WO2006073013A1 - 無線受信機および無線送信機 - Google Patents

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Akira Kato
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Murata Manufacturing Co., Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a radio receiver and a radio transmitter that avoid the influence of frequency drift of an oscillation circuit that generates a carrier wave, a local oscillation signal, and the like.
  • a wireless transmitter transmits a wireless signal carrying information such as an identification code and a control code assigned to each target.
  • the wireless receiver receives the radio signal, demodulates the code, and based on the demodulated code, the control device authenticates the object and locks and unlocks the door.
  • a wireless transmitter includes an oscillation circuit that oscillates a high-frequency signal serving as a carrier wave
  • a wireless receiver includes a local oscillation circuit for frequency conversion
  • wireless communication It is necessary to transmit and receive radio signals in a state where both the frequency of the carrier wave of the radio signal from the transmitter and the frequency of the local oscillation circuit of the radio receiver are stabilized to a predetermined value.
  • an oscillation circuit necessary for transmitting and receiving a radio signal may have a frequency drift in which an oscillation frequency changes due to a temperature change, a circuit constant change with time, and a resonator change with time. If the carrier frequency of the radio signal that is also transmitted by the radio transmitter due to such frequency drift or the oscillation frequency of the local oscillation circuit of the radio receiver deviates from a predetermined value, the radio signal and local oscillation signal at the receiver The frequency of the intermediate frequency signal obtained by mixing the two will deviate by a predetermined value. Then, when the shift of the intermediate frequency signal increases, there is a problem that radio signals cannot be transmitted / received.
  • Patent Documents 1 and 2 propose wireless communication systems that realize communication by correcting the influence of frequency drift without using an oscillator having a temperature compensation function such as TCXO.
  • Patent Document 1 before transmitting information to be transmitted, a signal including a bit synchronization signal is FSK-modulated and transmitted from the wireless transmitter side in advance (Preamble method), and the wireless receiver side receives the signal. Then, the local oscillation circuit is controlled to a frequency at which the received signal level becomes maximum.
  • the wireless system described in Patent Document 1 guarantees the establishment of communication by synchronizing the frequency of the local oscillation circuit of the wireless receiver with a frequency corresponding to the carrier frequency in advance.
  • the oscillation frequency of the local oscillation circuit is swept on the wireless receiver side, and the received signal strength (RSSI) is monitored to increase the received signal strength level. Sometimes the sweep is stopped and the oscillation frequency of the local oscillator is adjusted. Also, when this received signal strength increases, the BER is suppressed and the reception sensitivity is improved by switching the IF signal filter band from wide to narrow.
  • RSSI received signal strength
  • Patent Document 2 also requires an RSSI monitoring circuit, a plurality of filters, a filter switching circuit, and the like, so that the circuit is complicated and large, and communication reliability is poor. It had a problem to hesitate.
  • the conventional method has a new problem that it causes an increase in the number of parts and an increase in the IC area, resulting in an increase in the cost of the entire wireless communication system.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 08-139773
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 11-348732
  • an object of the present invention is to provide a simple and low-cost radio receiver and transmitter that avoids the influence of frequency drift while ensuring communication reliability.
  • the radio receiver of the present invention has a frequency bandwidth equal to or greater than a frequency drift width of a carrier frequency of a radio transmitter that transmits a radio signal, or equal to or greater than a frequency drift width of an oscillation frequency of a local oscillation circuit.
  • An oscillation frequency control circuit that sweeps repeatedly without stopping the oscillation frequency of the local oscillation circuit in the frequency bandwidth is provided. At this time, the sweep is not stopped at any frequency in the middle.
  • the frequency of the intermediate frequency signal is swept accordingly.
  • frequency drift occurs in the carrier wave from the wireless transmitter.
  • the frequency of the local oscillation circuit of the radio receiver is swept with a frequency bandwidth that is equal to or greater than the frequency drift width of the carrier wave, the frequency of the intermediate frequency signal changes over the frequency band that includes the design value.
  • the intermediate frequency signal becomes a frequency at which a radio signal can be received, and the transmission signal can be demodulated. In this way, the carrier frequency drift is effectively absorbed.
  • a direct-composition radio receiver that performs demodulation by, for example, using a quadrature detector to directly multiply a high-frequency signal of antenna force by a local oscillation signal to convert it to a baseband quadrature signal
  • the carrier frequency is selected by the frequency of the local oscillation signal. Therefore, when the oscillation frequency of the local oscillation signal is swept, the received carrier frequency is equivalently swept. Become.
  • a frequency drift occurs in the carrier wave from the wireless transmitter.
  • the frequency of the local oscillation circuit of the radio receiver is swept with a frequency bandwidth that is equal to or greater than the frequency drift width, the received carrier frequency changes over the frequency band that includes the design value.
  • a radio signal having a predetermined carrier frequency is temporarily received and demodulated. This results in absorption of carrier frequency drift.
  • a frequency drift with a value that should be inherent occurs in a state where a signal for sweeping is not added to the local oscillation signal of the radio receiver.
  • the frequency of the local oscillation circuit of the radio receiver is swept with a frequency bandwidth that is equal to or greater than the frequency drift width of the local oscillation signal.
  • the received carrier frequency changes over the frequency band including the design value, a radio signal having a predetermined carrier frequency is temporarily received and demodulated during the sweep. As a result, the frequency drift of the local oscillation signal is absorbed.
  • the radio transmitter of the present invention has a frequency bandwidth equal to or greater than a frequency drift width of a local oscillation frequency of a radio receiver that receives a radio signal, or a frequency drift of an oscillation frequency of an oscillation circuit.
  • An oscillation frequency control circuit that repeats sweeping without stopping the oscillation frequency of the oscillation circuit in a frequency bandwidth greater than the width is provided. At this time, the sweep is not stopped at any frequency.
  • the transmission signal on the carrier wave can be demodulated on the wireless receiver side as described below.
  • the carrier frequency is swept accordingly.
  • the transmission signal of the present invention is a digital data signal including an error correction code.
  • the transmission signal of the present invention is a digital data signal in which codes having the same contents are repeated within a repetition cycle in which the oscillation frequency is swept by the oscillation frequency control circuit.
  • the oscillation frequency control circuit of the present invention linearly changes the frequency within the repetition cycle of the sweep. For this reason, the waveform of the frequency change caused by the sweep is triangular.
  • FIG. 1 is a block diagram of a configuration of a wireless receiver according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram of a configuration of a wireless receiver according to a second embodiment.
  • FIG. 3 is a conceptual diagram of a sweep waveform and a radio signal according to a third embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram of a configuration of a wireless receiver according to a fourth embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram of a configuration of a wireless transmitter according to a fifth embodiment. Explanation of symbols
  • a first embodiment for sweeping the oscillation frequency of a superheterodyne radio receiver that receives an FSK radio signal is shown below.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a configuration of the first embodiment.
  • the radio receiver 100 receives a radio signal of a carrier wave in the 315 MHz band from the antenna 1 and outputs it to the high frequency amplifier 51.
  • the oscillation signal of the voltage-controlled 38 MHz oscillator VCX02 is multiplied by 8 by the frequency multiplier 3, and the VCX02 and the frequency multiplier 3 constitute a local oscillation circuit.
  • the frequency of 38.0375 MHz of VCX02 is multiplied by 8 by frequency multiplier 3 to obtain a local oscillation signal of 304.3 MHz.
  • the local oscillation signal and the 315 MHz carrier wave are mixed by the mixer circuit 4 to obtain an intermediate frequency signal (hereinafter referred to as IF signal) of 10.7 MHz.
  • IF signal intermediate frequency signal
  • the sweep signal from the sweep generation circuit 5 is applied to the control terminal of the VCX02 to sweep the oscillation frequency.
