WO2005015756A1 - 送信装置 - Google Patents

送信装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2005015756A1
WO2005015756A1 PCT/JP2004/010680 JP2004010680W WO2005015756A1 WO 2005015756 A1 WO2005015756 A1 WO 2005015756A1 JP 2004010680 W JP2004010680 W JP 2004010680W WO 2005015756 A1 WO2005015756 A1 WO 2005015756A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
amplitude
phase
delay
modulation
Prior art date
Application number
PCT/JP2004/010680
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Masaharu Udagawa
Mamoru Arayashiki
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. filed Critical Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority to US10/566,999 priority Critical patent/US7379715B2/en
Publication of WO2005015756A1 publication Critical patent/WO2005015756A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3282—Acting on the phase and the amplitude of the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B14/002—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of a carrier modulation
    • H04B14/008—Polarisation modulation

Definitions

  • the present invention relates to a transmission device using polar modulation applied to a wireless communication device.
  • FIG. 13 shows a first conventional example of a polar modulation transmitter.
  • the polar modulation transmitter is composed of a polar signal generation circuit 1221, an amplitude control circuit 122, a phase modulation signal
  • a generating circuit 123 and a non-linear power amplifier 122 In such a polar modulation transmitter, a signal corresponding to the amplitude and phase of a transmission modulation is generated from an input signal by a polar signal generator circuit 201, and an amplitude control circuit is generated based on the generated signal.
  • the amplitude signal and the phase modulation signal are generated by the 122 and the phase modulation signal generation circuit 123, respectively.
  • the non-linear power amplifier 124 inputs a phase modulation signal while operating in a non-linear saturation mode, and performs amplitude modulation by changing a power supply voltage according to the amplitude signal. By operating the nonlinear power amplifier 124 in the nonlinear saturation mode, the current consumption can be reduced as compared with the case of using the linear power amplifier. It can be extended (for example, see Patent Document 1).
  • FIG. 14 is a diagram showing a second conventional example of the polar modulation transmitter.
  • the polar modulator transmitter comprises a polar signal generator circuit 1301, a timing adjustment circuit 1302, a amplitude controller circuit 1305, a phase modulation signal generator circuit 1306, and a power amplifier.
  • an amplitude signal detection circuit 1308, a phase detection circuit 1309, and a PA calibration table 1310 are further provided.
  • the calibration table 1310 to correct the amplitude control circuit 1305 and the phase modulation signal generation circuit 1306, the amplitude-amplitude distortion of the power amplifier 1307 is corrected.
  • AM-AM distortion amplitude-phase distortion
  • AM-PM distortion amplitude-phase distortion
  • the timing adjustment circuit 13 By adjusting the timing of the phase signal, the delay difference in each path of the amplitude signal and the phase signal can be corrected, and the deterioration of transmission quality due to the delay difference can be suppressed (for example, see Patent Document 2).
  • transmission quality is represented by ACLR (Adjacent Channel Leakage power Ratio) and EV (Error Vector Magnitude: error vector amplitude (modulation accuracy)).
  • FIG. 15 is a diagram showing a third conventional example of a polar modulation transmitter. In this polar modulation transmitter, delay circuits 1412 and 1413 are added to the modulator section 14010.
  • FIG. 16 is a diagram showing a fourth conventional example of a polar modulation transmitter.
  • the polar modulation transmitter includes phase detection means 1502 and 1503 for detecting the phase of the RF output signal, amplitude detection means 1501 for detecting the amplitude envelope of the RF output signal, and RF output signal. It has synchronization detecting means 1512 for detecting the synchronization between the phase and the amplitude of the signal, and synchronization control means 1513 for controlling the delaying means 1515 based on the detected synchronization. Using these means, the timing of the amplitude signal and the phase signal is adjusted, and the delay difference in each path of the amplitude signal and the phase signal is corrected. Deterioration can be suppressed (for example, see Patent Document 4).
  • the first conventional example shown in FIG. 13 cannot correct the delay difference between the amplitude signal and the phase signal in each path because there is no timing adjustment means, and suppresses the deterioration of the transmission quality due to the delay difference. I could't.
  • the polar modulation transmitters of the second conventional example shown in FIG. 14 and the third conventional example shown in FIG. 15 do not have a synchronization circuit for automatically synchronizing the amplitude signal and the phase signal. There was no other way to adjust the synchronization than to do it manually. In addition, it was difficult for ordinary consumers to adjust the synchronization for use after the product was shipped.
  • the polar modulation transmitter of the fourth conventional example shown in FIG. 16 is configured to detect an amplitude envelope and a phase from an RF output signal of a multiplier or a power amplifier.
  • the polar modulation transmitter of the fourth conventional example shown in FIG. 16 is configured to detect an amplitude envelope and a phase from an RF output signal of a multiplier or a power amplifier.
  • Patent Document 1 U.S. Patent No. 6,377,784B2
  • Patent Document 2 U.S. Patent No. 6,366,177 B1
  • Patent Document 3 Japanese Patent Publication No. 6-5 4 8 7 7 (Fig. 6)
  • Patent Literature 4 Japanese Patent Application Publication No. 2000-530992 (Patent Document 4)
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a transmission device using polar modulation, which is capable of automatically adjusting the synchronization between an amplitude signal and a phase signal.
  • a transmission apparatus is a transmission apparatus using polar modulation, comprising: a polar signal generating unit configured to generate, from an input signal, each signal corresponding to the amplitude and phase of a transmission modulation signal; and a signal corresponding to the amplitude.
  • An amplitude signal generating means for generating an amplitude signal from the signal; a phase modulation signal generating means for generating a phase modulation signal from a signal corresponding to the phase; and the amplitude signal and the phase modulation signal, the amplitude modulation of the phase modulation signal.
  • Amplitude modulation and amplification means for generating a transmission modulation signal, and an amplitude phase for detecting an amplitude signal and a phase signal from an input signal to the amplitude modulation and amplification means and an input signal to the phase modulation signal generation means Detecting means; a signal corresponding to the amplitude generated by the polar signal generating means; a signal corresponding to the phase; and the amplitude signal detected by the amplitude / phase detecting means.
  • a delay difference calculating means for calculating a delay difference between the amplitude signal and the phase signal based on the phase signal; and a timing adjustment between the amplitude signal and the phase signal based on the delay difference calculated by the delay difference calculating means. Timing adjusting means.
  • the delay difference calculating unit calculates the delay difference based on the signal corresponding to the amplitude and the phase corresponding to the amplitude generated by the polar signal generating unit and the amplitude signal and the phase signal detected by the amplitude / phase detecting unit. Is calculated, and the timing is adjusted based on the obtained delay difference.
  • the amplitude and phase detecting means detects, for example, the amplitude signal and the phase signal immediately before the amplitude modulation and amplification means, thereby detecting the delay difference between the amplitude signal and phase signal detection position and the amplitude modulation and amplification means. It can be made smaller than the delay difference required from transmission characteristics such as VM. Further, when the amplitude signal and the phase signal are detected immediately before the amplitude modulation and width means, since the signals are detected from the baseband signal, a circuit having a large delay such as a low-pass filter is detected from the amplitude and phase detection means. Can be eliminated. As a result, it is possible to improve the detection accuracy of the delay difference and the synchronization adjustment accuracy.
  • the delay difference calculation unit detects the signal corresponding to the amplitude generated by the polar signal generation unit and the amplitude / phase detection unit. Calculating a correlation function with the amplitude signal, and a correlation function between a signal corresponding to the phase generated by the polar signal generation means and the phase signal detected by the amplitude / phase detection means; Also, the method includes calculating the delay amount of the amplitude signal and the delay amount of the phase signal from the local maximum value of the correlation function relating to the phase and the phase, and calculating the delay difference from the difference between these delay amounts.
  • the delay amount of each signal can be calculated based on the maximum value of the correlation function in the amplitude signal and the phase signal.
  • the amplitude signal and the phase signal can be calculated. Can be adjusted.
  • the amplitude and phase detection means is configured by a digital circuit, and the amplitude signal and the phase signal are input to input units of the amplitude signal and the phase signal. And an analog-to-digital converter for converting the selected amplitude signal or phase signal into a digital signal.
  • the analog-to-digital conversion means can be shared for the detection of the amplitude signal and the detection of the phase signal, and the circuit scale and the number of components for the detection of the amplitude signal and the phase signal can be reduced.
  • the timing adjustment unit includes a delay unit configured to delay at least one of the amplitude signal and the phase signal, and a delay configured to control a delay amount of the delay unit. And a control means.
  • the delay amount of at least one of the amplitude signal and the phase signal can be finely adjusted by the delay control means, and the synchronization adjustment accuracy can be improved.
  • the timing adjustment unit is a coarse adjustment unit that performs a coarse adjustment of a delay amount of the amplitude signal and the phase signal, and a fine adjustment of the delay amount is performed. And fine adjustment means for performing the adjustment.
  • the delay amount of the amplitude signal and the phase signal can be finely adjusted by the coarse adjustment unit and the fine adjustment unit, and the synchronization adjustment accuracy can be improved.
  • the timing adjustment means is configured by a digital circuit, and a delay frequency of the amplitude signal and the phase signal is varied by varying a clock frequency of the digital circuit. Adjusting the amount is also included.
  • the delay amount of the amplitude signal and the phase signal can be finely adjusted by changing the peak frequency of the digital circuit, and the synchronization adjustment accuracy can be improved.
  • the timing adjustment unit includes, as the delay unit, a plurality of inverters connected in cascade, and a selector that switches and selects an output of the inverter. Is also included.
  • the timing adjustment unit includes, as the delay unit, a digital filter that can change a delay time by a control signal.
  • the amount of signal delay can be adjusted with a simple configuration.
  • the above-described transmission device wherein the amplitude modulation amplification unit includes a power amplifier. Further, as one aspect of the present invention, the above-described transmission device, wherein the amplitude modulation amplification unit includes a variable gain amplifier is also included.
  • the above-described transmission device wherein the amplitude modulation amplification unit includes a mixer circuit is also included.
  • a synchronization adjustment method is a synchronization adjustment method for an amplitude signal and a phase signal in a transmission apparatus using polar modulation, wherein each signal corresponding to the amplitude and phase of a transmission modulation signal is generated from an input signal. Generating an amplitude signal from the signal corresponding to the amplitude; generating a phase modulation signal from the signal corresponding to the phase; and multiplying the amplitude signal by the phase modulation signal.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a polar modulation transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • Fig. 2 shows an example of transmission characteristics degradation due to the delay difference between the amplitude signal and the phase signal.
  • (A) is a diagram showing WCD MA modulation, ACLR characteristics at 5 MHz detuning, and
  • (b) is a diagram showing WC DMA.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating ACLR characteristics in modulation and 10 MHz detuning.
  • FIG. 3 shows an example of transmission characteristic degradation due to a delay difference between an amplitude signal and a phase signal, and is a diagram illustrating EVM characteristics in WC DMA modulation.
  • FIG. 4 is a diagram showing a specific configuration example of a main part including an amplitude / phase detection circuit in the polar modulation transmitter of the present embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing a specific configuration example of a main part including an amplitude / phase detection circuit in the polar modulation transmitter of the present embodiment.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a delay difference calculation procedure in the delay difference calculation circuit of the present embodiment.
  • FIGS. 7A and 7B are diagrams illustrating an example of an input signal waveform in the delay difference calculation circuit according to the present embodiment.
  • FIG. 7A is a diagram illustrating an example of an amplitude signal
  • FIG. 7B is a diagram illustrating an example of a phase signal.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a correlation function calculated by the delay difference calculation circuit according to the present embodiment, where (a) illustrates an example of an amplitude correlation function, and (b) illustrates a phase correlation function. It is a figure showing an example.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of the timing adjustment circuit of the present embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a first example of the variable delay circuit in the timing adjustment circuit according to the present embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a second example of the variable delay circuit in the timing adjustment circuit of the present embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a third example of the variable delay circuit in the timing adjustment circuit according to the present embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing a first conventional example of a polar modulation transmitter.
  • FIG. 14 is a diagram showing a second conventional example of a polar modulation transmitter.
  • FIG. 15 is a diagram showing a third conventional example of a polar modulation transmitter.
