und Verfahren zu Auswertung des in der Basisstation BS empfangenen Signals srx(t) dargestellt, die sich speziell auf das vorlie- gende Verfahren beziehen.
Um möglichst exakte Entfernungswerte zu bestimmen, wird folgende bevorzugte Auswertungsvariante vorgeschlagen. Zunächst wir das Messsignal srx(t) mit einer Fensterfunktion gewich- tet. Da durch die Si-Einhüllende im Prinzip schon eine Ampli- tudenwichtung vorliegt, ist eine Fensterfunktion mit schwacher Wichtung und demzufolge mit geringer Nebenkeulenunterdrückung hinreichend. Geeignete Fensterfunktionen sind für sich bekannt. Die Fensterfunktion soll lediglich zur Vermin- derung des bekannten ,Gibbschen Phänomens Λ führen, also zu einem glatten und oszillationsfreien Verlauf der spektralen Rechteckfunktion. Zur Berechnung des Spektrums ist Vorzugs- weise die schnelle Fouriertansformation zu verwenden, da ihre Eigenschaften gerade dazu führen, dass die Si-Funktion zu der vorteilhaften spektralen Rechteckfunktion transformiert wird. Vorzugsweise wird der Betrag des Spektrums ausgewertet. Eine Auswertung der Phase, wie sie für sich genommen aus dem Stand der Technik bekannt ist, ist aber ebenso möglich.
Um die Kanten, insbesondere die erste innerste Kante möglichst exakt zu bestimmen, ist es vorteilhaft das Betrags- spektrum zu differenzieren, da die steilen Flanken des Rechtecks dann ausgeprägte Spitzen bzw. sogenannte Peaks ergeben. Die Lage der Maxima der Peaks entsprechen dann der Position der Kanten bzw. den Wendepunkten der Kantenfunktion. Durch diese Form der Auswertung wird mit einfachen Mitteln vermie- den, dass die Amplitude des Signals einen Einfluss auf die
Lage der bestimmten Position bzw. letztendlich der bestimmten Entfernung hat, wie dies bei einfachen Schwellenwertauswertungen der Fall wäre.
Da die Messsignale und Spektren zumeist nur in Zeit- diskretisierter Form vorliegen, ist es ferner vorteilhaft, die Lagebestimmung der Maxima des differenzierten Spektrums mit Hilfe einer Interpolationsrechnung weiter zu verbessern. Eine günstige Interpolation kann z.B. mit einer gängigen Po- lynomanpassung erfolgen. Vorzugsweise werden hierzu einige der diskreten Spektralpunkte in der direkten Umgebung des Maximums, z.B. 3, d.h. das Maximum und sein rechter und linker Nachbar, und ein Polynom gerader Ordnung verwendet, z.B. 2. Ordnung, d.h. eine Parabel. Andere Interpolationsverfahren, wie etwa Spline-Verfahren, oder solche Verfahren, die zu erwartende Kurvenformen mittels "Least-Squares-Verfahren" an die gemessene Kurve anpassen, sind ebenso verwendbar.
Alle genannten Verfahren können natürlich auch einzeln ange- wendet oder in anderen Kombinationen die genannten Vorzüge ermöglichen und auch mit anderen bei FMCW-Radaren oder Transpondern bekannten Verfahren kombiniert werden. Wie dies bereits dargestellt ist, ist die Entfernungsmessung bei der Auswertung der beiden spektralen Seitenbänder unabhängig von der Modulationsfrequenz fmk im Transponder. Die Modulationsfrequenz kann daher dazu verwendet werden, parallel oder anstelle zur Entfernungsmessung Informationen vom Transponder TR zur Basisstation BS zu übertragen. Eine für sich bekannte Frequenzpositionscodierung ist in diesem Sinn besonders geeignet. Hierzu ist der Transponder TR mit Ein- richtungen zu versehen, die es ermöglichen, die Modulationsfrequenz fmk in zumindest zwischen zwei Werten zu wechseln.