  • the sweep generation circuit 5 does not stop the sweep at any frequency during the sweep.
  • the swept local oscillation signal and the radio signal received from the antenna 1 are mixed by the mixer circuit 4 to be an IF signal, and this IF signal is filtered by the band-pass filter 6 at the subsequent stage, and the two intermediate frequency amplifiers 52A , Output to frequency discriminator 7 via 52B.
  • the frequency discriminator 7 performs FM detection and outputs it to the comparator 8 via the DC amplifier 53.
  • Comparator 8 performs digital signal demodulation.
  • the carrier frequency of a radio signal is shifted by 1.5 MHz due to frequency drift.
  • the frequency of the local oscillation signal remains at the predetermined 304.3 MHz unless the sweep generation circuit 5 is used.
  • the IF signal frequency becomes 9.2 MHz, and the frequency of the IF signal specified in the above-mentioned 10.7 MHz is not enough, so that the radio signal cannot be received and the transmission signal cannot be demodulated. .
  • the sweep generation circuit 5 when the sweep generation circuit 5 is used as in the present invention and the sweep is repeated with a frequency bandwidth of 5 MHz, for example, the local oscillation frequency is 304.3 MHz and the upper and lower 2 It is swept in 5MHz width. Then, when the local oscillation frequency becomes 302.8 MHz during the sweep, the IF signal frequency is just the specified value of 10.7 MHz, and the transmission signal can be demodulated. Since the sweep frequency of the local oscillation frequency is 5 MHz, transmission and reception can be performed in the same way as long as the carrier frequency is within the range of 312.5 to 317.5 MHz, where the frequency deviation is within ⁇ 2.5 MHz. Note that it is not possible to stop the sweep in the middle! Therefore, it takes a short time for the IF signal frequency to fall within the transmittable / receivable range.
  • the frequency of the carrier wave remains at the predetermined 315. OMHz, and the frequency of the local oscillation signal is 302.8 MHz that is 1.5 MHz shifted from the predetermined 304.3 MHz force, it is usually the same. If the frequency of the IF signal deviates from the specified 10.7 MHz to 9.2 MHz, the transmitted signal cannot be demodulated. However, in this embodiment, the frequency of the local oscillation circuit is swept up and down by 2.5 MHz with a frequency bandwidth of 5 MHz, for example. Then, even if the local oscillation signal is shifted by 1.5 MHz due to frequency drift, the frequency of the shifted local oscillation signal is swept, and there is a time for the local oscillation frequency to reach a predetermined 304.3 MHz.
  • the IF signal becomes the specified 10.7 MHz, and the transmission signal can be demodulated at that time.
  • the frequency deviation of the local oscillation circuit due to frequency drift is within 2.5 MHz. If the oscillation frequency of the local oscillation circuit is within the range of 301.8 MHz to 306.8 MHz, radio signals are received in the same way. It becomes possible. In this case as well, sweeping is not stopped halfway, so it takes a short time for the IF signal frequency to fall within the transmittable / receivable range.
  • the sweep range of the local oscillation circuit may be determined based on the maximum value of the expected or allowable deviation on both the transmitter side and the receiver side.
  • the present invention is not limited to this embodiment, and can be similarly applied to an ASK digital data modulation method, an analog data modulation method, or the like instead of the FSK method.
  • a detection circuit such as ratio detection, Foster detection, and slope detection may be used as a circuit that performs FSK demodulation.
  • the sweep waveform is generated by connecting an analog Z digital conversion circuit to a counter circuit that generates a digital value. The counter value converted to analog by the sweep generation circuit should be generated as the sweep signal.
  • FIG. 2 shows a block diagram of the configuration of this embodiment.
  • a quadrature detector is used to multiply a high-frequency signal from an antenna directly with a local oscillation signal and convert it to a baseband quadrature signal for demodulation. Since the carrier frequency is selected by the frequency of the local oscillation signal, when the oscillation frequency of the local oscillation signal is swept, the received carrier frequency is equivalently swept.
  • the radio receiver 100 receives a radio signal from the antenna 1 and amplifies the signals amplified through the two high-frequency amplifiers 51A and 51B to the two quadrature detection circuits 27A and 27B, respectively. Output to.
  • the oscillation signal of the voltage controlled oscillator VCX02 is multiplied by the frequency multiplier 3, and the VCX02 and the frequency multiplier 3 constitute a local oscillation circuit.
  • the local oscillation signal from this local oscillation circuit is output to each of the quadrature detection circuits 27A and 27B as two signals having a phase difference of 90 ° by the phase shifter 26.
  • the sweep oscillation circuit 5 applies a sweep waveform to the frequency control terminal of VCX02 to sweep the local oscillation frequency.
  • the quadrature detection circuit 27A directly multiplies the radio signal and the local oscillation signal to convert it to a baseband quadrature signal, and outputs it through the LPF 11A and the amplifier 54A.
  • the quadrature detection circuit 27B directly multiplies the radio signal and the local oscillation signal. It is converted into a baseband quadrature signal and output through LPF11B and amplifier 54B.
  • the frequency of the local oscillation circuit of the radio receiver is swept with a frequency bandwidth equal to or greater than the frequency drift width, the received carrier frequency changes over the frequency band including the design value. Therefore, the actual carrier frequency can be selected temporarily as the frequency of the local oscillation signal during the sweep, and the radio signal can be received and the transmission signal can be demodulated. In this way, carrier frequency drift is absorbed as a result.
  • a keyless entry system in a superheterodyne radio receiver that performs sweeping with the waveform of a sweep signal in a sawtooth shape will be described.
  • any wireless communication system that transmits and receives short control codes can be similarly applied.
  • Fig. 3 (A) shows the frequency sweep waveform of the receiver
  • Fig. 3 (B) shows a conceptual diagram of the data signal of the transmitted radio signal.
  • a radio transmitter that transmits a radio signal is a key of a so-called keyless entry system formed integrally with a car key, and a radio signal having a frequency of 315 MHz is used as a pulse burst signal.
  • Send a radio signal having a frequency of 315 MHz is used as a pulse burst signal.
  • control signals, identification codes, FEC error correction codes, etc. are overlapped in one burst using the bit Z byte interleave method.
  • data can be demodulated even at a certain BER on the wireless receiver side, and because it uses the bit-Z byte interleave method, it can also be used in multipath environments.
  • the burst part (bit string) carrying the same information is repeatedly transmitted several times during the user's key operation.
  • the data communication speed is 2400 bps
  • the amount of information that can be put in one burst is 25 bits.
  • one burst shown in Fig. 3 (B) is transmitted in about 10.4 ms (time T3).
  • time T1 when a user of a keyless entry system performs a key operation as a wireless transmitter for about 1 s (time T1), about 96 bursts are repeatedly transmitted with the same content during the time T1 by the user's operation.
  • the wireless transmitter transmits about 18 bursts.
  • the IF signal power can also demodulate the transmission signal with a frequency bandwidth of ⁇ 25kHz centered on 400kHz.
  • the frequency of the IF signal is approximately 33ms (time T4) as shown in Fig. 3 (C).
  • time T4 approximately 3.2 bursts can be transmitted and received.
  • the wireless transmitter of the keyless entry system is demodulated, the wireless transmitter is authenticated by the identification code for each vehicle superimposed on the wireless signal, and if the identification code is successfully authenticated, the control code It is possible to control the operation specified by, for example, unlocking the door.
  • One burst signal can be transmitted by short-time wireless communication. As a result, most of the information contained in one burst signal can be transmitted even if the IF signal has a predetermined frequency that can be demodulated.