  • FIG. 16 is a diagram showing a fourth conventional example of a polar modulation transmitter.
  • reference numeral 101 denotes a polar signal generating circuit
  • 102 denotes a timing adjustment circuit
  • 103 denotes an amplitude control circuit
  • 104 and 105 denote low-pass filters
  • 106 denotes a phase modulation signal generating circuit.
  • 107 is a multiplication circuit
  • 109 is an amplitude / phase detection circuit
  • 110 is a delay difference calculation circuit
  • 31 1, 3 1 2 41 2 is a / 0 converter
  • 31 3 is a DZA converter
  • 4 11 is a switching switch
  • 8 0 1 and 8 0 2 are variable delay circuits
  • 8 0 3 is a control circuit.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a polar modulation transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the polar modulation transmitter of this embodiment includes a polar signal generation circuit 101, a timing adjustment circuit 102, an amplitude control circuit 103, a low-pass filter (LPF) 104, 105, phase modulation It comprises a signal generation circuit 106, a multiplication circuit 107, a transmission antenna 108, an amplitude / phase detection circuit 109, and a delay difference calculation circuit 110.
  • the polar signal generating circuit 101 corresponds to an example of the polar signal generating means, and the signal corresponding to the amplitude and phase of the transmission modulated wave from the input signal.
  • the amplitude control circuit 103 corresponds to an example of an amplitude signal generation unit, and generates an amplitude signal by adjusting the level of a signal corresponding to the amplitude.
  • the phase modulation signal generation circuit 106 corresponds to an example of a phase modulation signal generation means, and is composed of, for example, a power VCO, and generates a phase modulation wave (phase modulation signal) from a signal corresponding to a phase.
  • the multiplication circuit 107 corresponds to an example of an amplitude modulation amplifying means, and multiplies an amplitude signal by a phase modulation wave to generate a transmission modulation wave (transmission modulation signal) by amplitude modulating the phase modulation wave. I do.
  • the modulated transmission wave is radiated from the antenna 108 as a radio wave.
  • the multiplication circuit 107 has a function of an amplitude modulation amplification unit that generates a transmission modulation wave by amplitude-modulating a phase modulation wave, and is configured using, for example, a power amplifier operating in a saturation mode. A similar function can be obtained even if a variable gain amplifier or a mixer circuit is used as the multiplication circuit 107.
  • the low-pass filters 104 and 105 included in the polar modulation transmitter are not indispensable components in the present embodiment, but each of the amplitude signal corresponding to the amplitude and the phase signal by the phase modulation wave To explain the delay and its synchronization, It is.
  • the positions of the low-pass filters 104 and 105 are connected to, for example, the output of a D / A converter for the purpose of cutting off harmonics.
  • low-pass filters cause signal delay.
  • the cut-off frequency is f (In that case, a delay of 1 to 2 verts fc occurs in the low-frequency region.
  • a higher-order one-pass filter If the signal delay and other signal delays occur, the operation does not change. If such a signal delay occurs in the path of the amplitude signal and the path of the phase signal, and there is a difference ⁇ between the respective delays, The characteristics of ACLR, EVM, etc. in the polar modulation transmitter deteriorate, etc.
  • Figures 2 and 3 show an example of the deterioration of transmission characteristics due to the delay difference ⁇ , as shown in Figures 2 (a) and (b). Shows ACLR characteristics at 5 MHz and 10 MHz detuning of WC DMA, and Fig. 3 shows EVM characteristics.
  • the amplitude / phase detection circuit 109 and the delay difference calculation circuit 110 are provided to prevent deterioration of characteristics due to the delay of each signal of amplitude and phase, and the amplitude / phase detection circuit 109 is provided for the amplitude / phase detection means.
  • This corresponds to an example, and detects an amplitude signal and a phase signal from the input of the multiplication circuit 107 and the input of the phase modulation signal generation circuit 106.
  • the delay difference calculation circuit 110 corresponds to an example of a delay difference calculation means, and calculates the delay difference of each signal based on the amplitude and phase signals detected by the amplitude / phase detection circuit 109. calculate.
  • the timing adjustment circuit 102 is equivalent to an example of timing adjustment means. By performing timing adjustment based on each delay difference, the amplitude signal and the phase signal are automatically synchronized. I have.
  • each of the amplitude signal and the phase signal (phase modulated wave) by the amplitude / phase detection circuit 109 is preferably performed immediately before the multiplication circuit 107 as shown in FIG.
  • the delay difference between the detection position of each signal of the amplitude signal and the phase signal and the multiplication circuit 107 can be made smaller than a value required from characteristics such as ACLR or EVM.
  • a circuit with a large delay such as a filter can be eliminated from the amplitude / phase detection circuit i09.
  • the accuracy of delay difference detection can be improved as compared with the related art.
  • 4 and 5 are diagrams illustrating a specific configuration example of a main part of the polar modulation transmitter.
  • the digital circuit 310 in FIG. 4 and the digital circuit 410 in FIG. 5 have the functions of an amplitude / phase detection circuit 109, a delay difference calculation circuit 110, and a timing adjustment circuit 102, respectively. It is.
  • the amplitude / phase detection circuit 109 detects a phase signal and an amplitude signal which are amplitude-modulated by the multiplication circuit 107. At this time, the amplitude phase detection circuit 109 detects the amplitude signal from the output of the low-pass filter 104, and detects the phase signal from the input of the phase modulation signal generation circuit 106 composed of the power VCO.
  • the power VCO is used as the phase modulation signal generation circuit 106. The power is not limited to this.
  • a / D converters 311, 312, 0/8 converters 313, 314 are connected to digital circuit 310.
  • the amplitude signal output from the low-pass filter 104 is converted into a digital signal by the AZD converter 311 and input, and output from the low-pass filter 105 and input to the phase modulation signal generation circuit 106.
  • the converted phase signal is converted to a digital signal by the A / D converter 312 and input.
  • the amplitude signal output from the digital circuit 310 is converted to an analog signal by the DZA converter 313, input to the low-pass filter 104, and the phase signal output from the digital circuit 310 is converted to the DZA signal.
  • the signal is converted into an analog signal by the converter 314 and input to the low-pass filter 105.
  • the detection position of the amplitude / phase detection circuit 109 that is, before the phase modulation signal generation unit by the phase modulation signal generation circuit 106 and the amplitude modulation unit by the multiplication circuit 107
  • Both the amplitude signal and the phase signal before the signal are baseband signals, so they can be directly sent to the AZD converters 311 and 312 without demodulating these signals or using a Log amplifier. It can be captured, converted into a digital signal, and input to a digital circuit 310 for processing.
  • the amplitude signal and the amplitude By detecting the phase signals from the outputs of the low-pass filters 104 and 105, respectively, it is possible to reduce the delay difference between the two signals in the signal path to the multiplication circuit 107.
  • an A / D converter 412, D / A converters 313 and 314 are connected to a digital circuit 410, and a switching switch 411 is provided at the input of the A / D converter 412. I have.
  • one of the amplitude signal output from the low-pass filter 104 and the phase signal output from the low-pass filter 105 and input to the phase modulation signal generation circuit 106 is selected by the switch 411, and the A / D conversion is performed.
  • the signal is converted into a digital signal by the device 412 and input.
  • the first example in Fig. 4 is a configuration that uses separate A / D converters for the amplitude signal and the phase signal, but the second example in Fig. 5 uses one A / D converter.
  • the switch is switched between switches for amplitude signals and phase signals, and the same function can be realized.
  • the amplitude signal and the phase signal are switched by the switch 411, alternately converted into digital signals by the AZD converter 412, input to the digital circuit 410, and processed.
  • the delay difference calculation circuit 110 may be configured to be realized by an analog circuit
  • the amplitude / phase detection circuit 109 may be configured by an analog circuit without providing an A / D converter.
  • the delay difference calculation circuit 110 is composed of, for example, a digital circuit, and has a function of calculating a correlation function before and after the delay of the amplitude signal and the phase signal, respectively, and detecting each local maximum value.
  • the delay difference calculation circuit 110 can be configured by an analog circuit.
  • FIGS. 6A and 6B are flowcharts showing a procedure for calculating a delay difference in the delay difference calculation circuit 110.
  • FIGS. 7A and 7B are diagrams showing examples of input signal waveforms.
  • the input signal waveform is a time waveform a of the amplitude signal and the phase signal as shown in FIGS. 7A and 7B generated by the polar signal generation circuit 101 in FIG. ut (t), and Pout (t), assumed to be the time waveform a in the amplitude signal and phase signal including a delay detected by the amplitude-phase detection circuit 109 (t) ⁇ beauty p in (t) (step S 501-S 504).
  • a WC DMA modulated wave is used for a signal waveform.
  • FIGS. 7 and 8 an example using a WC DMA modulated wave has been described. However, the same applies to a modulated wave of another method. The same applies to the case where a special waveform for synchronization is used.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of a timing adjustment circuit.
  • the timing adjustment circuit 102 includes first and second variable delay circuits 8 0 1 and 8 0 2 that can change the delay time, and these first and second variable delay circuits 8 0 1 , And a control circuit 803 for controlling the delay time of 802.
  • the control circuit 803 refers to the newly calculated delay difference, and controls a delay control signal for adjusting the delay time of the first variable delay circuit 801. And a delay control signal for adjusting the delay time of the second variable delay circuit 802.
  • the amplitude signal is input to the first variable delay circuit 801 and outputs an amplitude signal delayed according to the delay control signal.
  • the phase signal is input to the second variable delay circuit 802, and outputs a delayed phase signal.
  • the configuration is such that both the amplitude signal and the phase signal are delayed.
  • the configuration may be such that only one of the amplitude signal and the phase signal is delayed, and the same function can be realized.
  • FIG. 10 is a diagram showing a first example of the variable delay circuit.
  • the variable delay circuit of the first example includes a cascade-connected inverter (inverting circuit) 911 to 916 and a selector 920 for selecting the output of these inverters 911 to 916. It is configured to have.
  • the delay time can be controlled by the inverter delay time by switching the selector 920 with the delay control signal as a control signal to change the number of inverters included in the signal path.
  • FIG. 11 is a diagram showing a second example of the variable delay circuit.
  • the variable delay circuit of the second example is an example configured by a digital filter, and includes multipliers 100 2 and 100 3 controlled by a delay control signal that is a control signal, and one of the multipliers. It has a delay element 1001 that delays the input of 1002, and an adder 1004 that adds the outputs of the multipliers 1002 and 1003.
  • the digital filter is not limited to the digital filter having the present configuration, and for example, the variable delay circuit can be formed of another digital filter having a larger number of taps.
  • FIG. 12 is a diagram showing a third example of the variable delay circuit.
  • the variable delay circuit of the third example is composed of a delay element 1101 that can control the delay time, a digital filter 111 Are connected in series.
  • the delay time of the delay element 111 and the digital filter 112 is controlled by a delay control signal, which is a control signal, so that the delay time can be controlled by a combination of coarse adjustment and fine adjustment.
  • the delay time can be adjusted precisely.
  • Such delay time adjustment means corresponds to coarse adjustment.
  • the configuration using the inverter of the first example shown in FIG. 10 and the configuration using the digital filter of the second example shown in FIG. 11 correspond to fine adjustment.
  • the timing adjustment circuit 102, the amplitude / phase detection circuit 1109, and the delay difference calculation circuit 110 are used as a synchronization circuit for the amplitude signal and the phase signal of the polar modulation transmitter.
  • the delay difference calculation circuit 110 based on the amplitude and phase signals generated by the polar signal generation circuit 101 and the amplitude and phase signals detected by the amplitude / phase detection circuit 109
  • the synchronization difference can be automatically adjusted by adjusting the delay difference between the amplitude signal and the phase signal. It becomes possible. For example, in an adjustment process in a factory production line, synchronization adjustment can be automatically performed by supplying a control signal for synchronizing the amplitude signal and the phase signal to the assembled polar modulation transmitter. This makes it possible to save labor in the adjustment process.
  • the synchronization of the amplitude signal and the phase signal can be automatically adjusted periodically. For example, by setting to automatically adjust each time the power is turned on, even if the delay difference between the amplitude and the phase changes due to aging, the deterioration of 1 ⁇ 1 ⁇ and ⁇ £ ⁇ ⁇ 1 is suppressed. Can be. As a result, a polar modulation transmitter that operates stably can be realized.
  • the branch position of the signal input to the amplitude / phase detection circuit 109 is set immediately before the multiplication circuit 107.
  • the detection position of each signal and the multiplication circuit 10 7 can be made smaller than the value required for characteristics such as ACLR or EVM, and the amplitude signal and phase signal can be detected from the baseband signal. Therefore, a circuit with a large delay, such as a low-pass filter, can be excluded from the amplitude / phase detection circuit 109.
  • the accuracy of the delay difference detection is improved as compared with the related art, and the synchronization adjustment accuracy can be improved.
  • the present invention has an effect of providing a transmission device capable of automatically adjusting synchronization of an amplitude signal and a phase signal, and is useful for a transmission device using polar modulation applied to a wireless communication device. It is.