Ebenso kann es vorteilhaft sein, verschiedene Transponder TR einer Gruppe mit unterschiedlichen Modulationsfrequenz fmk zu versehen, damit sie in einer Basisstation BS sogar bei gleichzeitiger Abfrage eindeutig zu trennen sind. Ein günstiges Schema zu Aufteilung der Frequenzen bei einer Gruppe mit einer Anzahl von K Transpondern und Verwendung eines N- wertigen Codes ist in Fig. 6 dargestellt. Der minimale Ab- stand Δfmin zwischen den Modulationsfrequenzen zweier
Transponder TR ist so zu wählen, dass sich die Transponder- signale unabhängig vom Code und den Entfernungen zwischen Transponder TR und Basisstation BS spektral nicht überlappen. Die Modulationsschrittweite σf wird vorzugsweise etwas höher als die maximal zu erwartende Frequenzmessunsicherheit gewählt. Dieser Zusammenhang und beispielhafte Ausführungsformen eines entsprechenden Positionscodierungsverfahren sind z.B. aus DE 198 60 058, die ein funkabfragbares Oberflächen- wellenelement mit optimalem Codeumfang, für sich genommen be- kannt.
Eine günstige Ausführung des Transponders und der Basisstation mit vorteilhafter Wahl der Systemparameter zeigt Fig. 7. Die Sende-/Empfangstrennung erfolgt hier in der Basisstation BS mit einem Transmissionsmischer TRXMIX. Die Modulationsfrequenz fm!c, hier z.B. 25 MHz, im Transponder TR beträgt vorteilhaft etwa 1/4 der Modulationsbandbreite B, hier also z.B. 100 MHz, eines spannungsgesteuerten Oszillators VCO (Voltage Controlled Oscillator) in der Basisstation BS. Mit dem Bandpassfilter BP1, das um die Modulationsfrequenz fm)c zentriert sein sollte, wird zunächst das Transpondersignal von stören- den Signalkomponenten befreit. Die Mischfrequenz fmb des Zwischenfrequenz-Mischers ZFMIX wird vorzugsweise so gewählt, dass nicht auf die Frequenz 0 sondern auf eine andere niedrigere Zwischenfrequenz fZF2 gemischt wird. Dieser Zwischenfrequenzbereich wird dann mit dem Bandpassfilter BP2, das um fZF2 zentriert sein sollte, selektiert. Die Zwischenfrequenz fZF2, hier 50 kHz, sollte so gewählt werden, dass alle interessierenden Signalkomponenten, also beide Seitenbänder, bei einem bestimmten gewählten Entfernungsbereich im Frequenzbereich > 0 liegen, so dass auf eine komplexwertige Datenaufnahme und Auswertung verzichtet werden kann. Vorzugsweise werden die
Messdaten mit einem Analog-Digital-Wandler digitalisiert und in einem Mikroprozessor verarbeitet. Die Abtastfrequenz, hier z.B. 200 kHz, des Analog-Digital-Wandlers A/D wird vorzugsweise etwa viermal so groß wie die Zwischenfrequenz fZF ge- wählt. Die Funktion des Bandpassfilter BP2 wird vorzugsweise durch ein weiteres digitales Bandpassfilter im Mikroprozessor unterstützt oder sogar ersetzt.
Sollen vom Transponder TR auch Daten zur Basisstation BS ü- bertragen werden oder der Transponder TR, wie vorstehend dargestellt wurde, in einem bestimmten definierbaren Frequenzkanal arbeiten, so wird die Modulationsfrequenz fmκ im Transponder TR vorzugsweise mit einem programmierbaren Frequenzsynthesizer erzeugt oder aus einem Grundtakt aus einem programmierbaren Teiler abgeleitet. Die Steuerung der Modulationsfrequenz fm)c übernimmt dann vorzugsweise ein Mikroprozessor im Transponder TR.
Zur flexiblen Einstellung der Mischfrequenz f^ in der Basis- Station BS und zur Selektion bestimmter Frequenzkanäle über das Bandpassfilter BP2 kann es auch sinnvoll sein, die Misch- frequenz fmb des Zwischenfrequenz-Mischers ZFMIX mit einem programmierbaren Frequenzgenerator zu erzeugen.