  • the wireless receiver since wireless signals with the same content are repeatedly transmitted from the wireless transmitter, the wireless receiver can receive the same content burst multiple times and demodulate the information received in the burst with the best BER among the multiple bursts. By doing so, it is possible to transmit and receive high-quality radio signals while suppressing BER compared to when sweeping is not performed.
  • a shift occurs in the frequency of the carrier wave of the radio receiver due to the influence of frequency drift.
  • the shifted signal is indicated by a solid line A
  • the design value signal before the shift is indicated by a broken line B.
  • a frequency drift occurs in the carrier frequency from the key of the keyless entry system. If so, the frequency of the IF signal shifts from the broken line B to the solid line A. As a result, the burst signal in section B1, which had been an IF signal around 10.7 MHz before the deviation, becomes an IF signal with a frequency that is not demodulatable. However, since the new burst signal in section A1 becomes an IF signal with a frequency of 10.7 MHz that can be demodulated by mixing with the local oscillation signal, even if a frequency drift occurs, it is possible to demodulate the IF signal. It can be a frequency.
  • FIG. 10 A block diagram of the wireless receiver in this embodiment is shown in FIG.
  • the wireless receiver 100 receives a radio signal of a carrier wave in the 315 MHz band from the antenna 1 and outputs it to the high frequency amplifier 51.
  • the frequency dividing circuit 13 divides the oscillation signal of the VCO 12 and supplies it to one input of the phase comparator 9. Further, the oscillation signal of the resonance circuit composed of the crystal oscillator 56 which is a reference signal source and the inverting amplifier 57 is frequency-divided by the frequency divider circuit 14 and given to the other input of the phase comparator 9. The phase of the two signals from the frequency divider 13 and the frequency divider 14 is compared by the phase comparator 9, and the summation circuit 10 provided at the subsequent stage of the phase comparator 9 is used to output the signal from the sweep generation circuit 5.
  • VC012 outputs the swept local oscillation signal to the mixer circuit 4 via the amplifier 54.
  • IF signal 10.7 MHz intermediate frequency signal
  • the swept local oscillation signal and the radio signal received from the antenna 1 are mixed by the mixer circuit 4 to be an IF signal, and this IF signal is filtered by the band-pass filter 6 at the subsequent stage, and the two intermediate frequency amplifiers 52A , Output to frequency discriminator 7 via 52B.
  • frequency discriminator 7 Is FM-detected and output to the comparator 8 via the DC amplifier 53.
  • Comparator 8 performs digital signal demodulation.
  • a PLL circuit always tries to output a signal of a predetermined frequency.
  • the oscillation frequency of VC012 is deviated by a predetermined value
  • the applied voltage of VC012 is controlled so that the oscillation frequency of VC012 is stabilized at the predetermined value. Therefore, the oscillation frequency of VC012 is gradually tuned to a predetermined frequency according to the time constant of the PLL loop of the PLL synthesizer 50.
  • a sweep signal having a waveform such as a triangular wave is generated by the sweep generation circuit 5, and is added to the output of the phase comparator 9 by the summing circuit 10.
  • the output of the phase comparator 9 is input to the LPF 11 as it is and proper feedback is made.
  • the transmission signal is superimposed on the feedback amount as a disturbance. It will be.
  • the frequency of the local oscillation signal output from the PLL synthesizer 50 is swept with time.
  • the frequency change waveform of the local oscillation signal output from the PLL synthesizer 50 is the waveform of the sweep signal.
  • the phase and waveform are different.
  • the IF signal can be swept even when the PLL synthesizer and the sweep generation circuit are used. In this case, the sweep is not stopped halfway.
  • the specified frequency force that can demodulate the frequency of the IF signal usually deviates and the transmission signal cannot be demodulated.
  • the local oscillation frequency from the PLL synthesizer 50 is swept by the sweep generation circuit 5. For this reason, the frequency of the IF signal obtained by mixing the local oscillation signal and the radio signal by the mixer circuit 4 is swept. Then, due to the frequency shift of the carrier wave due to the frequency drift and the sweep of the frequency of the local oscillation signal, the time for the IF signal frequency to be within a predetermined range is created.
  • the transmission signal can be demodulated at a time when the frequency of the IF signal is within a predetermined frequency range, and a radio signal can be received. Since the sweep is not stopped halfway, it takes a short time for the IF signal frequency to fall within the transmittable / receivable range. [0068] Even if the frequency of the carrier wave is a predetermined value, if the local oscillation frequency from the PLL synthesizer 50 is also shifted by a predetermined value, the frequency of the IF signal is usually the same as the specified value. The transmission signal cannot be demodulated due to a shift. However, in this embodiment, the local oscillation frequency shifted due to the frequency drift is swept.
  • the time required for the local oscillation frequency to fall within a predetermined range is obtained. Then, even if the center of the sweep range of the local oscillation frequency from the PLL synthesizer 50 is deviated from the original value of the local oscillation frequency, a radio signal can be received as long as the sweep range includes a predetermined value. It becomes. In this case as well, the sweep is not stopped halfway, so it takes a short time for the IF signal frequency to fall within the transmittable / receivable range.
  • the local oscillation signal can be swept even when the time constant of the PLL circuit is made extremely large and a rectangular wave-shaped sweep signal having a period larger than the time required for tuning of the PLL synthesizer is used.
  • the frequency of the local oscillation signal changes by a predetermined value due to the rising edge of the sweep signal having a rectangular wave shape.
  • the local oscillation frequency tries to converge smoothly to the predetermined value by the tuning action of the PLL synthesizer.
  • the local oscillation signal starts changing again at the falling edge of the sweep signal, and the local oscillation frequency tries to converge to the predetermined value by the tuning action.
  • the local oscillation frequency can be swept periodically.
  • This fifth embodiment is a wireless transmitter that transmits a 325 MHz band carrier wave modulated by the FSK method.
  • a variable capacitance diode 22 is connected to the surface acoustic resonator 21, a frequency control terminal 23 is connected to the force generation side of the variable capacitance diode 22 and the sweep generation circuit 5 is connected, and a code is generated on the anode side.
  • a frequency control terminal 24 for connecting the device 16 is provided.
  • the code generator 16 has a scan for performing predetermined control of keyless entry.
  • a switch circuit 25 is provided.
  • the sweep signal from the sweep generation circuit 5 is applied to the frequency control terminal 23 of the voltage controlled resonance circuit 15, and the control code signal from the code generator 16 is applied to the frequency control terminal 24 by operating the switch circuit 25.
  • the voltage control resonance circuit 15 and the amplifier circuit 20 constitute an oscillation circuit.
  • the oscillation frequency is swept by applying a sweep signal to the frequency control terminal 23 of the voltage controlled resonance circuit 15, and FSK modulation is performed by the applied voltage to the frequency control terminal 24.
  • the frequency of the surface acoustic resonator 21 is modulated by the sweep signal and the code signal, and the signal is amplified by the amplifier circuit 20 and transmitted as a radio signal.
  • the frequency of the surface acoustic resonator 21 of the radio transmitter deviates from a predetermined value due to the effect of frequency drift, it is usually assumed that the frequency of the IF signal at the radio receiver side can be demodulated. If the frequency power is shifted, the transmission signal cannot be demodulated. However, in this embodiment, the frequency of the surface acoustic resonator 21 shifted due to frequency drift is swept by the sweep generation circuit 5. Therefore, the shifted frequency is modulated by the sweep, and the frequency of the elastic surface resonator 21 becomes a predetermined value.
  • the wireless receiver Thus, the radio signal can be received. In this case, the sweep is not stopped halfway.
  • the received radio signal power is also modulated by the FSK method, the code is demodulated, the control code and the identification code are read, and the predetermined operation of keyless entry can be performed.