Abstract

本発明の課題は、ポーラー変調送信機等の送信装置において、振幅信号と位相信号の同期の調整を自動的に行えるようにすることである。　ポーラー信号発生回路（１０１）は、入力信号から送信変調波の振幅と位相に対応する信号を生成し、乗算回路（１０７）において、振幅信号と位相信号とを乗算することにより、位相変調波を振幅変調して送信変調波を生成し、これをアンテナ（１０８）から電波として放射する。振幅位相検出回路（１０９）は、乗算回路（１０７）の入力及び位相変調信号生成回路（１０６）の入力から振幅信号と位相信号を検出し、遅延差算出回路（１１０）により、検出した振幅と位相の各信号からそれぞれの相関関数を計算し、それらの極大値から遅延差を算出する。そして、タイミング調整回路（１０２）において、算出した遅延差に基づいて振幅信号と位相信号の遅延時間を調整することで、タイミング調整を行う。

Description

送信装置 く技術分野 >
本発明は、無線通信装置に適用されるポーラ一変調を用いた送信装置に関する。 <背景技術 > 明
図 1 3にポーラ一変調送信機の第 1の従来例を示す。 ポーラ一変調送信機は、 ポーラ一信号発生回路 1 2 0 1、 振幅コントロール回路 1 2 0 2、 位相変調信号 書
発生回路 1 2 0 3、 及び非線形パワーアンプ 1 2 0 4を備えている。 このような ポーラ一変調送信機では、 ポーラ一信号 生回路 1 2 0 1で入力信号から送信変 調波の振幅と位相に対応する信号を生成し、 これをもとにして、 振幅コントロー ル回路 1 2 0 2及び位相変調信号発生回路 1 2 0 3でそれぞれ振幅信号と位相変 調信号とを生成する。 非線形パワーアンプ 1 2 0 4では、 これを非線形な飽和モ 一ドで動作させつつ位相変調信号を入力し、 電源電圧を振幅信号に応じて変化さ せることによって振幅変調をかける。 このように、 非線形パワーアンプ 1 2 0 4 を非線形な飽和モードで動作させることにより、 線形パワーアンプを用いた場合 よりも消費電流を少なくすることができるので、 電池駆動の送信機では電池寿命 を延長することができる （例えば、 特許文献 1参照） 。
図 1 4はポーラ一変調送信機の第 2の従来例を示す図である。 このポーラ一変 調送信機は、 ポーラ一信号発生回路 1 3 0 1、 タイミング調整回路 1 3 0 2、 振 幅コントロー レ回路 1 3 0 5、 位相変調信号発生回路 1 3 0 6、 及びパワーアン プ 1 3 0 7を備えていることに加えて、 さらに振幅信号検出回路 1 3 0 8、 位相 検出回路 1 3 0 9、及ぴ P Aキヤリプレーションテーブル 1 3 1 0を備えている。 このキヤリブレーションテーブル 1 3 1 0を用いて、 振幅コントローノレ回路 1 3 0 5及び位相変調信号生成回路 1 3 0 6に補正をかけることにより、 パワーアン プ 1 3 0 7の振幅—振幅歪 （AM— AM歪） と振幅一位相歪 （AM— P M歪） と を補正することができる。 さらに、 タイミング調整回路 1 3 0 2で振幅信号と位 相信号のタイミングを調整することにより、 振幅信号と位相信号の各経路におけ る遅延差を補正して、 遅延差による送信品質の劣化を抑制することができる （例 えば、 特許文献 2参照） 。 例えば W— C DMA規格では、 送信品質は A C L R (Adjacent Channel Leakage power Ratio : 隣接チヤネノレ漏 ί曳電力比) 及び E V (Error Vector Magnitude : エラーべクトル振幅 （変調精度） ） で表される。 図 1 5はポーラ一変調送信機の第 3の従来例を示す図である。 このポーラ一変 調送信機は、変調器部 1 4 1 0に遅延回路 1 4 1 2、 1 4 1 3が付加されている。 これらの遅延回路 1 4 1 2、 1 4 1 3を利用してドレイン電圧 （振幅） と変調波 信号 （位相） のタイミングを調整して、 振幅信号と位相信号の各経路における遅 延差を補正することにより、 振幅信号と位相信号の遅延差による A C L R及び E VMの劣化を抑制することができる （例えば、 特許文献 3参照） 。
図 1 6はポーラ一変調送信機の第 4の従来例を示す図である。 このポーラ一変 調送信機は、 R F出力信号の位相を検出する位相検出手段 1 5 0 2、1 5 0 3と、 R F出力信号の振幅エンベロープを検出する振幅検出手段 1 5 0 1と、 R F出力 信号の位相と振幅との間の同期を検出する同期検出手段 1 5 1 2と、 検出された 同期に基づいて遅延手段 1 5 1 5を制御する同期制御手段 1 5 1 3とを有する。 これらの手段を用いて、 振幅信号と位相信号のタイミングを調整して、 振幅信号 と位相信号の各経路における遅延差を補正することにより、 振幅信号と位相信号 の遅延差による A C L R及び E VMの劣化を抑制することができる （例えば、 特 許文献 4参照） 。
しかしながら、図 1 3に示す第 1の従来例は、タイミング調整手段がないので、 振幅信号と位相信号の各経路における遅延差を補正することができず、 遅延差に よる送信品質の劣化を抑制することができなかった。
また、 図 1 4に示す第 2の従来例、 及ぴ図 1 5に示す第 3の従来例のポーラ一 変調送信機は、 振幅信号と位相信号の同期を自動的にとる同期回路がないので、 同期の調整はマニュアルで行う以外に方法がなかった。 また、 製品の出荷後に一 般消費者が使用に際して同期を調整することは困難であった。
さらに、 図 1 6に示す第 4の従来例のポーラ一変調送信機は、 乗算器又はパヮ 一アンプの R F出力信号から振幅エンベロープと位相を検出する構成になってい る。 しかし、 このような構成で振幅信号と位相信号の同期を検出するためには、
R F帯域の信号をベースバンド帯域に何らかの手段で復調する必要があり、 ロー パスフィルタ等の無視できない大きさの遅延を有する回路を使用することになる。 その結果、 検出時の遅延がばらついて、 遅延差検出の精度が低下することがあつ た。
(特許文献 1 ) 米国特許第 6 , 3 7 7 , 7 8 4 B 2号明細書
(特許文献 2 ) 米国特許第 6， 3 6 6 , 1 7 7 B 1号明細書
(特許文献 3 ) 特公平 6— 5 4 8 7 7号公報 （第 6図）
(特許文献 4 ) 特表 2 0 0 2— 5 3 0 9 9 2号公報 （図 2 )
<発明の開示 >
本発明は、 上記事情に鑑みてなされたもので、 ポーラ一変調を用いた送信装置 において、 振幅信号と位相信号の同期の調整を自動的に行うことのできる送信装 置を提供することを目的とする。
本発明の送信装置は、 ポーラ一変調を用いた送信装置であって、 入力信号から 送信変調信号の振幅と位相に対応する各信号を生成するポーラ一信号生成手段と、 前記振幅に対応する信号から振幅信号を生成する振幅信号生成手段と、 前記位相 に対応する信号から位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段と、 前記振幅 信号と前記位相変調信号とにより、 前記位相変調信号を振幅変調して送信変調信 号を生成する振幅変調増幅手段と、 前記振幅変調増幅手段への入力信号と前記位 相変調信号生成手段への入力信号とから、 振幅信号と位相信号を検出する振幅位 相検出手段と、 前記ポーラ一信号生成手段で生成された前記振幅に対応する信号 及び前記位相に対応する信号と、 前記振幅位相検出手段で検出された前記振幅信 号及び前記位相信号とに基づき、 振幅信号と位相信号の遅延差を算出する遅延差 算出手段と、 前記遅延差算出手段で算出された遅延差に基づいて前記振幅信号と 前記位相信号のタイミング調整を行うタイミング調整手段とを備えている。
上記構成により、 ポーラ一信号生成手段で生成した振幅に対応する信号及び位 相に対応する信号と、 振幅位相検出手段で検出した振幅信号及び位相信号とを基 に、 遅延差算出手段で遅延差を算出し、 得られた遅延差に基づいてタイミング調 整手段で振幅信号と位相信号のタイミング調整を行うことによって、 振幅信号と 位相信号の遅延差を調整して同期調整を自動的に行うことが可能となる。 また、 振幅位相検出手段は、 例えば振幅変調増幅手段の直前で振幅信号及び位相信号を 検出することにより、 振幅信号及び位相信号の検出位置と振幅変調増幅手段との 間の遅延差を A C L R又は E VM等の送信特性から要求される遅延差よりも小さ くできる。 さらに、 上記の振幅変調增幅手段の直前で振幅信号及ぴ位相信号を検 出する場合、 ベースバンド帯域の信号から検出することになるので、 ローパスフ ィルタ等の遅延の大きい回路を振幅位相検出手段から排除できる。 この結果、 遅 延差の検出精度及び同期調整精度を向上させることが可能となる。
また、 本発明の一態様として、 上記の送信装置であって、 前記遅延差算出手段 は、 前記ポーラ一信号生成手段で生成された前記振幅に対応する信号と前記振幅 位相検出手段で検出された前記振幅信号との相関関数、 及び前記ポーラ一信号生 成手段で生成された前記位相に対応する信号と前記振幅位相検出手段で検出され た前記位相信号との相関関数を算出し、 これらの振幅と位相に関するそれぞれの 相関関数の極大値から、 前記振幅信号の遅延量及び前記位相信号の遅延量を算出 し、 これらの遅延量の差から遅延差を算出するものも含まれる。
上記構成により、 振幅信号及び位相信号における相関関数の極大値によってそ れぞれの信号の遅延量を算出でき、 これらの遅延量の差から遅延差を算出するこ とにより、 振幅信号と位相信号のタイミング調整を行うことが可能である。 また、 本発明の一態様として、 上記の送信装置であって、 前記振幅位相検出手 段はディジタル回路で構成され、 前記振幅信号及び前記位相信号の入力部に、 前 記振幅信号と前記位相信号のいずれかを切替選択する選択手段と、 前記選択され た振幅信号または位相信号をディジタル信号に変換するアナログ一ディジタル変 換手段とを備えるものも含まれる。