Das dargestellte Transpondersystem ist für vielfältige Appli- kationen einsetzbar und kann selbstverständlich durch verschiedenartigste Verfahren und Komponenten, die im Bereich Transponder und Positioniersysteme dem Stand der Technik entnehmbar sind, ergänzt oder modifiziert werden.
Insbesondere ist das dargestellte Prinzip auch auf den gesamten Bereich elektromagnetischer Wellen, z.B. von wenigen Hz bis in den optischen Bereich, und auch auf andere Wellenformen, z.B. Schall, übertragbar.
Bei den zuvor genannten Applikationen ist es in aller Regel sehr vorteilhaft, wenn die Hochfrequenzmodule und insbesondere der Transponder TR möglichst klein und kompakt aufgebaut sind. Bei Zugangssystemen oder Bezahl-Systemen, bei denen der Transponder TR üblicherweise von einer Person am Körper ge- tragen wird, bestimmt beispielsweise die Baugröße des
Transponders TR, z.B. in Form eines Schlüssels oder einer Zahl-/ Eintrittskarte, maßgeblich den Tragekomfort.
Üblicherweise werden Hochfrequenzmodule auf Leiterplatten aus organischen Materialien, z.B. Teflon - oder Epoxi-basiert, aufgebaut. Insbesondere bei niedrigen HF-Frequenzen, z.B. 1 GHz - 10 GHz, ist der Wunsch nach kleinen Baugrößen aufgrund der Verkopplung zwischen Wellenlänge und Strukturgröße mit diesen Materialien nur sehr eingeschränkt zu erfüllen. Eine Alternative sind Schaltungen auf Dünnschicht-Keramiken, deren Fertigung aber sehr kostenintensiv ist.
Daher lassen sich sowohl der Transponder TR als auch die Basisstation BS besonders vorteilhaft als LTCC- (Low Temperatu- re Cofired Ceramic / Niedertemperatur-gesinterte Keramik) Modul oder unter Verwendung von LTCC-Modulen umsetzen. Die Hochfrequenzstrukturen auf LTCC-Basis sind zum einen wegen der relativ großen Dielektrizitätszahl von LTCC kompakt aber zum anderen auch deswegen, da die Möglichkeit besteht, die Schaltung in Mehrlagentechnik zu realisieren. Die Herstellung von LTCC ist kostengünstig. Außerdem sind LTCC-Module massen- fertigungstauglich bestückbar.
Da die komplette HF-Schaltung oder kritische Teilkomponenten vollständig in einem LTCC-Modul integrierbar sind, können diese integrierten LTCC-Module wie Standard-SMT-Bauteile (Surface Mount Technology/Oberflächenmontagetechnologie) auf sehr kostengünstige Standard-Leiterplatten, die ihrerseits nicht unbedingt HF-tauglich sind, bestückt werden. Es besteht natürlich auch die Möglichkeit, die Technologien zu kombinieren und LTCC-Submodule auf Leiterplatten aus organischen Ma- terialien, die dann aber deutlich kleiner sein können, aufzubauen.
Ein vorteilhafter Transponder TR mit LTCC-HF-Modulen ist in Fig. 8 dargestellt. Auf dem LTCC-Modul LM sind beispielsweise ein Hochfrequenz-Oszillator HFO, ein Bandpassfilter BPl zum Ausfiltern von störenden Modulationskomponenten, die durch das Schalten (ein/aus) des Oszillators HFO mit dem Takt von einem Taktgenerator TGEN entstehen, und ein Hochfrequenz- Teiler oder -Zähler CNT integriert. Über einen Regelkreis RK, dem der heruntergeteilte Takt bzw. der Zählerstand zugeführt wird, wird der Oszillator HFO auf seine Zielfrequenz geregelt, wie dies z.B. anhand Fig. 7 beschrieben ist. Aus dem LTCC-Modul LM werden, bis auf den Anschluß der Antenne ANTT, lediglich digitale, vergleichsweise niederfrequente Signale nach außen geführt, so dass dieses Modul LM problemlos und kostengünstig in die restliche Schaltung integriert werden kann.