  • the frequency of the surface acoustic resonator 21 of the radio transmitter is a predetermined value
  • the frequency of the local oscillation circuit on the radio receiver side is deviated by a predetermined value power
  • the frequency of the IF signal deviates from a predetermined value and the transmission signal cannot be demodulated.
  • the frequency of the surface acoustic resonator 21 of the wireless transmitter is swept. Therefore, the frequency of the IF signal on the receiver side takes a predetermined value by sweeping the frequency of the surface acoustic resonator 21 and the shift of the local oscillation frequency on the receiver side due to the frequency drift.
  • the transmission signal can be demodulated at the time when the frequency of the IF signal becomes the predetermined frequency, the code modulated by the FSK method is demodulated, the control code and the identification code are read, and the predetermined operation of the keyless entry is performed. Can do it can.

Abstract

　搬送波に送信信号が重畳された無線信号を受信する空中線（１）と、局部発振信号を発振する（ＶＣＸＯ2）および周波数逓倍器（３）と、無線信号と局部発振信号とを基にして送信信号を復調する復調回路と、を備えた無線受信機において、空中線（１）からの搬送波周波数の周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で、又は局部発振信号の周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で、局部発振信号の周波数を繰り返し掃引する発振周波数制御回路を設ける。

Description

明 細 書
無線受信機および無線送信機
技術分野
[0001] この発明は、搬送波や局部発振信号などを発生する発振回路の周波数ドリフトによ る影響を回避する無線受信機および無線送信機に関する。
背景技術
[0002] キーレスエントリーシステムのように短い制御コードを短時間に送受信する無線通 信では、対象ごとに割り振られた識別コードや制御コードなどの情報の乗った無線信 号を無線送信機が送信するとともに、無線受信機で無線信号を受信してコードを復 調し、その復調したコードをもとに制御装置で対象の認証やドアの施開錠などを行う
[0003] このような無線通信を実現するためには、無線送信機が搬送波となる高周波信号を 発振する発振回路を備え、無線受信機が周波数変換のための局部発振回路を備え 、そして、無線送信機からの無線信号の搬送波の周波数と無線受信機の局部発振 回路の周波数とがともに所定の値に安定化した状態で無線信号の送受信を行う必要 がある。
[0004] しかし、無線信号の送受信を行うために必要な発振回路には、一般に温度変化や 回路定数の経時変化、共振器の経時変化により発振周波数が変化する周波数ドリフ トが生じる場合がある。このような周波数ドリフトによって無線送信機力も送信される無 線信号の搬送波周波数や、無線受信機の局部発振回路の発振周波数が所定の値 からずれると、受信機における、無線信号と局部発振信号との混合により得られる中 間周波信号の周波数が所定の値力 ずれてしまう。そして、この中間周波信号のず れが増大すると無線信号の送受信が行えなくなるという問題があった。
[0005] なお、無線信号の周波数帯域を広くとった場合には、若干の周波数ドリフトが生じ ても周波数ずれの問題は無視できるが、その一方で、無線信号の周波数帯域が広く なると無線信号を受信する際の信号雑音が比例して大きくなり、受信感度が低下して BER(Bit Error Rate)などの通信信頼性が悪化してしまうという問題もある。その ため、無線信号の周波数帯域を狭くとることで通信信頼性を改善させる必要がある。
[0006] 通常、上述のような無線信号の周波数帯域を狭くとるという条件のもとで無線信号 の送受信を行う必要があるときには、 TCXOなどの温度補償機能を持った発振器を 基準発振用信号源として用いることで、無線信号の周波数帯域を狭くとったままでも 通信信頼性を悪化させずに周波数ドリフトによる影響を回避する方法がとられる。こ の方法によれば温度補償機能を持った発振器を用いて周波数ドリフトを抑制するた め、無線信号の周波数帯域を狭帯域ィ匕しても無線信号の送受信が安定して行える。 しかし TCXOなどの温度補償機能をもった発振器を用いる場合、発振器の単価が単 純な発振器と比べて比較的高ぐ無線通信システム全体のコストアップ要因となって しまうという問題がある。
[0007] そのため、 TCXOなどの温度補償機能を持った発振器を用いずに、周波数ドリフト による影響を補正して通信を実現する無線通信システムが特許文献 1および 2で提 案されている。
特許文献 1では、伝達すべき情報を送る前に、予め無線送信機側からビット同期信 号を含む信号を FSK変調して送信し (Preamble方式）、無線受信機側ではその信 号を受信し、受信信号レベルが最大となる周波数に局部発振回路を制御する。この 特許文献 1に記載されて 、る無線システムは、予め搬送波周波数に対応した周波数 に無線受信機の局部発振回路の周波数を合わせて同期させることで通信の確立を 保証している。
[0008] また、特許文献 2においては無線受信機側で局部発振回路の発振周波数を掃引 するとともに、受信信号強度 (RSSI :Radio Signal Strength Indicator)を監視 し、受信信号強度のレベルが大きくなつたときに掃引を停止し局部発振回路の発振 周波数を調整する。また、この受信信号強度が大きくなつた時には、 IF信号フィルタ の帯域を広いものから狭いものに切り替えることで BERを抑制し受信感度を向上させ る。
[0009] これらの特許文献 1および 2に記載の通信システムにおいては、無線信号の周波数 帯域を狭帯域ィ匕しても周波数ドリフトによる影響を回避することができるが、その反面 、特許文献 1に記載のような Preamble方式の通信システムではビット同期信号などと 無線信号とを切り替える回路が必要があり、複雑で大きな回路が必要であった。また
、特許文献 2に記載の通信システムにおいても、 RSSI監視回路や複数のフィルタや 、フィルタの切換え回路などが必要であるために回路が複雑で大きいものであり、さら に、通信信頼性が悪ィ匕する問題を有するものであった。このように従来の方法は、部 品点数の増加や IC面積の増大を招き、無線通信システム全体としてのコストアップ要 因となるという新たな問題を有するものであった。
特許文献 1：特開平 08— 139773号公報
特許文献 2：特開平 11― 348732号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0010] 上述のように従来の手法でも、無線信号の周波数帯域を狭帯域化して通信信頼性 を確保しながら周波数ドリフトによる影響を回避することができていたが、同時に、回 路が複雑ィ匕し、部品点数の増加や IC面積の増大を招き、全体としてのコストアップ要 因となると ヽぅ問題を有して ヽた。