上記構成により、 振幅信号の検出用と位相信号の検出用とでアナログ一ディジ タル変換手段を共用でき、 振幅信号と位相信号の検出に関する回路の回路規模や 部品点数を減少できる。 また、 本発明の一態様として、 上記の送信装置であって、 前記タイミング調整 手段は、前記振幅信号と前記位相信号の少なくとも一方を遅延させる遅延手段と、 前記遅延手段の遅延量を制御する遅延制御手段とを備えるものも含まれる。
上記構成により、 遅延制御手段によって振幅信号と位相信号の少なくとも一方 の遅延量を細かく調整でき、 同期調整精度を向上させることが可能となる。
また、 本発明の一態様として、 上記の送信装置であって、 前記タイミング調整 手段は、 前記振幅信号と前記位相信号の遅延量の粗調整を行う粗調整手段と、 前 記遅延量の微調整を行う微調整手段とを備えるものも含まれる。
上記構成により、 粗調整手段及び微調整手段によつて振幅信号及び位相信号の 遅延量を細かく調整でき、 同期調整精度を向上させることが可能となる。
また、 本発明の一態様として、 上記の送信装置であって、 前記タイミング調整 手段はディジタル回路で構成され、 このディジタル回路のク口ック周波数を可変 して前記振幅信号及び前記位相信号の遅延量を調整するものも含まれる。
上記構成により、 ディジタル回路のク口ック周波数を変化させることで振幅信 号及び位相信号の遅延量を細かく調整でき、 同期調整精度を向上させることが可 能となる。
また、 本発明の一態様として、 上記の送信装置であって、 前記タイミング調整 手段は、 前記遅延手段として、 カスケード接続された複数のインバータと、 前記 インバータの出力を切替選択するセレクタとを備えるものも含まれる。
上記構成により、 カスケード接続された複数のインバータを切替選択すること によって、 簡単な構成で信号の遅延量を調整可能である。
また、 本発明の一態様として、 上記の送信装置であって、 前記タイミング調整 手段は、 前記遅延手段として、 制御信号によって遅延時間を変化可能なディジタ ルフィルタを備えるものも含まれる。
上記構成により、 ディジタルフィルタを設けて制御信号によつて遅延時間を変 化させることで、 簡単な構成で信号の遅延量を調整可能である。
また、 本発明の一態様として、 上記の送信装置であって、 前記振幅変調増幅手 段は、 パワーアンプを備えて構成されるものも含まれる。 また、 本発明の一態様として、 上記の送信装置であって、 前記振幅変調増幅手 段は、 可変利得アンプを備えて構成されるものも含まれる。
また、 本発明の一態様として、 上記の送信装置であって、 前記振幅変調増幅手 段は、 ミキサ回路を備えて構成されるものも含まれる。
上記構成により、 上記いずれかの振幅変調増幅手段を用いて乗算等を行うこと で、 位相変調信号を振幅変調して送信変調信号を生成することが可能となる。 本発明の同期調整方法は、 ポーラ一変調を用いた送信装置における振幅信号と 位相信号の同期調整方法であって、 入力信号から送信変調信号の振幅と位相に対 応する各信号を生成するステップと、 前記振幅に対応する信号から振幅信号を生 成するステップと、 前記位相に対応する信号から位相変調信号を生成するステツ プと、 前記振幅信号と前記位相変調信号とを乗算することにより、 前記位相変調 信号を振幅変調して送信変調信号を生成するステップと、 前記振幅信号と前記位 相変調信号とを乗算する前の振幅信号と、 前記位相変調信号を生成する前の位相 に対応する信号とから、 振幅信号と位相信号を検出するステップと、 前記入力信 号から生成された前記振幅に対応する信号及び前記位相に対応する信号と、 前記 検出された前記振幅信号及ぴ前記位相信号とに基づき、 振幅信号と位相信号の遅 延差を算出するステップと、 前記算出された遅延差に基づいて前記振幅信号と前 記位相信号のタイミング調整を行って同期をとるステップとを有するものである。 上記手順により、 振幅信号と位相信号の遅延差を調整して同期調整を自動的に 行うことが可能となる。
本発明によれば、 ポーラ一変調を用いた送信装置において、 振幅信号と位相信 号の同期の調整を自動的に行うことが可能な送信装置を提供することができる。 く図面の簡単な説明 >
図 1は、 本発明の実施形態に係るポーラ一変調送信機の構成を示す図である。 図 2は、 振幅信号と位相信号の遅延差による送信特性劣化の一例を示したもの で、 （a )は W C D MA変調、 5 MH z離調における A C L R特性を示す図、 （b ) は W C DMA変調、 1 0 MH z離調における A C L R特性を示す図である。 図 3は、 振幅信号と位相信号の遅延差による送信特性劣化の一例を示したもの で、 WC DMA変調における EVM特性を示す図である。
図 4は、 本実施形態のポーラ一変調送信機における振幅位相検出回路を含む主 要部の具体的な構成例を示す図である。
図 5は、 本実施形態のポーラ一変調送信機における振幅位相検出回路を含む主 要部の具体的な構成例を示す図である。
図 6は、 本実施形態の遅延差算出回路における遅延差算出手順を示すフロー図 である。
図 7は、 本実施形態の遅延差算出回路における入力信号波形の例を示す図であ り、 （a) は振幅信号の例を示す図、 （b) は位相信号の例を示す図である。 図 8は、 本実施形態の遅延差算出回路で算出される相関関数の例を示す図であ り、 （a) は振幅の相関関数の例を示す図、 （b) は位相の相関関数の例を示す 図である。
図 9は、 本実施形態のタイミング調整回路の構成例を示す図である。
図 10は、 本実施形態のタイミング調整回路における可変遅延回路の第 1の例 を示す図である。
図 1 1は、 本実施形態のタイミング調整回路における可変遅延回路の第 2の例 を示す図である。
図 1 2は、 本実施形態のタイミング調整回路における可変遅延回路の第 3の例 を示す図である。
図 1 3は、 ポーラ一変調送信機の第 1の従来例を示す図である。
図 14は、 ポーラ一変調送信機の第 2の従来例を示す図である。
図 1 5は、 ポーラ一変調送信機の第 3の従来例を示す図である。
図 1 6は、 ポーラ一変調送信機の第 4の従来例を示す図である。 なお、 図中の符号 1 01はポーラ一信号発生回路、 102はタイミング調整回 路、 1 03は振幅コントローノレ回路、 1 04、 1 05はローパスフイノレタ、 1 0 6は位相変調信号生成回路、 107は乗算回路、 109は振幅位相検出回路、 1 10は遅延差算出回路、 31 1、 3 1 2、 41 2は /0変換器、 31 3、 31 4は DZ A変換器、 4 1 1は切換スィッチ、 8 0 1、 8 0 2は可変遅延回路、 8 0 3はコントロール回路である。 く発明を実施するための最良の形態 >
本実施形態では、 ポーラ一変調を用いた送信装置に相当するポーラ一変調送信 機の一例を示し、 このポーラ一変調送信機における振幅信号と位相信号の同期回 路及び同期調整方法について説明する。
図 1は本発明の実施形態に係るポーラ一変調送信機の構成を示す図である。 本 実施形態のポーラ一変調送信機は、 ポーラ一信号発生回路 1 0 1、 タイミング調 整回路 1 0 2、 振幅コントロール回路 1 0 3、 ローパスフィルタ （L P F ) 1 0 4、 1 0 5、 位相変調信号生成回路 1 0 6、 乗算回路 1 0 7、 送信ァンテナ 1 0 8、 振幅位相検出回路 1 0 9、 及ぴ遅延差算出回路 1 1 0を有して構成される。 このように構成されたポーラ一変調送信機において、 ポーラ一信号発生回路 1 0 1は、 ポーラ一信号生成手段の一例に相当し、 入力された信号から送信変調波 の振幅と位相に対応する信号を生成する。 振幅コントロール回路 1 0 3は、 振幅 信号生成手段の一例に相当し、 振幅に対応する信号のレベルを調整して振幅信号 を生成する。 また、 位相変調信号生成回路 1 0 6は、 位相変調信号生成手段の一 例に相当し、 例えばパワー V C Oから構成されており、 位相に対応する信号から 位相変調波 （位相変調信号） を生成する。 さらに、 乗算回路 1 0 7は、 振幅変調 増幅手段の一例に相当し、 振幅信号と位相変調波を乗算することにより、 位相変 調波を振幅変調して送信変調波（送信変調信号）を生成する。この送信変調波は、 アンテナ 1 0 8から電波として放射される。
前記乗算回路 1 0 7は、 位相変調波を振幅変調して送信変調波を生成する振幅 変調増幅手段の機能を有し、 例えば、 飽和モードで動作するパワーアンプを用い て構成する。 また、 乗算回路 1 0 7として、 可変利得アンプ、 あるいはミキサ回 路を用いても同様の機能を得ることができる。
なお、 ポーラ一変調送信機に含まれるローパスフィルタ 1 0 4、 1 0 5は、 本 実施形態において必須の構成要素ではないものの、 振幅に対応する振幅信号及び 位相変調波による位相信号の各信号の遅延発生と、 その同期の説明のために加え てある。 ローパスフィルタ 1 0 4、 1 0 5の位置は、 高調波のカットを目的とし て、 例えば D /A変換器の出力に接続される。
—般に、 ローパスフィルタでは信号遅延が発生する。 例えば、 一次のローパス フィルタにおいてカツトオフ周波数が f (その場合には、 低周波領域で 1ノ2兀 f cの遅延が発生する。 また、 一次のローパスフィルタだけでなく、 より高次の口 一パスフィルタによる遅延や他の信号遅延が発生しても動作に変わりはない。 このような信号の遅延が振幅信号の経路及び位相信号の経路で発生し、 それぞ れの遅延に差 δ があると、ポーラ一変調送信機における A C L R及び E VM等の 特性が劣化する。図 2及び図 3は、遅延差 δ による送信特性劣化の一例を示した ものであり、 図 2 ( a ) 及ぴ （b ) は W C DMAの 5 MH z、 1 0 MH z離調に おける A C L R特性、 図 3は E VM特性をそれぞれ示している。