Ein möglicher Aufbau des LTCC-Moduls ist in Fig. 9 schemati- siert. Die HF-Schaltung besteht dabei aus mehreren Schichten bzw. Hf-Lagen. Auf die Oberseite des LTCC-Substrates werden die Bauteile bestückt, die nicht in die inneren Schichten zu integrieren sind, in erster Linie z.B. Halbleiter. Dies wären aus der Schaltung von Fig. 8 z.B. der Oszillator HFO, der Teiler CNT und ggf. weitere diskrete Bauteile B. Als Bestückungstechnik bieten sich insbesondere SMT-Bestückung oder Flip-Chip-Bestückung an, wie sie für sich genommen bekannt sind aus [P. Heide: „Business Opportunities and Technology Trends - Millimeterwave Modules for Sensor Products and Broadband Wireless Communications" , Compound Semiconductors Magazine, Vol. 6, No. 2, March 2000, pp. 82 - 88.] an. Das LTCC-Modul LM selber kann z.B. mit sogenannter Ball-Grid- oder Land-Grid-Technik BG/LG auf eine Standard Leiterplatte LP moniert werden.
Ein Grundgedanke bei den Ausführungsbeispielen besteht darin, dass nicht nur die Oszillationen des aktiven Oszillators im Transponder TR quasiphasenkohärent zum Basissignal sind, sondern bereits die Anregung des aktiven Oszillators quasiphasenkohärent geschieht. Während bei Vorrichtungen und Verfahren nach dem Stand der Technik das Anregen des aktiven Oszil- lators durch thermisches Rauschen erfolgt, und seine Oszillationen erst später durch einen aufwendigen Regelprozess und ein Lock-In quasiphasenkohärent gemacht werden, wird beim Gegenstand der Anmeldung der Oszillator durch das Basissignal bereits quasiphasenkohärent angeregt bzw. schwingt bereits quasiphasenkohärent an und es wird damit gleichsam automatisch die Phasenkohärenz hergestellt.
Eine Grundidee besteht darin, dass ein Oszillator sich im Grundzustand in einem labilen Gleichgewicht befindet, und, wenn er eingeschaltet wird, durch eine wie auch immer geartete Fremdenergiezufuhr erst dazu angeregt werden muss, zu schwingen. Erst nach diesem initialen Anstoßen wird die Rückkopplung aktiv, mit der die Schwingung aufrechterhalten wird. Üblicherweise wird zum Beispiel das thermische Rauschen zu einer solchen Initialisierung eines Schwingkreises verwendet. Das heißt, dass ein Oszillator mit einer zufälligen Phase und Amplitude anschwingt und dann bei seiner durch seinen Reso- nanzkreis vorgegebenen Frequenz oszilliert. Wird in den Oszillator beim Einschalten jedoch ein externes Anregungssignal injiziert, dessen Frequenz in der Bandbreite des Resonanzkreises liegt und dessen Leistung nennenswert oberhalb der Rauschleistung liegt, so schwingt der Oszillator nicht zufällig, sondern synchron mit der Phase des anregenden Basissignals an. Je nach Frequenzdifferenz zwischen dem anregenden Basissignal und dem Oszillatorsignal und in Abhängigkeit vom Phasenrauschen der beiden Oszillatoren bleibt diese Quasipha- senkohärenz zumindest eine Zeit lang bestehen.
Der Unterschied des vorliegenden Konzeptes zu den bekannten passiven Vorrichtungen und Verfahren besteht in der Verwendung eines aktiven Oszillators. So wird das Basissignal nicht einfach zurückgespiegelt, sondern es wird vor dem Zurücksenden mit einer eigenen quasiphasenkohärenten Quelle nahezu rauschfrei ein Oszillatorsignal aktiv konstruiert. Das System hat dabei bei sonst ähnlicher Funktion daher eine signifikant höhere Rechweite als passive Systeme nach dem Stand der Tech- nik.