[0011] そこで本発明は、通信信頼性を確保しながら周波数ドリフトによる影響を回避し、し カゝも、簡易で低コストな無線受信機および無線送信機を提供することを目的とする。 課題を解決するための手段
[0012] (1)本発明の無線受信機は、無線信号を送信する無線送信機の搬送波周波数の 周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で、又は局部発振回路の発振周波数の周波 数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で、局部発振回路の発振周波数を止めることなく繰 り返し掃引する発振周波数制御回路を設けたことを特徴とする。なお、この際、途中 の何らかの周波数で掃引を止めることはしない。
[0013] このように局部発振信号の発振周波数が掃引されることにより、次に述べるように搬 送波に乗った送信信号の復調が可能となる。
先ず、無線信号と局部発振信号とを混合して中間周波信号に変換するスーパーへ テロダイン方式の無線受信機にっ 、て考える。スーパーヘテロダイン方式の場合、 局部発振信号の発振周波数が掃引されると、それにともない中間周波信号の周波数 が掃引されることになる。 [0014] ここで、無線送信機からの搬送波に周波数ドリフトが生じているとする。この場合、 搬送波の周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で無線受信機の局部発振回路の周 波数を掃引すると、中間周波信号の周波数は設計値を含む周波数帯域にわたって 変化するため、掃引中に一時的に中間周波数信号が無線信号の受信可能な周波 数となり、送信信号の復調が可能となる。このようにして、搬送波周波数のドリフトが結 果的に吸収されることになる。
[0015] また、無線受信機の局部発振信号に掃引のための信号を加えない状態において、 本来あるべき値力もの周波数ドリフトが生じているとする。この場合、局部発振信号の 周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で無線受信機の局部発振回路の周波数が掃 引されると、この場合も中間周波信号の周波数は設計値を含む周波数帯域にわたつ て変化するため、掃引中に一時的に中間周波数信号が無線信号の受信可能な周波 数となり、送信信号の復調が可能となる。このようにして、局部発振信号の周波数ドリ フトが結果的に吸収されることになる。
[0016] 次に、たとえば直交検波器を用いて、アンテナ力 の高周波信号に局部発振信号 を直接掛け合わせてベースバンドの直交信号に変換して復調を行うダイレクトコンパ 一ジョン方式の無線受信機について考える。ダイレクトコンバージョン方式の場合、局 部発振信号の周波数で搬送波周波数が選択されることになるので、局部発振信号 の発振周波数が掃引されると、受信される搬送波周波数が等価的に掃引されること になる。
[0017] ここで、無線送信機からの搬送波に周波数ドリフトが生じているとする。この場合、そ の周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で無線受信機の局部発振回路の周波数が 掃引されると、受信される搬送周波数が設計値を含む周波数帯域にわたって変化す るため、掃引中に一時的に所定の搬送波周波数の無線信号が受信され、復調され ることになる。このことにより、搬送波周波数のドリフトが結果的に吸収されることにな る。
[0018] また、無線受信機の局部発振信号に掃引のための信号を加えない状態において、 本来あるべき値力もの周波数ドリフトが生じているとする。この場合、局部発振信号の 周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で無線受信機の局部発振回路の周波数が掃 引されると、この場合も受信される搬送波周波数が設計値を含む周波数帯域にわた つて変化するため、掃引中に一時的に所定の搬送波周波数の無線信号が受信され 、復調されることになり、局部発振信号の周波数ドリフトが結果的に吸収される。
[0019] このようにして、従来のように無線送信機—無線受信機間で互いの周波数ドリフトを 検知してフィードバックや同期をとるといったことが不要となり、簡易な回路構成で周 波数ドリフトの影響を回避することができる。
[0020] (2)また、本発明の無線送信機は、無線信号を受信する無線受信機の局部発振周 波数の周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で、又は発振回路の発振周波数の周 波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で、発振回路の発振周波数を止めることなく繰り 返し掃引する発振周波数制御回路を設けたことを特徴とする。なお、この際、途中の 何らかの周波数で掃引を止めることはしない。
このように無線送信機側で発振回路の発振周波数が掃引されることにより、無線受 信機側で次に述べるように搬送波に乗った送信信号の復調が可能となる。
無線送信機側での発振回路の発振周波数が掃引されると、それにともない搬送波 の周波数が掃引されることになる。
[0021] ここで、無線送信機の発振回路の発振周波数に掃引のための信号を加えない状 態において、本来あるべき値からの周波数ドリフトが生じているとする。この場合、この 周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で無線送信機の発振回路の周波数を掃引す ると、搬送波の周波数は設計値を含む周波数帯域にわたって変化するため、掃引中 に一時的に搬送波の周波数が、設計値である無線受信機の受信可能な周波数とな り、送信信号の復調が可能となる。このようにして、搬送波周波数のドリフトが結果的 に吸収されること〖こなる。
[0022] また、無線受信機の局部発振信号に周波数ドリフトが生じているとする。この場合、 局部発振信号の周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で無線送信機の発振回路の 周波数を掃引すると、搬送波の周波数は無線受信機の局部発振信号の周波数ドリ フト分を含む周波数帯域にわたって変化するため、掃引中に一時的に搬送波の周 波数が、無線受信機における無線信号の受信可能な周波数となり、送信信号の復 調が可能となり、局部発振信号の周波数ドリフトが結果的に吸収される。 [0023] このようにして、従来のように無線送信機—無線受信機間で互いの周波数ドリフトを 検知してフィードバックや同期をとるといったことが不要となり、簡易な回路構成で周 波数ドリフトの影響を回避することができる。
[0024] (3)また、本発明の送信信号は、誤り訂正符号を含むディジタルデータ信号である
[0025] そのため、ディジタルデータ信号のコードの全部を受信できず、ある程度 BERなど の通信信頼性が悪い場合でも、コードを回復させ、所定の制御などを行うことができ る。
[0026] (4)また、本発明の送信信号は、発振周波数制御回路により発振周波数を掃引す る繰り返しの周期内に、同一内容のコードが繰り返されるディジタルデータ信号であ る。
[0027] このように比較的短いコードを用いて同一内容のコードを繰り返し送信すると、その コードのそれぞれが短時間で情報伝達されることになり、無線受信機での受信およ び復調が可能となる時間が短くても、その時間内で通信が可能となる。また、同一内 容のコードを複数回送受信するため、掃引により周波数が変化する周波数帯域の略 全域にわたって同一内容のコードが送受信される。そのため、複数回受信する同一 内容のコードのうち、 BERなどの通信信頼性が最も良好な状態での送信信号の復調 が可能となり、高品位な通信を行うことができる。
[0028] (5)また、本発明の発振周波数制御回路は、前記掃引の繰り返しの周期内で周波 数を直線的に変化させる。そのため、掃引により生じる周波数変化の波形が三角波 状となる。
発明の効果
[0029] 本発明によれば、簡易な回路でありながら低精度な発振回路の周波数ドリフトの影 響を吸収して無線送信機 無線受信機間での通信の確立を保証することができる。 図面の簡単な説明
[0030] [図 1]第 1の実施形態に係る無線受信機の構成のブロック図である。
[図 2]第 2の実施形態に係る無線受信機の構成のブロック図である。