振幅位相検出回路 1 0 9及び遅延差算出回路 1 1 0は、 振幅と位相の各信号の 遅延による特性の劣化を防ぐために設けるもので、 振幅位相検出回路 1 0 9は、 振幅位相検出手段の一例に相当し、 乗算回路 1 0 7の入力及び位相変調信号生成 回路 1 0 6の入力から振幅信号と位相信号を検出する。 また、 遅延差算出回路 1 1 0は、 遅延差算出手段の一例に相当し、 振幅位相検出回路 1 0 9で検出した振 幅と位相の各信号をもとにして、 各信号の遅延差を算出する。 そして、 タイミン グ調整回路 1 0 2は、 タイミング調整手段の一例に相当するもので、 各遅延差に 基づいたタイミング調整を行うことにより、 振幅信号と位相信号の同期を自動的 にとるようにしている。
このようにして、 乗算回路 1 0 7で振幅変調される振幅信号と位相信号の同期 をとり、遅延差 δ を十分小さくすることによって、 A C L R及び E VMの各特性 が良好なポーラ一変調送信機を実現することができる。
なお、 振幅位相検出回路 1 0 9による振幅信号と位相信号 （位相変調波） の各 信号の検出は、 図 1に示すように乗算回路 1 0 7の直前において行うことが好ま しい。 これにより、 振幅信号と位相信号の各信号の検出位置と乗算回路 1 0 7と の間の遅延差を A C L R又は E VM等の特性から要求される値よりも小さくでき る。 さらに、 ベースバンド帯域の信号から検出することができるので、 ローパス フィルタ等の遅延の大きい回路を振幅位相検出回路 i 0 9から排除することが可 能となる。 その結果、 従来に比して遅延差検出の精度を向上することができる。 次に、 ポーラ一変調送信機を構成する振幅位相検出回路 1 0 9、 遅延差算出回 路 1 1 0及びタイミング調整回路 1 0 2それぞれの機能と動作について詳細に説 明する。 図 4及び図 5は、 ポーラ一変調送信機の主要部の具体的な構成例を示す 図である。 図 4のディジタル回路 3 1 0、 図 5のディジタル回路 4 1 0は、 それ ぞれ振幅位相検出回路 1 0 9、 遅延差算出回路 1 1 0、 及びタイミング調整回路 1 0 2の機能を有するものである。
まず、振幅位相検出回路 1 0 9について説明する。振幅位相検出回路 1 0 9は、 乗算回路 1 0 7で振幅変調される位相信号と振幅信号を検出する。 このとき、 振 幅位相検出回路 1 0 9は、振幅信号をローパスフィルタ 1 0 4の出力から検出し、 位相信号をパワー V C Oからなる位相変調信号生成回路 1 0 6の入力から検出す る。 なお、 ここでは、 位相変調信号生成回路 1 0 6としてパワー V C Oを用いる 力 これに限定されるものではない。
図 4に示す第 1の例では、 ディジタル回路 3 1 0に A/D変換器 3 1 1、 3 1 2、 0 /八変換器3 1 3、 3 1 4が接続されている。 この場合、 ローパスフィル タ 1 0 4から出力される振幅信号が AZD変換器 3 1 1でディジタル信号に変換 されて入力され、 ローパスフィルタ 1 0 5から出力され位相変調信号生成回路 1 0 6に入力される位相信号が A/D変換器 3 1 2でディジタル信号に変換されて 入力される。 また、 ディジタル回路 3 1 0から出力される振幅信号が DZA変換 器 3 1 3でアナログ信号に変換されてローパスフィルタ 1 0 4に入力され、 ディ ジタル回路 3 1 0から出力される位相信号が DZA変換器 3 1 4でアナログ信号 に変換されてローパスフィルタ 1 0 5に入力される。
図 4のような構成では、 振幅位相検出回路 1 0 9の検出位置、 すなわち位相変 調信号生成回路 1 0 6による位相変調信号発生部の前でかつ乗算回路 1 0 7によ る振幅変調部の前における振幅信号と位相信号は、 いずれもベースバンド帯域の 信号であるので、これらの信号を復調したり、 L o gアンプを用いることなしに、 直接 AZD変換器 3 1 1 , 3 1 2に取り込んでディジタル信号に変換し、 デイジ タル回路 3 1 0に入力して処理することができる。 このように、 振幅信号及ぴ位 相信号をそれぞれローパスフィルタ 104、 105の出力から検出することによ り、 乗算回路 107に至る信号経路での両信号の遅延差を小さくできる。
図 5に示す第 2の例では、 ディジタル回路 410に A/D変換器 412、 D/ A変換器 313、 3 14が接続され、 A/D変換器 412の入力に切換スィッチ 411が設けられている。 この場合、 ローパスフィルタ 104から出力される振 幅信号と、 ローパスフィルタ 105から出力され位相変調信号生成回路 106に 入力される位相信号とのいずれかが切換スィッチ 41 1で選択され、 A/D変換 器 412でディジタル信号に変換されて入力される。 図 4の第 1の例は、 A/D 変換器を振幅信号用と位相信号用にそれぞれ別々のものを使用する構成であるが、 図 5の第 2の例は、 一つの A/D変換器をスィッチで切り替えて振幅信号用と位 相信号用で共通に使用する構成であり、 同様の機能を実現できる。 この場合、 振 幅信号及び位相信号は、 切換スィッチ 411で切り替えられて AZD変換器 41 2で交互にディジタル信号に変換され、 ディジタル回路 410に入力されて処理 される。 これにより、 部品点数を減らすことができ、 コスト低減が可能となる。 なお、 遅延差算出回路 1 10をアナログ回路で実現する構成とし、 A/D変換 器を設けずに振幅位相検出回路 109をアナログ回路で構成することも可能であ る。
次に、 遅延差算出回路 1 10について説明する。 遅延差算出回路 1 10は、 例 えばディジタル回路で構成され、 振幅信号及び位相信号の遅延前後の相関関数を それぞれ計算して、 各極大値を検出する機能を有している。 なお、 遅延差算出回 路 1 10はアナログ回路で構成することもできる。
図 6は遅延差算出回路 1 10における遅延差算出手順を示すフ口一図であり、 図 7 (a) 、 (b) は入力信号波形の例を示す図である。 ここで、 入力信号波形 は、 図 1のポーラ一信号発生回路 101で発生した図 7 (a) 、 (b) に示すよ うな振幅信号及び位相信号の時間波形 a。ut (t) 、 Pout (t) と、 振幅位相検出 回路 109で検出した遅延を含む振幅信号及び位相信号の時間波形 a in ( t ) 及 び pin ( t) であるものとする （ステップ S 501〜S 504) 。 本実施形態で は、 信号波形に WC DMA変調波を用いる例を示す。 振幅信号及ぴ位相信号の時間波形 a in ( t) 及び: pin ( t) について、 それぞれ 絶対値を算出 （ステップ S 5 0 5、 5 0 6) した後、 a。ut ( t) 、 p out ( t) と 共に、 それぞれの平均値を求め （ステップ S 5 0 7〜S 5 1 0) 、 元の時間波形 から減算した値と置き換える （ステップ S 5 1 1〜S 5 1 4) 。
次いで、 a。ut ( t) と ain ( t) の相関関数 R a (τ) と、 p out ( t ) と p in ( t ) の相関関数 R p (τ ) を次式に従って算出する （ステップ S 5 1 5、 5 1 6) 。 ( — … ）
t
^ = (り 'Α" (卜 '"(2) ステップ S 5 1 7、 5 1 8では、 算出した相関関数 R a及ぴ R pに基づいて、 極大値 τ a及び τ ρをそれぞれ求める。 図 8 (a) 、 （ b ) は、 上式に従って計 算した相関関数 R a及び R pを示す曲線であり、 いずれも遅延が 0の例で、 τ =
0で極大になっている。 このように、相関関数 R a及び R ρが極大になる て がそ れぞれ振幅信号及び位相信号の遅延であり、 これら遅延の差が求める振幅信号と 位相信号の遅延差である （ステップ S 5 1 9、 5 2 0) 。
なお、 ここでは図 7、 図 8に示すように、 WC DMA変調波を用いた例につい て説明したが、 他方式の変調波であっても同じであり、 また、 振幅信号と位相信 号の同期用の特別な波形を用いても同様である。
続いて、 タイミング調整回路 1 0 2について説明する。 図 9はタイミング調整 回路の構成例を示す図である。 タイミング調整回路 1 0 2は、 遅延時間を変更可 能な第 1及ぴ第 2の可変遅延回路 8 0 1、 8 0 2と、 これらの第 1及ぴ第2の可 変遅延回路 8 0 1、 8 0 2の遅延時間を制御するコントロール回路 8 0 3とを有 して構成される。 コントロール回路 8 0 3は、 同期調整コントロール信号が入力されると、 新た に算出した遅延差を参照して、 第 1の可変遅延回路 8 0 1の遅延時間を調整する ための遅延コントロール信号と、 第 2の可変遅延回路 8 0 2の遅延時間を調整す るための遅延コントロール信号とをそれぞれ出力する。
振幅信号は第 1の可変遅延回路 8 0 1に入力され、 遅延コントロール信号に従 つて遅延された振幅信号を出力する。 同時に、 位相信号は第 2の可変遅延回路 8 0 2に入力され、 遅延された位相信号を出力する。 なお、 ここでは、 振幅信号、 位相信号共に遅延されるように構成したが、 振幅信号又は位相信号いずれか一方 のみを遅延させる構成であってもよく、 同様の機能を実現できる。
ここで、 第 1及び第 2の可変遅延回路 8 0 1、 8 0 2に用いる可変遅延回路の 具体的な構成例を示す。 図 1 0は可変遅延回路の第 1の例を示す図である。 この 第 1の例の可変遅延回路は、 カスケード接続されたインバータ （反転回路） 9 1 1〜 9 1 6と、 これらのィンバータ 9 1 1〜 9 1 6の出力を選択するセレクタ 9 2 0とを有して構成される。 この構成では、 制御信号である遅延コントロール信 号でセレクタ 9 2 0を切り替えて信号経路に含まれるインバータの数を変えるこ とにより、 ィンバータの遅延時間分だけ遅延時間をコントロールすることができ る。
