WO2012029613A1

WO2012029613A1 - デジタルフィルタ装置、デジタルフィルタリング方法及びデジタルフィルタ装置の制御プログラム

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Publication number: WO2012029613A1
Application number: PCT/JP2011/069103
Authority: WO
Inventors: 安部　淳一; 栄実野口
Original assignee: 日本電気株式会社
Priority date: 2010-09-01
Filing date: 2011-08-18
Publication date: 2012-03-08
Also published as: CN103004098A; CN103004098B; JP4968415B2; US8831081B2; EP2613452A4; EP2613452A1; JPWO2012029613A1; EP2613452B1; US20130287390A1

Abstract

高精度な歪補償を実現するという課題を解決するために、デジタルフィルタ装置は、入力された信号に含まれる第１の波形歪の歪補償をデジタル信号処理により行う第１の歪補償フィルタユニットと、第１の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する第１のフィルタ係数設定ユニットと、第１の歪補償フィルタユニットから出力される信号に含まれる第２の波形歪を補償する第２の歪補償フィルタユニットと、第１のフィルタ係数設定ユニットが設定するフィルタ係数に基づいて、第２の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する第２のフィルタ係数設定ユニットと、を備える。

Description

デジタルフィルタ装置、デジタルフィルタリング方法及びデジタルフィルタ装置の制御プログラム

　本発明は、デジタルコヒーレント光通信で用いられるデジタルフィルタ装置、デジタルフィルタリング方法及びデジタルフィルタ装置の制御プログラムに関する。

　近年、ネットワークの高速化および大容量化への要求が高まるにつれて、デジタルコヒーレント光通信技術の重要性が増してきている。デジタルコヒーレント受信方式は、イントラダイン受信方式とも呼ばれる。そして、デジタルコヒーレント受信方式は、大容量光通信システムで用いられているＯＯＫ（ｏｎ−ｏｆｆ　ｋｅｙｉｎｇ）やＤＰＳＫ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｐｈａｓｅ　ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）などの変調方式に比べて、３~６ｄＢまたはそれ以上の受信感度向上を実現できる。また、デジタルコヒーレント光通信方式には、偏波多重方式やＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値変調方式と親和性が良いといった特長がある。
　図１０は、特許文献１及び非特許文献１に記載された、デジタルコヒーレント受信機４００の構成を示す図である。デジタルコヒーレント受信機に入力される信号光は、偏波多重（ＤＰ：ｄｕａｌ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）−ＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｐｈａｓｅ　ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）信号を用いた４チャンネル（Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、Ｑｙ）の多重信号（ＤＰ−ＱＰＳＫ信号光）である。
　ＤＰ−ＱＰＳＫ信号は、偏波ダイバーシティ９０度ハイブリッド４０１においてＩｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、Ｑｙの各チャネルに分離される。分離された信号は、チャネルごとにそれぞれ光電（Ｏ／Ｅ）変換器４０２−１~４０２−４においてアナログ電気信号に変換される。そして、Ｏ／Ｅ変換された各信号は、基準サンプリングクロック（ＣＬＫ）４０５に同期したタイミングでサンプルを行うＡ／Ｄ（ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　ｄｉｇｉｔａｌ）変換器４０３−１~４０３−４においてデジタル信号に変換される。
　Ａ／Ｄ変換器４０３−１~４０３−４によりデジタル信号に変換された信号は、デジタル信号処理回路４０４に入力される。デジタルコヒーレント受信方式においてデジタル信号処理回路４０４が用いられる背景およびデジタル信号処理回路４０４の機能について以下に説明する。
　デジタル信号処理を行わないコヒーレント受信機には、局発（ＬＯ：ｌｏｃａｌ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）光の周波数及び位相のオフセットや偏波揺らぎが原因で、安定な受信を行うことが困難であるという課題があった。
　一方、電子デバイス技術の発展により、高速なＡ／Ｄ変換器を高速な通信装置の信号処理に用いることができるようになった。その結果、デジタル信号に変換された信号にデジタル信号処理を施すことで、デジタル信号処理を行わないコヒーレント受信方式の課題であったＬＯ光の周波数及び位相のオフセットを補償できるようになってきた。また、デジタル信号処理によって、光信号の偏波揺らぎの補償も可能となってきた。
　このように、デジタルコヒーレント受信方式は、デジタル信号処理を行わないコヒーレント受信方式と比較して、安定で精度のよいコヒーレント受信を可能とする。
　さらに、デジタルコヒーレント受信方式では、前述した周波数及び位相オフセットの補償や偏波揺らぎの補償の他に、波長分散の補償や、より高度な波形等化を信号に施すことも可能である。
　デジタルコヒーレント受信機で用いられる、波形歪を補償する技術として、非特許文献２はスキュー補償技術を記載している。非特許文献２は、ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ　ｉｍｐｕｌｓｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いて、隣接するサンプリングポイント及びその前後のサンプリングポイントから２次関数近似により高精度なスキュー補償を実現する技術を記載している。
　また、高速なＡ／Ｄ変換器の普及により、回路基板の間を接続するバックプレーン伝送などでも、伝送路の帯域不足による符号間干渉やジッタ特性の劣化といった課題に対して、デジタル信号処理を用いたＭＬＳＥ（ｍｏｓｔ　ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　ｓｅｑｕｅｎｃｅ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）などの高度な波形等化や高精度なデジタルクロック抽出を行うことが可能になっている。