Das Oszillatorsignal des aktiven Oszillators kann als Antwortsignal oder Vergleichssignal dienen, je nachdem, ob es sich um eine uni- oder bidirektionale Signalüberragung han- delt.
Weiterhin kann auf Regelkreise für eine etwaige Trägerrückgewinnung bei der vorliegenden Vorrichtung verzichtet werden. Ein besonderer Vorteil besteht bei Transponderanordnungen darin, dass keinerlei Zeit-, Frequenz- oder Polarisationsmul- tiplex notwendig ist, da sich das Basis- und Oszillatorsignal gegenseitig nicht beeinflussen, bzw. nur zu Beginn des Einschwingvorganges in gewünschter Art und Weise beeinflussen und danach unabhängig voneinander quasiphasenkohärent sind.
Vorteilhaft ist es, wenn die Vorrichtung ein Schaltmittel zum Schalten der quasiphasenkohärenten Anregbarkeit des aktiven Oszillators aufweist. Dieses Schaltmittel dient dazu, den aktiven Oszillator in einen Zustand zu versetzen, aus dem er, durch das Basissignal angeregt, quasiphasenkohärent zu dem Basissignal anschwingen kann.
Für ein Schalten der Anregbarkeit müssen nicht unbedingt die Oszillationen komplett ein- und ausgeschaltet werden. Wenn zum Beispiel der aktive Oszillator mit unterschiedlichen Moden schwingen kann, kann einfach eine zweite Mode geschaltet werden, während die erste weiterschwingt. Auch bei nur einer Mode muss die Oszillation nicht vollständig abgeschaltet werden, sondern es reicht in der Regel eine Dämpfung, so dass das Basissignal zur nächsten quasiphasenkohärenten Anregung ausreicht.
Wird die Anregbarkeit des aktiven Oszillators nach der Kohärenzzeitlänge erneut eingeschaltet, so bleibt die Quasipha- senkohärenz über einen längeren Zeitraum bestehen.
Wird in Weiterbildung die quasiphasenkohärente Anregbarkeit des aktiven Oszillators zyklisch wiederholt, so bleibt die Quasiphasenkohärenz auch über längere Zeiträume bestehen. Dies kann dadurch erreicht werden, dass das Schaltmittel so ausgebildet ist, dass es den aktiven Oszillator mit einer vorgegebenen Taktrate schaltet.
Vorzugsweise entspricht die Dauer der Taktzyklen der Taktrate dabei in etwa der Kohärenzzeitlänge. Es ist aber auch ein schnelleres Schalten möglich, ohne dass die Quasikohärenz zwischen Basis- und Oszillatorsignal verloren geht. Wenn anders herum die Quasiphasenkohärenz nur in bestimmten Zeitabschnitten notwendig ist, kann die Taktzeit auch länger gewählt werden als die Kohärenzlänge.
Wird das Schalten des aktiven Oszillators zyklisch wiederholt und schwingt der aktive Oszillator zyklisch quasiphasenkohärent zum Basissignal an, so kann das vom aktiven Oszillator erzeugte Oszillatorsignal als ein abgetastetes Duplikat des Basissignals aufgefasst werden. Bei Einhaltung des Abtasttheorems ist ein Signal vollständig durch seine Abtastwerte beschrieben. Sinnvollerweise ist die Ausschaltzeitdauer des ak- tiven Oszillators nicht deutlich länger als die Einschaltzeitdauer, also nicht deutlich länger als die Kohärenzzeitlänge. Die Einhaltung des Abtasttheorems ergibt sich daher wegen der Kohärenzbedingung immanent. Laut Abtasttheorem muss die Phasendifferenz zwischen zwei Abtastpunkten kleiner als 180° sein. Diese Bedingung ist weniger restriktiv als die
Quasikohärenzbedingung. In Konsequenz ist aus informationstechnischer Sicht das Signal des geschalteten Oszillators, trotz des Schaltvorganges, als ein Abbild des Vergleichssignals anzusehen bzw. trägt dessen vollständige Information.