図 1 1は可変遅延回路の第 2の例を示す図である。 この第 2の例の可変遅延回 路は、 ディジタルフィルタで構成した例であり、 制御信号である遅延コントロー ル信号によって制御される乗算器 1 0 0 2、 1 0 0 3と、 一方の乗算器 1 0 0 2 の入力を遅延する遅延素子 1 0 0 1と、 乗算器 1 0 0 2、 1 0 0 3の出力を加算 する加算器 1 0 0 4とを有している。 この構成では、 遅延コントロール信号で乗 算器 1 0 0 2、 1 0 0 3の係数§ 1、 g 2を制御することによって、 遅延時間を g l / ( g 1 + g 2 )のように変化させてコントロールすることができる。なお、 ディジタルフィルタとしては、 本構成のディジタルフィルタだけに限定されるわ けではなく、 例えば、 よりタップ数の多い他のディジタルフィルタで可変遅延回 路を構成することも可能である。
図 1 2は可変遅延回路の第 3の例を示す図である。 この第 3の例の可変遅延回 路は、 遅延時間を制御可能な遅延素子 1 1 0 1とディジタルフィルタ 1 1 0 2と を直列に接続したものである。 この構成では、 遅延素子 1 1 0 1とディジタルフ ィルタ 1 1 0 2の遅延時間をそれぞれ制御信号である遅延コントロール信号で制 御することによって、 粗調整と微調整の組み合わせによつて遅延時間を調整する ことができ、 精密に遅延時間を調整することができる。
さらに、 遅延コントロール信号でディジタル回路のクロック周波数を可変し、 ク口ック周期の単位で信号の遅延時間をコントロールすることが可能である。 こ のような遅延時間調整手段は、 粗調整に相当する。 これに対し、 図 1 0に示した 第 1の例のインバータによる構成、 及ぴ図 1 1に示した第 2の例のディジタルフ ィルタによる構成は微調整に相当する。
上述したように、 本実施形態では、 ポーラ一変調送信機の振幅信号と位相信号 の同期回路として、 タイミング調整回路 1 0 2、 振幅位相検出回路 1 0 9、 及び 遅延差算出回路 1 1 0を備えている。 この構成により、 ポーラ一信号発生回路 1 0 1で発生した振幅と位相の信号と、 振幅位相検出回路 1 0 9で検出した振幅と 位相の信号とを基に、 遅延差算出回路 1 1 0で遅延差を算出し、 得られた遅延差 に基づいてタイミング調整回路 1 0 2でタイミング調整を行うことによって、 振 幅信号と位相信号の遅延差を調整して同期調整を自動的に行うことが可能となる。 例えば、 工場の製造ラインにおける調整工程において、 組立後のポーラ一変調 送信機に振幅信号と位相信号の同期調整のためのコントロール信号を与えること によって、 同期調整を自動的に行うことができる。 これにより、 調整工程の省力 化を図ることが可能になる。
また、 製品の出荷後において、 定期的に振幅信号と位相信号の同期を自動調整 することもできる。 例えば、 電源投入毎に自動調整するような設定とすることに より、 経時変化により振幅と位相の遅延差が変化しても、 じ1^ 1^及ぴ£ ¥^1の 劣化を抑制することができる。 これによつて、 安定に動作するポーラ一変調送信 機を実現できる。
さらに、 振幅位相検出回路 1 0 9に入力する信号の分岐位置を乗算回路 1 0 7 の直前とし、 ここで振幅信号と位相信号を検出することにより、 各信号の検出位 置と乗算回路 1 0 7との間の遅延差を A C L R又は E VM等の特性上要求される 値より小さくでき、 しかもベースパンド帯域の信号から振幅信号と位相信号を検 出することができるので、 ローパスフィルタ等の遅延の大きい回路を振幅位相検 出回路 1 0 9から排除することが可能となる。 その結果、 従来に比して遅延差検 出の精度が向上し、 同期調整精度を向上させることができる。
本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、 本発明の精神と範 囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にと つて明らかである。
本出願は、 2003年 8月 7 0出願の日本特許出願 No.2003-288964に基づくもの であり、 その内容はここに参照として取り込まれる。
<産業上の利用可能性 >
本発明は、 振幅信号と位相信号の同期の調整を自動的に行うことが可能な送信 装置を提供できる効果を有し、 無線通信装置に適用されるポーラ一変調を用いた 送信装置等に有用である。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . ポーラ一変調を用いた送信装置であって、
入力信号から送信変調信号の振幅と位相に対応する各信号を生成するポーラ一 信号生成手段と、
前記振幅に対応する信号から振幅信号を生成する振幅信号生成手段と、 前記位相に対応する信号から位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段と、 前記振幅信号と前記位相変調信号とにより、 前記位相変調信号を振幅変調して 送信変調信号を生成する振幅変調増幅手段と、
前記振幅変調増幅手段への入力信号と前記位相変調信号生成手段への入力信号 とから、 振幅信号と位相信号を検出する振幅位相検出手段と、
前記ポーラ一信号生成手段で生成された前記振幅に対応する信号及ぴ前記位相 に対応する信号と、 前記振幅位相検出手段で検出された前記振幅信号及び前記位 相信号とに基づき、 振幅信号と位相信号の遅延差を算出する遅延差算出手段と、 前記遅延差算出手段で算出された遅延差に基づいて前記振幅信号と前記位相信 号のタイミング調整を行うタイミング調整手段と
を備えた送信装置。
2 . 請求の範囲第 1項記載の送信装置であって、
前記遅延差算出手段は、 前記ポーラ一信号生成手段で生成された前記振幅に対 応する信号と前記振幅位相検出手段で検出された前記振幅信号との相関関数、 及 び前記ポーラ一信号生成手段で生成された前記位相に対応する信号と前記振幅位 相検出手段で検出された前記位相信号との相関関数を算出し、 これらの振幅と位 相に関するそれぞれの相関関数の極大値から、 前記振幅信号の遅延量及ぴ前記位 相信号の遅延量を算出し、 これらの遅延量の差から遅延差を算出するものである 送信装置。
3 . 請求の範囲第 1項記載の送信装置であって、 前記振幅位相検出手段はディジタル回路で構成され、 前記振幅信号及ぴ前記位 相信号の入力部に、 前記振幅信号と前記位相信号のいずれかを切替選択する選択 手段と、 前記選択された振幅信号または位相信号をディジタル信号に変換するァ ナログーデイジタル変換手段とを備える送信装置。
4 . 請求の範囲第 1項記載の送信装置であって、
前記タイミング調整手段は、 前記振幅信号と前記位相信号の少なくとも一方を 遅延させる遅延手段と、 前記遅延手段の遅延量を制御する遅延制御手段とを備え る送信装置。
5 . 請求の範囲第 1項記載の送信装置であって、
前記タイミング調整手段は、 前記振幅信号と前記位相信号の遅延量の粗調整を 行う粗調整手段と、 前記遅延量の微調整を行う微調整手段とを備える送信装置。
6 . 請求の範囲第 1項記載の送信装置であって、
前記タイミング調整手段はディジタル回路で構成され、 このディジタル回路の ク口ック周波数を可変して前記振幅信号及び前記位相信号の遅延量を調整するも のである送信装置。
7 . 請求の範囲第 4項記載の送信装置であって、
前記タイミング調整手段は、 前記遅延手段として、 カスケード接続された複数 のィンバータと、 前記ィンバータの出力を切替選択するセレクタとを備える送信 装置。
8 . 請求の範囲第 4項記載の送信装置であって、
前記タイミング調整手段は、 前記遅延手段として、 制御信号によって遅延時間 を変化可能なディジタルフィルタを備える送信装置。
9 . 請求の範囲第 1項記載の送信装置であって、 前記振幅変調増幅手段は、 パワーァンプを備えて構成される送信装置
1 0 . 請求の範囲第 1項記載の送信装置であって、
前記振幅変調増幅手段は、 可変利得アンプを備えて構成される送信装置。
• 1 1 . 請求の範囲第 1項記載の送信装置であって、
前記振幅変調増幅手段は、 ミキサ回路を備えて構成される送信装置。
1 2. ポーラ一変調を用いた送信装置における振幅信号と位相信号の同期 調整方法であって、
入力信号から送信変調信号の振幅と位相に対応する各信号を生成するステップ と、
前記振幅に対応する信号から振幅信号を生成するステップと、
前記位相に対応する信号から位相変調信号を生成するステップと、
前記振幅信号と前記位相変調信号とを乗算することにより、 前記位相変調信号 を振幅変調して送信変調信号を生成するステツプと、
前記振幅信号と前記位相変調信号とを乗算する前の振幅信号と、 前記位相変調 信号を生成する前の位相に対応する信号とから、 振幅信号と位相信号を検出する ステップと、
前記入力信号から生成された前記振幅に対応する信号及び前記位相に対応する 信号と、 前記検出された前記振幅信号及び前記位相信号とに基づき、 振幅信号と 位相信号の遅延差を算出するステップと、
前記算出された遅延差に基づいて前記振幅信号と前記位相信号のタイミング調 整を行って同期をとるステップと
を有する同期調整方法。
PCT/JP2004/010680 2003-08-07 2004-07-21 送信装置 WO2005015756A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/566,999 US7379715B2 (en) 2003-08-07 2004-07-21 Transmitter apparatus and method using polar modulation with signal timing adjustment