[図 3]第 3の実施形態に係る掃引波形と無線信号との概念図である。 [図 4]第 4の実施形態に係る無線受信機の構成のブロック図である。
[図 5]第 5の実施形態に係る無線送信機の構成のブロック図である。 符号の説明
1 空中線
2- VCXO
3—周波数通倍器
4ーミクサ回路
5—掃引発生回路
6— BPF
7—周波数弁別器
8—コンノ レータ
9一位相比較回路
10 -合算回路
11 - LPF
12- VCO
13、 14 分周回路
15 電圧制御共振回路
16 コード発生器
20—増幅回路
21—弾性表面共振子
22—可変容量ダイオード
23、 24 周波数制御端子
25—スィッチ回路
26—位相器
27 直交検波回路
50 PLLシンセサイザー
51 高周波増幅器
52 中間周波増幅器 53—直流増幅器
54—増幅器
56—水晶発振器
57—反転増幅器
100—無線受信機
発明を実施するための最良の形態
[0032] 本発明を実施する好適な形態として、 FSK方式の無線信号を受信するスーパーへ テロダイン型無線受信機の発振周波数を掃引する第 1の実施形態を以下に示す。
[0033] 図 1に、第 1の実施形態の構成のブロック図を示している。
[0034] この実施形態において無線受信機 100は、空中線 1から 315MHz帯の搬送波の 無線信号を受信して、高周波増幅器 51に出力する。また、電圧制御型の 38MHzの 発振器 VCX02の発振信号を周波数遁倍器 3で 8遁倍し、その VCX02と周波数遁 倍器 3とから局部発振回路を構成する。周波数ドリフトの無い理想的な状態で、且つ 掃引を行わない場合においては、 VCX02の 38. 0375MHzの周波数を周波数遁 倍器 3により 8遁倍することにより、 304. 3MHzの局部発振信号を得る。また、この局 部発振信号と 315MHzの搬送波とをミクサ回路 4により混合することで 10. 7MHzの 中間周波信号 (以下、 IF信号という。）を得る。
[0035] 実際には、無線送信機からの無線信号の搬送波の周波数、無線受信機 100の局 部発振回路の局部発振信号、ともに周波数ドリフトが生じるため前記の周波数にはそ れぞれ多少なりとも周波数ずれが生じる。そのため、ここでは、 VCX02の制御端子 に掃引発生回路 5からの掃引信号を印加し発振周波数を掃引する。なお、この掃引 発生回路 5では、掃引途中の何らかの周波数で掃引を止めることはしない。
[0036] 掃引された局部発振信号と空中線 1より受信した無線信号とをミクサ回路 4で混合し て IF信号とし、この IF信号を後段のバンドパスフィルタ 6によりフィルタリングし、 2つの 中間周波増幅器 52A, 52Bを介して周波数弁別器 7に出力する。周波数弁別器 7で は FM検波し、直流増幅器 53を介してコンパレータ 8に出力する。コンパレータ 8では デジタル信号復調を行う。
[0037] 例えば無線信号の搬送波周波数が周波数ドリフトにより 1. 5MHzずれた 313. 5M Hzの場合では、掃引発生回路 5を用いないと局部発振信号の周波数が所定の 304 . 3MHzのままである。そのため、 IF信号の周波数が 9. 2MHzとなり、前述の 10. 7 MHzと ヽぅ規定の IF信号の周波数カゝらずれてしまって、無線信号が受信できず送信 信号の復調ができなくなってしまう。
[0038] それに対して、本発明のように掃引発生回路 5を用いて、例えば 5MHzの周波数 帯域幅で掃引を繰り返す場合を考えると、局部発振周波数は 304. 3MHzを中心と して、上下 2. 5MHzの幅で掃引される。すると、掃引中に局部発振周波数が 302. 8 MHzになったときに IF信号の周波数がちょうど規定の値である 10. 7MHzになり、 送信信号の復調ができるようになる。局部発振周波数の掃引幅が 5MHzなので、周 波数のずれが ± 2. 5MHz以内である 312. 5〜317. 5MHzの範囲内に搬送波周 波数があれば同様に送受信が可能となる。なお、掃引を途中で止めるということはし な!、ので、 IF信号の周波数が送受信可能な範囲に入るのは短時間である。
[0039] また、仮に搬送波の周波数が所定の 315. OMHzのままで、局部発振信号の周波 数が所定の 304. 3MHz力ら 1. 5MHzずれて 302. 8MHzである場合には、通常は 同様に IF信号の周波数が規定の 10. 7MHzからずれて 9. 2MHzになってしまって 送信信号の復調ができなくなる。しかし本実施形態では、局部発振回路の周波数を 例えば 5MHzの周波数帯域幅で上下 2. 5MHz掃引する。すると、周波数ドリフトに より局部発振信号が 1. 5MHzずれていても、そのずれた局部発振信号の周波数が 掃引され、局部発振周波数が所定の 304. 3MHzになる時間ができる。そのため、 I F信号が規定の 10. 7MHzとなり、その時に送信信号の復調ができるようになる。こ のように周波数ドリフトによる局部発振回路の周波数のずれが士 2. 5MHz以内であ る 301. 8MHz〜306. 8MHzの範囲内に局部発振回路の発振周波数があれば同 様に無線信号が受信可能となる。なお、この場合にも掃引を途中で止めるということ はしな 、ので、 IF信号の周波数が送受信可能な範囲に入るのは短時間である。
[0040] さらに、搬送波周波数と局部発振回路の掃引範囲の中心周波数の両方がずれて いたとしても、掃引範囲のどこかで IF信号の周波数が規定の範囲内になる時間があ りさえすれば受信は可能となる。よって、局部発振回路の掃引範囲は、想定される又 は許容される、送信機側、受信機側両方のずれの最大値に基づいて決めればよい。 [0041] なお、本発明はこの実施形態に限らず、 FSK方式の変わりに、 ASK方式のデイジ タルデータ変調方式や、アナログデータ変調方式などにも同様に適用可能である。 またダブルスーパーヘテロダイン方式などの無線受信機に適用してもよい。
[0042] また、 FSK復調を行う回路には周波数弁別器以外にも、レシオ検波、フォスター検 波、スロープ検波などの検波回路を用いてもよい。また、掃引波形は、三角波、階段 波などの波形にしてもよぐ階段波状の波形を発生させる際には、ディジタル値を発 生させるカウンタ回路にアナログ Zディジタル変換回路を接続して掃引発生回路とし 、掃引発生回路によりアナログ変換されたカウンタ値を掃引信号として発生させるとよ い。
[0043] 次に、本発明を実施する好適な形態として、 QPSK方式の無線信号を受信するダ ィレクトコンバージョン型無線受信機の、局部発振周波数を掃引する第 2の実施形態 を以下に示す。図 2には、この実施形態の構成のブロック図を示している。
[0044] ダイレクトコンバージョン方式の無線受信機においては、直交検波器を用いて、ァ ンテナからの高周波信号に局部発振信号を直接掛け合わせてベースバンドの直交 信号に変換して復調を行う。局部発振信号の周波数で搬送波周波数が選択されるこ とになるので、局部発振信号の発振周波数が掃引されると、受信される搬送波周波 数が等価的に掃引されることになる。
[0045] この実施形態において無線受信機 100は、空中線 1から無線信号を受信して、 2つ の高周波増幅器 51A, 51Bを介して増幅した信号を、 2つの直交検波回路 27A, 27 Bのそれぞれに出力する。また、電圧制御型の発振器 VCX02の発振信号を周波数 遁倍器 3で遁倍し、その VCX02と周波数遁倍器 3とから局部発振回路を構成する。 さらに、この局部発振回路からの局部発振信号を位相器 26により 90° 位相差の 2つ の信号として直交検波回路 27A, 27Bのそれぞれに出力する。ここで、 VCX02の 周波数制御端子に掃引発生回路 5により掃引波形を印加することにより、局部発振 周波数を掃引する。なお、この掃引発生回路 5では、掃引途中の何らかの周波数で 掃引を止めることはしない。直交検波回路 27Aは無線信号と局部発振信号とを直接 掛け合わせてベースバンドの直交信号に変換し LPF11Aと増幅器 54Aとを介して出 力する。また、直交検波回路 27Bは無線信号と局部発振信号とを直接掛け合わせて ベースバンドの直交信号に変換し LPF11Bと増幅器 54Bとを介して出力する。