Die Anregbarkeit des aktiven Oszillators lässt sich relativ einfach schalten, indem der Oszillator selbst geschaltet wird. Entsprechend kann die Vorrichtung ein Mittel zum Ein- und Ausschalten des aktiven Oszillators aufweisen. Zum Schal- ten des Oszillators ist jegliches Mittel geeignet, das bewirkt, dass die Schwingbedingung des Oszillators gegeben bzw. nicht mehr gegeben ist. So kann z.B. im Schwingkreis die Verstärkung abgeschaltet, Dämpfungen oder Laufzeiten (Phasen) verändert oder der Rückkoppelzweig aufgetrennt werden.
Der aktiven Oszillator kann außer auf seiner Grundmode auch quasiphasenkohärent auf einer seiner subharmonische Schwingungsmoden angeregt werden. Zur Anregung kann dabei die Grundmode oder eine subharmonischen Schwingungsmode des Ba- sissignals dienen.
Wird die Vorrichtung zur Identifikation als ID-Tag oder zur Kommunikation verwendet, so kann die Codierung zum Beispiel durch die Taktrate erfolgen und/oder zu eine zusätzliche Mo- dulationseinheit, mit der das quasiphasenkohärente Signal vor dem Zurücksenden moduliert wird. Wie bereits dargelegt wurde, ist die Kohärenzzeitlänge von der Frequenzdifferenz zwischen Basis- und Oszillatorsignal abhängig. Je genauer die Frequenzen übereinstimmen, desto länger sind die Phasen der Signale nahezu gleich. Um die Kohärenzzeitlänge zu vergrößern, wodurch auch die Taktrate des Schaltmittels gering gehalten werden kann, kann es vorteilhaft sein, Mittel vorzusehen, die dazu geeignet sind, die Oszillatorfrequenz adaptiv an die Frequenz des Basissignals anzupassen.
Bei der Wahl des aktiven Oszillators ist zu beachten, dass seine Einschwingzeit klein gegenüber der Kohärenzzeitlänge sein sollte. Die Güte des Oszillators sollte daher nicht zu groß gewählt werden. Die Güte sollte allerdings auch nicht zu gering gehalten werden, da Oszillatoren mit geringer Güte üblicherweise in hohes Phasenrauschen aufweisen.
Bei einer Anordnung mit einer Vorrichtung zur Erzeugung eines Oszillatorsignals und mit einer Basisstation, in der das Ba- sissignal erzeugt und von der es zur Vorrichtung gesendet wird, kann das Oszillatorsignal von der Vorrichtung als Antwortsignal auf das Basissignal zurück zur Basisstation gesendet werden.
In einer Anordnung, in der die Vorrichtung über Basis- und Oszillatorsignale als Abfrage- und Antwortsignale mit einer Basisstation kommuniziert, weist die Basisstation vorzugsweise ein Bandpassfilter auf, dessen Mittenfrequenz in etwa der Taktrate entspricht, und/oder Mittel, um den Einfluss der Taktrate zu eliminieren. Solche Mittel können ein zusätzlicher Mischer oder ein Gleichrichter und ein Tiefpassfilter sein.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Bestimmen der Entfernung (dist) zwischen einer Basisstation (BS) und zumindest einem Transponder (TR), bei dem
- von der Basisstation (BS) ein Signal (stx(t)) eines Ba- sisstations-Oszillators (OSZB) ausgesendet wird,
- im Transponder (TR) auf Basis des von der Basisstation (BS) empfangenen Signals (erxt(t)) mittels eines oszillierenden Os- zillators (OSZτ) ein dazu phasenkohärentes Signal (sosz(t)) erzeugt und ausgesendet wird,
- in der Basisstation (BS) anhand des von dem Transponder (TR) empfangenen phasenkohärenten Signals (srx(t)) die Entfernung (dist) bestimmt wird, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , dass
- der Oszillator (OSZτ) zum Erzeugen des phasenkohärenten Signals (s0sz(t)) mit dem empfangenen Signal (srxt(t)) quasiphasenkohärent angeregt wird.