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003-288964 2003-08-07
JP2003288964A JP3844352B2 (ja) 2003-08-07 2003-08-07 送信装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2005015756A1 true WO2005015756A1 (ja) 2005-02-17

Family

ID=34131535

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2004/010680 WO2005015756A1 (ja) 2003-08-07 2004-07-21 送信装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7379715B2 (ja)
JP (1) JP3844352B2 (ja)
WO (1) WO2005015756A1 (ja)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006333450A (ja) * 2005-04-28 2006-12-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd 極座標変調回路、極座標変調方法、集積回路および無線送信装置
US7483680B2 (en) 2005-12-20 2009-01-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for modulation path delay mismatch compensation in a polar modulation transmitter
US7873331B2 (en) 2006-06-04 2011-01-18 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for multi-path orthogonal recursive predistortion
US7888997B2 (en) 2006-06-04 2011-02-15 Samsung Electro-Mechanics Systems, methods, and apparatuses for linear envelope elimination and restoration transmitters
EP4166751A1 (en) 2021-10-15 2023-04-19 Atlas Copco Airpower N.V. Non-lubricated compressor with abradable sealing element and related method for assembling it

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4510671B2 (ja) * 2004-03-03 2010-07-28 パナソニック株式会社 ポーラ変調送信装置及び無線通信装置
US7983632B2 (en) * 2004-09-24 2011-07-19 Broadcom Corporation Feedback control loop for amplitude modulation in a polar transmitter with a translational loop
JP4665559B2 (ja) * 2005-03-04 2011-04-06 日本電気株式会社 プリエンファシス調整方法、受信装置、送信装置、及び、信号伝送システム
DE102005037880A1 (de) * 2005-05-19 2006-11-23 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren und System zur Ermittlung der Amplitude und/oder Phase des Ausgangssignals eines Übertragungsgliedes in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals
US7565118B2 (en) * 2005-09-08 2009-07-21 Panasonic Corporation Polar modulation transmission apparatus and wireless communication apparatus
JP4652974B2 (ja) * 2005-12-27 2011-03-16 富士通株式会社 タイミング調整装置及びタイミング調整方法
US8036303B2 (en) 2005-12-27 2011-10-11 Panasonic Corporation Transmitter apparatus
JP2007189438A (ja) 2006-01-12 2007-07-26 Fujitsu Ltd タイミング調整装置及びタイミング調整方法
US7869542B2 (en) * 2006-02-03 2011-01-11 Quantance, Inc. Phase error de-glitching circuit and method of operating
US7917106B2 (en) * 2006-02-03 2011-03-29 Quantance, Inc. RF power amplifier controller circuit including calibrated phase control loop
US8032097B2 (en) * 2006-02-03 2011-10-04 Quantance, Inc. Amplitude error de-glitching circuit and method of operating
CN101401261B (zh) * 2006-02-03 2012-11-21 匡坦斯公司 功率放大器控制器电路
US7933570B2 (en) * 2006-02-03 2011-04-26 Quantance, Inc. Power amplifier controller circuit
US7817747B2 (en) * 2006-02-15 2010-10-19 Texas Instruments Incorporated Precise delay alignment between amplitude and phase/frequency modulation paths in a digital polar transmitter
US7860466B2 (en) * 2006-06-04 2010-12-28 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for linear polar transmitters
KR100777460B1 (ko) 2006-06-16 2007-11-21 삼성전자주식회사 다중위상 발생기를 이용하여 변조속도를 향상시킨 폴라 송신기
US7693496B2 (en) * 2006-09-07 2010-04-06 Infineon Technologies Ag Polar transmitter arrangement and method
JP2008098830A (ja) * 2006-10-10 2008-04-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信回路及び携帯端末装置
US8599938B2 (en) * 2007-09-14 2013-12-03 Qualcomm Incorporated Linear and polar dual mode transmitter circuit
US8929840B2 (en) 2007-09-14 2015-01-06 Qualcomm Incorporated Local oscillator buffer and mixer having adjustable size
US7783269B2 (en) * 2007-09-20 2010-08-24 Quantance, Inc. Power amplifier controller with polar transmitter
US8639205B2 (en) 2008-03-20 2014-01-28 Qualcomm Incorporated Reduced power-consumption receivers
US8498589B2 (en) * 2008-06-12 2013-07-30 Qualcomm Incorporated Polar modulator with path delay compensation
US8131233B2 (en) * 2008-09-30 2012-03-06 Panasonic Corporation Time alignment methods and apparatus for polar modulation transmitters
US8064848B2 (en) * 2008-10-27 2011-11-22 Mediatek Inc. Transmitter and control method for transmitting and calibrating a phase signal and an amplitude signal
ATE488117T1 (de) * 2009-03-24 2010-11-15 Alcatel Lucent Verfahren zur datenübertragung mittels eines ummantelungseliminierungs- und - wiederherstellungsverstärkers, ummantelungseliminierungs- und - wiederherstellungsverstärker, übertragungsvorrichtung, empfangsvorrichtung und kommunikationsnetzwerk dafür
WO2011001577A1 (ja) * 2009-07-02 2011-01-06 パナソニック株式会社 ポーラ変調回路を備える送信機
JP5533870B2 (ja) * 2009-07-31 2014-06-25 日本電気株式会社 電力増幅装置および方法
JP5267389B2 (ja) * 2009-09-01 2013-08-21 富士通株式会社 送信装置及び送信方法
KR101347296B1 (ko) * 2009-12-15 2014-01-03 한국전자통신연구원 진폭 성분 신호의 지연과 위상 성분 신호의 지연 불일치를 보상하기 위한 지연 부정합 보상 제어 장치 및 방법
US8514972B2 (en) * 2009-12-15 2013-08-20 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus and method for compensating for delay mismatch between amplitude component signal and phase component signal
JP2011146979A (ja) 2010-01-15 2011-07-28 Panasonic Corp 送信装置、無線通信装置及び送信方法
JP2011188123A (ja) 2010-03-05 2011-09-22 Panasonic Corp ポーラ変調方式を用いた送信回路及び通信機器
KR20120048955A (ko) * 2010-11-08 2012-05-16 한국전자통신연구원 포락선 제거 후 복원 선형화 송신기에서의 시간지연 측정방법 및, 그 측정장치
US8472559B2 (en) * 2011-01-09 2013-06-25 Mediatek Inc. Polar transmitter and related signal transmitting method
GB2491188A (en) * 2011-05-27 2012-11-28 Nujira Ltd Timing alignment in a polar transmitter
DE102011081689B4 (de) * 2011-08-26 2020-07-02 Intel Deutschland Gmbh Signalverarbeitungsvorrichtung und verfahren zur bereitstellung eines ersten analogsignals und eines zweiten analogsignals
US9219554B2 (en) * 2012-01-20 2015-12-22 Mediatek Inc. Power detection method and related communication device
EP3007398A4 (en) 2013-05-31 2017-01-25 Nec Corporation Transmission circuit
US9577771B1 (en) * 2016-07-25 2017-02-21 Apple Inc. Radio frequency time skew calibration systems and methods
US9867155B1 (en) * 2016-09-19 2018-01-09 Intel IP Corporation Amplitude-modulation signal and phase-modulation signal delay adjustment for polar transmitter

Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05175743A (ja) * 1991-12-11 1993-07-13 Fujitsu Ltd 電力増幅器
JPH07264082A (ja) * 1994-03-17 1995-10-13 Fujitsu Ltd 無線送信装置における歪み補償装置
JPH0870331A (ja) * 1994-06-20 1996-03-12 Nec Corp 送信波生成方法及び装置
JPH09298553A (ja) * 1996-04-30 1997-11-18 Toshiba Corp 情報通信ネットワークシステムとその端末装置
JPH09307525A (ja) * 1996-05-17 1997-11-28 Advantest Corp デジタル直交変調信号の変調パラメータ測定装置
JP2001086094A (ja) * 1999-09-14 2001-03-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信帯域制限フィルタ装置および送信装置
JP2001189685A (ja) * 1999-12-28 2001-07-10 Fujitsu Ltd 歪補償装置
JP2001203772A (ja) * 2000-01-24 2001-07-27 Nec Corp 非線形歪補償装置
JP2002076785A (ja) * 2000-08-30 2002-03-15 Hitachi Kokusai Electric Inc 歪補償装置
JP2002223124A (ja) * 2001-01-24 2002-08-09 Mitsubishi Electric Corp 周波数電圧変換回路
JP2002232325A (ja) * 2001-02-01 2002-08-16 Hitachi Kokusai Electric Inc プリディストーション歪み補償装置
JP2003179514A (ja) * 2001-12-13 2003-06-27 Mitsubishi Electric Corp 受信装置の中間周波フィルタ補正回路

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4221502C1 (ja) 1992-07-01 1993-07-15 Bauerfeind Gmbh & Co, 4152 Kempen, De
US5742201A (en) * 1996-01-30 1998-04-21 Spectrian Polar envelope correction mechanism for enhancing linearity of RF/microwave power amplifier
US7079584B2 (en) * 1998-08-10 2006-07-18 Kamilo Feher OFDM, CDMA, spread spectrum, TDMA, cross-correlated and filtered modulation
GB9825414D0 (en) 1998-11-19 1999-01-13 Symbionics Limted Linear RF power amplifier and transmitter
US6043707A (en) * 1999-01-07 2000-03-28 Motorola, Inc. Method and apparatus for operating a radio-frequency power amplifier as a variable-class linear amplifier
US6377784B2 (en) * 1999-02-09 2002-04-23 Tropian, Inc. High-efficiency modulation RF amplifier
JP3709316B2 (ja) * 1999-05-28 2005-10-26 松下電器産業株式会社 通信装置及び通信方法
US6246286B1 (en) * 1999-10-26 2001-06-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Adaptive linearization of power amplifiers
US6449465B1 (en) * 1999-12-20 2002-09-10 Motorola, Inc. Method and apparatus for linear amplification of a radio frequency signal
US6366177B1 (en) * 2000-02-02 2002-04-02 Tropian Inc. High-efficiency power modulators
CN1252910C (zh) * 2000-10-17 2006-04-19 艾利森电话股份有限公司 通信系统
US6937668B2 (en) * 2001-03-28 2005-08-30 Spectra Wireless, Inc. Method of and apparatus for performing modulation
US7068984B2 (en) * 2001-06-15 2006-06-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Systems and methods for amplification of a communication signal
US7409004B2 (en) * 2001-06-19 2008-08-05 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Hybrid polar modulator differential phase Cartesian feedback correction circuit for power amplifier linearization
US6882831B2 (en) * 2001-12-07 2005-04-19 Broadcom Corporation Translational loop transmitter architecture employing channel power ratio measurements for modulation accuracy calibration
US7095819B2 (en) * 2001-12-26 2006-08-22 Texas Instruments Incorporated Direct modulation architecture for amplitude and phase modulated signals in multi-mode signal transmission
EP1502362B1 (en) * 2002-03-19 2011-06-22 Powerwave Technologies, Inc. System and method for eliminating signal zero crossings in single and multiple channel communication systems
US6834084B2 (en) * 2002-05-06 2004-12-21 Rf Micro Devices Inc Direct digital polar modulator
US7801244B2 (en) * 2002-05-16 2010-09-21 Rf Micro Devices, Inc. Am to AM correction system for polar modulator
US7254195B2 (en) * 2003-08-25 2007-08-07 M/A-Com, Inc. Apparatus, methods and articles of manufacture for dynamic differential delay correction
JP4230238B2 (ja) * 2003-02-06 2009-02-25 パナソニック株式会社 送信装置及びその調整方法
US7072626B2 (en) * 2003-04-30 2006-07-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Polar modulation transmitter
US7068101B2 (en) * 2003-07-03 2006-06-27 Icefyre Semiconductor Corporation Adaptive predistortion for a transmit system

Patent Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05175743A (ja) * 1991-12-11 1993-07-13 Fujitsu Ltd 電力増幅器
JPH07264082A (ja) * 1994-03-17 1995-10-13 Fujitsu Ltd 無線送信装置における歪み補償装置
JPH0870331A (ja) * 1994-06-20 1996-03-12 Nec Corp 送信波生成方法及び装置
JPH09298553A (ja) * 1996-04-30 1997-11-18 Toshiba Corp 情報通信ネットワークシステムとその端末装置
JPH09307525A (ja) * 1996-05-17 1997-11-28 Advantest Corp デジタル直交変調信号の変調パラメータ測定装置
JP2001086094A (ja) * 1999-09-14 2001-03-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信帯域制限フィルタ装置および送信装置
JP2001189685A (ja) * 1999-12-28 2001-07-10 Fujitsu Ltd 歪補償装置
JP2001203772A (ja) * 2000-01-24 2001-07-27 Nec Corp 非線形歪補償装置
JP2002076785A (ja) * 2000-08-30 2002-03-15 Hitachi Kokusai Electric Inc 歪補償装置
JP2002223124A (ja) * 2001-01-24 2002-08-09 Mitsubishi Electric Corp 周波数電圧変換回路
JP2002232325A (ja) * 2001-02-01 2002-08-16 Hitachi Kokusai Electric Inc プリディストーション歪み補償装置
JP2003179514A (ja) * 2001-12-13 2003-06-27 Mitsubishi Electric Corp 受信装置の中間周波フィルタ補正回路

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006333450A (ja) * 2005-04-28 2006-12-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd 極座標変調回路、極座標変調方法、集積回路および無線送信装置
US7483680B2 (en) 2005-12-20 2009-01-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for modulation path delay mismatch compensation in a polar modulation transmitter
US7873331B2 (en) 2006-06-04 2011-01-18 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for multi-path orthogonal recursive predistortion
US7888997B2 (en) 2006-06-04 2011-02-15 Samsung Electro-Mechanics Systems, methods, and apparatuses for linear envelope elimination and restoration transmitters
EP4166751A1 (en) 2021-10-15 2023-04-19 Atlas Copco Airpower N.V. Non-lubricated compressor with abradable sealing element and related method for assembling it

Also Published As

Publication number Publication date
JP3844352B2 (ja) 2006-11-08
US7379715B2 (en) 2008-05-27
US20060246856A1 (en) 2006-11-02
JP2005057665A (ja) 2005-03-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2005015756A1 (ja) 送信装置
US7466764B2 (en) Delay regulating device
US7206356B2 (en) Wireless transmitter with reduced power consumption
JP4323968B2 (ja) 無線通信装置のタイミング調整方法
EP1695438B1 (en) Amplifier linearization using non-linear predistortion
KR101636016B1 (ko) 신호 수신 장치 및 그것의 위상 부정합 보상 방법
KR100740177B1 (ko) 비선형 엔벨로프 검출기를 이용한 송신기의 미스매치를보상하는 방법 및 장치
US7792214B2 (en) Polar modulation transmitter circuit and communications device
US8619905B2 (en) Predistorter and distortion compensation method
EP2254241A2 (en) Power series digital predistorter and control method therefor
JP2006526948A (ja) ポーラ変調器におけるデジタルの時間的整合
KR100438445B1 (ko) 비선형 왜곡 보상 방법 및 비선형 왜곡 보상 회로
US20160226698A1 (en) Signal transmission apparatus, distortion compensation apparatus, and signal transmission method
US8433268B2 (en) Apparatus and method for controlling gain of polar transmitter
KR20110098637A (ko) 멱급수형 디지털 프리디스토터와 그 왜곡 보상 제어 방법
CN105375898A (zh) 单音rf信号发生器
US8854128B2 (en) Amplifying device and signal processing device
JP2008172544A (ja) ダイオードリニアライザを用いた歪補償回路
US6922104B2 (en) Power amplifier distortion compensation apparatus and method thereof
US20050101258A1 (en) Distortion compensation apparatus
US8045937B2 (en) Digital phase feedback for determining phase distortion
JP2008028746A (ja) 歪み補償装置
WO2014141333A1 (ja) 通信装置及びその歪み抑制方法
JP2005505997A (ja) デジタル動作するａｍ送信機の帯域外放射およびスプリアス放射を低減する方法
JP2008506296A (ja) デジタルｂｂ（ベースバンド）信号をアナログｉｆ（中間周波数）信号へと変換する方法

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): GM KE LS MW MZ NA SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2006246856

Country of ref document: US

Ref document number: 10566999

Country of ref document: US

122 Ep: pct application non-entry in european phase
WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 10566999

Country of ref document: US