[0046] ここで、無線送信機からの搬送波に周波数ドリフトが生じているとする。この場合、そ の周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で無線受信機の局部発振回路の周波数が 掃引されると、受信される搬送周波数が設計値を含む周波数帯域にわたって変化す る。そのため、掃引中に一時的に局部発振信号の周波数で実際の搬送波周波数を 選択することができ、無線信号を受信し送信信号を復調することができる。このよう〖こ して、搬送波周波数のドリフトが結果的に吸収されることになる。
[0047] また、無線受信機の局部発振信号に周波数ドリフトが生じているとする。この場合、 局部発振信号の周波数ドリフト幅以上の周波数帯域幅で局部発振信号の周波数を 掃引すると、この場合も受信される搬送波周波数が設計値を含む周波数帯域にわた つて変化する。そのため、掃引中に一時的に規定の搬送波周波数の無線信号が受 信され、復調されることになる。このようにして、局部発振信号の周波数ドリフトが結果 的に吸収されることになる。
[0048] 次に、本発明の実施に好適な第 3の実施形態として、掃引信号の波形をノコギリ状 にして掃引を行うスーパーヘテロダイン型無線受信機でのキーレスエントリーシステ ムを示す。なおキーレスエントリーシステム以外にも、短い制御コードを送受信する無 線通信のシステムであれば同様にして適用することができる。
[0049] 受信装置の周波数掃引波形を図 3 (A)に示し、送信されてくる無線信号のデータ 信号の概念図を図 3 (B)に示す。
[0050] この例では、無線信号を送信してくる無線送信機は、自動車の鍵と一体に形成され た、いわゆるキーレスエントリーシステムのキーであり、 315MHz帯の周波数の無線 信号をパルスバースト信号として送信する。さらに、ひとつのバーストには、制御信号 や識別コード、 FEC方式の誤り訂正符号などをビット Zバイトインターリーブ方式で重 畳する。すると、無線受信機側ではある程度の BERにおいてもデータの復調が可能 となり、ビット Zバイトインターリーブ方式としているために、マルチパス環境などにも 対応可能となる。また、利用者のキーの操作の間に同一内容の情報の乗ったバース ト部分 (bit列）が複数回くり返し送信される。
[0051] ここで、データ通信速度を 2400bpsとし、ひとつのバーストに乗せる情報量を 25bit とする。すると、図 3 (B)に示すひとつのバーストは約 10. 4ms (時間 T3)で送信され る。また、キーレスエントリーシステムの利用者が無線送信機であるキーの操作を約 1 s (時間 T1)行う場合、利用者の操作により時間 T1の間に約 96バーストが同一内容 で繰り返し送信される。
[0052] また、無線受信機では、図 3 (A)に示す 200msの周期（時間 T2)で、掃引発生回 路がノコギリ波状の掃引信号を局部発振回路の制御端子に印加すると、掃引の周期
(T2)において無線送信機が約 18バーストを送信することとなる。
[0053] また、 IF信号力も送信信号を復調できる周波数は 400kHzを中心とした ± 25kHz の周波数帯域幅を持ち、 400kHzを中心とした ± 150kHzの周波数帯域幅で掃引を 行う場合、 IF信号の周波数が、この ± 25kHzの周波数帯域にある時間は図 3 (C)に 示す約 33ms (時間 T4)となる。この時間 T4においては、約 3. 2バーストの送受信が 可能となる。
[0054] そのため、キーレスエントリーシステムの無線信号を復調し、無線信号に重畳されて いた自動車ごとの識別コードにより、無線送信機の認証を行い、識別コードの認証に 成功した場合には、制御コードの指定する動作、例えばドアの開錠を制御することが できる。
[0055] 以上のキーレスエントリーシステムの例のように、情報量が少な!/、場合には、短時間 の無線通信でひとつのバースト信号を伝達することができる。そのため、 IF信号が復 調可能な所定の周波数になっている時間が短くてもひとつのバースト信号に含まれ る情報のほとんどが伝達可能となる。また、無線送信機から同一内容の無線信号が 繰り返し送信されるため、無線受信機では同一内容のバーストを複数回受信でき、 複数のバーストのうちもっとも良い BERとなるバーストで受信した情報の復調を行うこ とで、掃引を行わない場合よりも BERを抑制し高品位な無線信号の送受信が可能と なる。
[0056] ここで、周波数ドリフトの影響により、無線受信機の搬送波の周波数にずれが生じ た場合について説明する。図 3 (C)においてずれた信号を実線 A、ずれる前の設計 値の信号を破線 Bで示す。
[0057] キーレスエントリーシステムのキーからの搬送波周波数に周波数ドリフトが発生して いる場合、 IF信号の周波数が破線 Bから実線 Aへとずれてしまう。すると、ずれる前は 復調可能な周波数たとえば 10. 7MHz周辺の IF信号となっていた区間 B1のバース ト信号が、復調可能でない周波数の IF信号になってしまう。しかし、新たに区間 A1の バースト信号が、局部発振信号との混合により復調可能な 10. 7MHzの周波数の IF 信号となるため、たとえ周波数ドリフトが生じたとしても、 IF信号を復調可能な所定の 周波数とすることができる。
[0058] また、複数のバーストが受信できた場合には、その中に比較的良い BERとなるバー ストが含まれているので、掃引を行わない場合よりも BERを抑制し高品位な無線信号 の送受信が可能となる。
[0059] 次に、第 4の実施形態として、無線受信機の局部発振回路を PLLシンセサイザー で構築する例を示す。 PLLシンセサイザーを使うと局部発振周波数の選択範囲をよ り広げることができる。この実施形態における無線受信機のブロック図を図 4に示す。
[0060] 無線受信機 100は、空中線 1から 315MHz帯の搬送波の無線信号を受信して、高 周波増幅器 51に出力する。
[0061] また、 PLLシンセサイザー 50において、分周回路 13は VCO 12の発振信号を分周 し、位相比較器 9の一方の入力に与える。また、基準信号源である水晶発振器 56と 反転増幅器 57とからなる共振回路の発振信号を分周回路 14により分周し、位相比 較器 9の他方の入力に与える。この分周回路 13と分周回路 14とからの、 2つの信号 の位相を位相比較器 9により比較し、位相比較器 9の後段に設けた合算回路 10によ り、掃引発生回路 5からの掃引信号と位相比較器 9の出力とを合算する、合算した信 号を LPF11によりフィルタリングしてループ特性を決定し、 LPF11の出力を VC012 の周波数制御端子へ与える。これにより VC012は掃引された局部発振信号を増幅 器 54を介してミクサ回路 4に出力する。
[0062] また、この局部発振信号と 315MHzの搬送波とをミクサ回路 4により混合することで 10. 7MHzの中間周波信号 (以下、 IF信号という。）を得る。
[0063] 掃引された局部発振信号と空中線 1より受信した無線信号とをミクサ回路 4で混合し て IF信号とし、この IF信号を後段のバンドパスフィルタ 6によりフィルタリングし、 2つの 中間周波増幅器 52A, 52Bを介して周波数弁別器 7に出力する。周波数弁別器 7で は FM検波し、直流増幅器 53を介してコンパレータ 8に出力する。コンパレータ 8では デジタル信号復調を行う。
[0064] PLL回路においては、通常、常に所定周波数の信号を出力しょうとする。しかし、 V C012の発振周波数が所定値力もずれていると、 VC012の発振周波数がその所定 値に安定するように VC012の印加電圧が制御される。そのため、 VC012の発振周 波数は PLLシンセサイザー 50の PLLループの時定数に従って、緩やかに所定の周 波数に同調する。
[0065] ここで、三角波状などの波形の掃引信号を掃引発生回路 5により発生させ、合算回 路 10により位相比較器 9の出力と合算させる。本来の PLL回路は、位相比較器 9の 出力が LPF11にそのまま入力されて適正な帰還がなされる力 このように掃引発生 回路 5を設けたことにより、帰還量に送信信号が外乱として重畳されることになる。そ の結果、 PLLシンセサイザー 50からの出力である局部発振信号の周波数が時間とと もに掃引される。但し、掃引信号により VC012の発振周波数が掃引される作用と、 P LL回路の同調作用とが拮抗するので、 PLLシンセサイザー 50からの出力である局 部発振信号の周波数変化の波形は掃引信号の波形と同周期であるが位相および波 形は異なるものとなる。