2. Entfernungs-Bestimmungssystem zum Bestimmen der Entfernung (dist) zwischen einer Basisstation (BS) und zumindest einem Transponder (TR) , wobei
- die Basisstation (BS) eine oszillierende Signalquelle (OSZB) zum Erzeugen eines Signals (stx(t)) und eine Sendeein- richtung (ANTB) zum Aussenden des Signals (stx(t)) aufweist,
- der Transponder (TR) eine Empfangseinrichtung (ANTT) zum Empfangen des Signals (erxt(t)) von der Basisstation (BS) , einen Oszillator (OSZτ) zum Erzeugen eines dazu phasenkohärenten Signals (s0sz(t)) und eine Sendeeinrichtung (ANTT) zum Aussenden des phasenkohärenten Signals (s0sz(t)) aufweist,
- die Basisstation (BS) außerdem eine Empfangseinrichtung (ANTB) zum Empfangen des phasenkohärenten Signals (s0sz(t)) von dem Transponder (TR) und eine Entfernungs- Bestimmungseinrichtung (RXMIX, FLT, DEMOD) zum Bestimmen der Entfernung (dist) zwischen Basisstation (BS) und Transponder (TR) aufweist, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , dass - der Oszillator (OSZτ) im Transponder (TR) mit dem empfangenen Signal (srxt(t)) zum Erzeugen eines quasi-phasenkohärenten Signals (s0sz(t)) angeregt wird.
3. Basisstation (BS) zum Bestimmen der Entfernung eines
Transponders (TR) mit einem Verfahren nach Anspruch 1 bzw. für ein Entfernungs-Bestimmungssystem nach Anspruch 2, bei der
- die Entfernungs-Bestimmungseinrichtung (RXMIX, FLT, DEMOD) in der Basisstation (BS) einen Mischer (RXMIX) zum Mischen des von dem Transponder (TR) empfangenen quasiphasenkohärenten Signals (srxt(t)) und des momentanen Sendesignals (stx(t)) zu einem Mischsignal (smιx(t)) aufweist.
4. Basisstation (BS) nach Anspruch 3, bei der die Entfernungs-Bestimmungseinrichtung (RXMIX, FLT, DEMOD) ausgebildet ist, das Mischsignal (Smiχ(t)) zu bilden durch
smix (0 = cos(t • ωsw + τ • (ωc +ωsw ))
mit ωc als Mittenfrequenz des Basisstations-Oszillators (OSZB) , ωsw als Modulationsfrequenz des Sendesignals stx(t) der Basisstation (BS) , t als der Zeit im Zeitintervall 0 - Ts und τ als Laufzeit der Signale über die Entfernung (dist) zwischen Basisstation (BS) und Transponder (TR) .
5. Basisstation (BS) nach Anspruch 3 oder 4, bei der
- die Entfernungs-Bestimmungseinrichtung (RXMIX, FLT, DEMOD) eine Demodulationseinrichtung (DEMOD, GR, TP) zum Reduzieren oder Eliminieren zeitlicher Änderungen der Spannung des
Mischsignals (smiX(t)) im Zeitintervall (0 - TS) zwischen Ein- und Ausschalten der Messung in der Basisstation (BS) zum Erzeugen eines Messsignals (smess(t)) aufweist.
6. Basisstation (BS) nach Anspruch 3 oder 4, bei der
- die Entfernungs-Bestimmungseinrichtung (RXMIX, FLT, DEMOD) eine Demodulationseinrichtung (DEMOD, ZFMIX, LO, TP) zum Her- untermischen des Mischsignals (Sπu.x(t)), insbesondere mit einer Frequenz nahe oder gleich einer Taktfrequenz (fmk) t auf eine Frequenz deutlich kleiner als der Takt-Frequenz (fmk) zum zyklischen Ein- und Ausschalten des Oszillators (OSZτ) im Transponder (TR) und anschließendem Herausfiltern hoher Frequenzanteile zum Erzeugen eines Messsignals (smess(t)) aufweist .
7. Basisstation (BS) nach einem der Ansprüche 3 bis 6, bei der die Entfernungs-Bestimmungseinrichtung (RXMIX, FLT, DEMOD) ausgebildet ist, die Modulationsfrequenz (ωsw) des Sendesignals (stx(t)) der Basisstation (BS) zu modulieren, insbesondere gemäß
2-π-Bt ωsw =
mit T als einer Zeitdauer, über welche die Frequenz über die Bandbreite B verstimmt wird.
8. Basisstation (BS) nach einem der Ansprüche 3 bis 7, bei der die Entfernungs-Bestimmungseinrichtung (RXMIX, FLT, DEMOD) zum Bilden des resultierenden FMCW-Messsignals (smessfmcw (t) ) durch
smesSfτncw (t) =
Figure imgf000032_0001
ausgebildet ist.
9. Basisstation (BS) nach einem der Ansprüche 3 bis 8, bei der die Entfernungs-Bestimmungseinrichtung (RXMIX, FLT, DEMOD) zum Bestimmen der Entfernung (dist) aus der Messfrequenz (fmess) ausgebildet ist, die der normalen, um einen Frequenz- anteils (Δb = B*Ts / (2 T) ) verschobenen FMCW-Messfrequenz (Frequency Modulated Continous Wave) entspricht.
10. Basisstation (BS) nach einem der Ansprüche 8 oder 9, bei der die Entfernungs-Bestimmungseinrichtung (RXMIX, FLT, DEMOD) zum Durchführen einer Fouriertransformation des amplitudenge- wichteten Messsignals (smeSsfmcw(t) ) in den Frequenzbereich ausgerichtet ist, so dass Kanten eines linken und rechten Seitenbandes zumindest einer entstehenden Rechteckfunktion die Entfernung zwischen Basisstation (BS) und Transponder (TR) bestimmen.
11. Transponder (TR) oder Basisstation (BS) einem der vorste- henden Ansprüche, wobei der Transponder (TR) bzw. die Basisstation (BS) als LTCC- Modul (LM) (Low Temperature Cofired Ceramic) oder unter Verwendung zumindest eines LTCC-Moduls (LM) ausgebildet ist.
12. Transponder (TR) zum Bestimmen von dessen Entfernung zu einer Basisstation (BS) mit einem Verfahren nach Anspruch 1 bzw. für ein Entfernungs-Bestimmungssystem nach Anspruch 2, mit einer Signalerzeugungseinrichtung (OSZτ, CLK/Sw) zum Erzeugen eines Oszillatorsignals (sosz(t)) aus einem Transpon- der-Empfangssignal (erxt(t) = stx(t-τ/2)) mit einem Oszillator (0SZT) und eine Schalteinrichtung (CLK/Sw) zum zyklischen Ein- und Ausschalten des Oszillators (OSZτ) , insbesondere zum Erzeugen des Oszillatorsignals gemäß
Srx (t) = sosz(t - -) = sin(ωosz • t - (ωc + ωsw ) • τ + φ0)
mit ωc als Mittenfrequenz des Basisstations-Oszillators (OSZB) , ωsw als Modulationsfrequenz des Sendesignals (stx(t)) der Basisstation (BS) , t als der Zeit, τ als Laufzeit der Signale über die Entfernung (dist) zwischen Basisstation (BS) und Transponder (TR) und φ0 als beliebigem Phasenoffset .
13. Entfernungs-Bestimmungssystem nach Anspruch 2, Basisstation (BS) nach einem der Ansprüche 1 - 11 oder Transponder (TR) nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 12, wobei eine Modulation (fmk) zum Ein- und Ausschalten des Oszillators (OSZτ) im Transponder (TR) zum Übertragen von zusätzlichen Informationen vom Transponder (TR) zur Basisstation (BS! - verwendet wird.
14. Entfernungs-Bestimmungssystem nach Anspruch 2 oder 13 o- der Transponder (TR) nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 12, 13, wobei eine Modulation (fmk) zum Ein- und Ausschalten des Oszillators (OSZτ) im Transponder (TR) jedem einzelnen einer Viel- zahl von Transpondern (TR) individuell zugewiesen wird.
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