[0066] このように、 PLLシンセサイザーと掃引発生回路を用いる場合でも IF信号を掃引す ることができる。なお、この場合にも掃引を途中で止めるということはしない。
[0067] 搬送波の周波数が周波数ドリフトの影響で所定の値力もずれている場合には、通 常、 IF信号の周波数が復調可能な規定の周波数力もずれてしまい、送信信号の復 調ができなくなる。しかし本実施形態では、掃引発生回路 5により PLLシンセサイザ 一 50からの局部発振周波数を掃引する。そのため、局部発振信号と無線信号とをミ クサ回路 4で混合した IF信号の周波数が掃引される。すると、周波数ドリフトによる搬 送波の周波数のずれと局部発振信号の周波数の掃引とにより、 IF信号の周波数が 所定の範囲内になる時間ができる。そのため、その IF信号の周波数が所定の周波数 の範囲内に入っている時間に送信信号の復調が可能となり、無線信号の受信を行う ことができる。なお、掃引を途中で止めるということはしないので、 IF信号の周波数が 送受信可能な範囲に入るのは短時間である。 [0068] また、仮に搬送波の周波数が所定値であったとしても、 PLLシンセサイザー 50から の局部発振周波数が所定値力もずれている場合には、通常は同様に IF信号の周波 数が規定値力もずれてしまって送信信号の復調ができなくなる。しかし本実施形態で は、周波数ドリフトによりずれた局部発振周波数を掃引する。そのため、局部発振周 波数が所定の範囲内になる時間ができる。すると、 PLLシンセサイザー 50からの局 部発振周波数の掃引範囲の中心が局部発振周波数の本来あるべき値力 ずれてい ても、掃引範囲の中に所定値が含まれてさえいれば無線信号が受信可能となる。な お、この場合にも掃引を途中で止めるということはしないので、 IF信号の周波数が送 受信可能な範囲に入るのは短時間である。
[0069] このように PLLシンセサイザー 50内に掃引発生回路 5を付カ卩している場合でも、 IF 信号を掃引して周波数ドリフトの影響を回避することができる。また、 PLLシンセサイ ザ一 50を用いることにより、基準信号源として汎用周波数の安価な水晶振動子 XOを 用いることができ、全体に低コストィ匕が図れる。
[0070] なお、 PLL回路の時定数を極端に大きくとり、且つ PLLシンセサイザーが同調に要 する時間よりも大きな周期の矩形波状の掃引信号を用いても局部発振信号を掃引す ることができる。その場合、まず矩形波状の掃引信号の立ち上がりにより局部発振信 号の周波数が所定値力 変化する。その後、 PLLシンセサイザーの同調作用により 局部発振周波数がなだらかに所定値に収束しょうとする。その後、掃引信号の立ち 下がりにより局部発振信号が再び変化を開始し、さらに同調作用により局部発振周 波数が所定値に収束しょうとする。このような周波数の変調の繰り返しにより、局部発 振周波数を周期的に掃引することができる。
[0071] 次に、第 5の実施形態として、無線送信機の搬送波周波数を掃引する例を図 5に示 す。
[0072] この第 5の実施形態は、 FSK方式で変調された 325MHz帯の搬送波を送信する 無線送信機である。この無線送信機では、弾性表面共振子 21に可変容量ダイォー ド 22を接続し、可変容量ダイオード 22の力ソード側に掃引発生回路 5を接続する周 波数制御端子 23を設け、アノード側にコード発生器 16を接続する周波数制御端子 2 4を設けている。コード発生器 16にはキーレスエントリーの所定の制御を行うためのス イッチ回路 25を設けている。ここで、電圧制御共振回路 15の周波数制御端子 23に 掃引発生回路 5からの掃引信号を印加するとともに、周波数制御端子 24にスィッチ 回路 25の操作によりコード発生器 16からの制御コード信号を印加する。この電圧制 御共振回路 15と増幅回路 20とによって発振回路を構成する。
[0073] ここで、電圧制御共振回路 15の周波数制御端子 23への掃引信号の印加により発 振周波数を掃引し、周波数制御端子 24への印加電圧により FSK変調する。このよう にして弾性表面共振子 21の周波数を掃引信号とコード信号により変調し、その信号 を増幅回路 20により増幅し無線信号として送信する。
[0074] 無線送信機の弾性表面共振子 21の周波数が周波数ドリフトの影響で所定の値か らずれている場合には、通常、無線受信機側での IF信号の周波数が復調可能な所 定の周波数力 ずれてしま 、送信信号の復調ができなくなる。しかし本実施形態で は、周波数ドリフトによりずれた弾性表面共振子 21の周波数を掃引発生回路 5により 掃引する。そのため、ずれた周波数が掃引によって変調され、弾性表面共振子 21の 周波数が、所定値になる時ができる。すると、弾性表面共振子 21の周波数の掃引範 囲の中心が弾性表面共振子 21の本来あるべき値からずれていても、掃引範囲の中 に所定値が含まれてさえいれば、無線受信機で、無線信号が受信可能となる。なお 、この場合にも掃引を途中で止めるということはしない。その結果、受信した無線信号 力も FSK方式で変調されて 、たコードを復調し、制御コードと識別コードを読み取り 、キーレスエントリーの所定動作を行うことができる。
[0075] また、仮に無線送信機の弾性表面共振子 21の周波数が所定の値であったとしても 、無線受信機側の局部発振回路の周波数が所定の値力 ずれている場合には、通 常は無線受信機側で、同様に IF信号の周波数が所定の値からずれてしまって送信 信号の復調ができなくなる。しかし、本実施形態では無線送信機の弾性表面共振子 21の周波数を掃引する。そのため、弾性表面共振子 21の周波数の掃引と、周波数 ドリフトによる受信機側の局部発振周波数のずれとにより、受信機側での IF信号の周 波数が所定の値になる時間ができる。その結果、 IF信号の周波数が所定の周波数と なった時間に送信信号の復調が可能となり、 FSK方式で変調されていたコードを復 調し、制御コードと識別コードを読み取り、キーレスエントリーの所定動作を行うことが できる。

Claims

請求の範囲
[1] 搬送波を送信信号で変調した無線信号を受信する無線受信回路と、局部発振信 号を発振する局部発振回路と、前記無線信号と前記局部発振信号とを基にして前記 送信信号を復調する復調回路と、を備えた無線受信機にお!ヽて、
前記無線信号を送信する無線送信機の搬送波周波数の周波数ドリフト幅以上の周 波数帯域幅で、又は前記局部発振回路の発振周波数の周波数ドリフト幅以上の周 波数帯域幅で、前記局部発振回路の発振周波数を止めることなく繰り返し掃引する 発振周波数制御回路を設けたことを特徴とする無線受信機。
[2] 前記送信信号は、誤り訂正符号を含むディジタルデータ信号である請求項 1に記 載の無線受信機。
[3] 前記送信信号は、前記発振周波数制御回路により発振周波数を掃引する繰り返し の周期内に、同一内容のコードが繰り返されるディジタルデータ信号である請求項 1 または 2に記載の無線受信機。
[4] 前記発振周波数制御回路は、当該発振周波数制御回路により発振周波数を掃引 する繰り返しの周期内で前記発振周波数を直線的に変化させる請求項 3に記載の 無線受信機。
[5] 搬送波となる高周波信号を発振する発振回路と、前記搬送波を送信信号で変調し て無線信号とする変調回路と、前記無線信号を送信する無線送信回路と、を備えた 無線送信機において、
前記無線信号を受信する無線受信機の局部発振周波数の周波数ドリフト幅以上の 周波数帯域幅で、又は前記発振回路の発振周波数の周波数ドリフト幅以上の周波 数帯域幅で、前記発振回路の発振周波数を止めることなく繰り返し掃引する発振周 波数制御回路を設けたことを特徴とする無線送信機。
[6] 前記送信信号は、誤り訂正符号を含むディジタルデータ信号である請求項 5に記 載の無線送信機。
[7] 前記送信信号は、前記発振周波数制御回路により前記発振回路の発振周波数を 繰り返し掃引する周期内に、同一内容のコードが繰り返されるディジタルデータ信号 である請求項 5又は 6に記載の無線送信機。 前記発振周波数制御回路は、当該発振周波数制御回路により発振周波数を掃弓 する繰り返しの周期内で前記発振周波数を直線的に変化させる請求項 7に記載の 無線送信機。
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