特開２００８−２０５６５４号公報

Ｓｅｂ　Ｊ．Ｓａｖｏｒｙ，"Ｄｉｇｉｔａｌ　ｆｉｌｔｅｒｓ　ｆｏｒ　ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｏｐｔｉｃａｌ　ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，"Ｏｐｔｉｃｓ　Ｅｘｐｒｅｓｓ　Ｖｏｌ．１６，Ｎｏ．２，ｐ．８０４−８１７（Ｊａｎ．２００８）．Ｔａｎｉｍｕｒａ　ｅｔ　ａｌ，"Ａ　Ｓｉｍｐｌｅ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｋｅｗ　Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ　ｆｏｒ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ，"ｉｎ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　Ｅｕｒｏｐｅａｎ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｅｘｈｉｂｉｔｉｏｎ　ｏｎ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＥＣＯＣ）２００９，Ｖｉｅｎｎａ，Ａｕｓｔｒｉａ，ｐａｐｅｒ　７．３．２（２００９）．

　数十ＧＳ／ｓ（ｓａｍｐｌｅｓ　ｐｅｒ　ｓｅｃｏｎｄ）を超えるような超高速信号のデジタル信号処理においては、Ａ／Ｄ変換器の動作速度と消費電力の制限などにより、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートを十分に上げることができない。これらの制限により、通常、オーバーサンプリング処理は信号のｂａｕｄ　ｒａｔｅに対して１~２倍の速度で行われる。その結果、超高速信号をデジタル信号処理する場合には、種々の波形歪を補償するための歪補償フィルタにおいて、充分な特性を得ることが難しいという課題があった。
　また、伝送速度が１００Ｇｂ／ｓ（ｇｉｇａｂｉｔ　ｐｅｒ　ｓｅｃｏｎｄ）を超えるような次世代の光通信システムでは、図１０に記載されたＤＰ−ＱＰＳＫを用いた４チャンネルの多重信号が用いられる場合がある。このようなＤＰ−ＱＰＳＫシステムにおいては、９０°ハイブリッドやＴＩＡ（ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）などの光フロントエンド部で発生する位相ずれや群遅延特性により各チャンネル間にスキュー（伝播遅延差）が生じる。各チャンネル間に生じたスキューはシステム性能を劣化させる。このため、ＤＰ−ＱＰＳＫ信号のスキューは、歪補償フィルタを用いて高精度に補償される必要があった。
　本発明の目的は、高精度な歪補償を実現するという課題を解決するためのデジタルフィルタ装置を提供することにある。

　本発明のデジタルフィルタ装置は、入力された信号に含まれる第１の波形歪の歪補償をデジタル信号処理により行う第１の歪補償フィルタユニットと、第１の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する第１のフィルタ係数設定ユニットと、第１の歪補償フィルタユニットから出力される信号に含まれる第２の波形歪を補償する第２の歪補償フィルタユニットと、第１のフィルタ係数設定ユニットが設定するフィルタ係数に基づいて、第２の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する第２のフィルタ係数設定ユニットと、を備える。
　本発明のデジタルフィルタリング方法は、第１の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定し、入力された信号に含まれる第１の波形歪の歪を補償し、第１の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数に基づいて、第２の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定し、第１の歪補償フィルタユニットから出力される信号に含まれる第２の波形歪を補償する。
　本発明のデジタルフィルタ装置の制御プログラムは、デジタルフィルタ装置のコンピュータを、入力されたデジタル信号に含まれる第１の波形歪の歪補償をデジタル信号処理により行う第１の歪補償フィルタユニット、第１の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する第１のフィルタ係数設定ユニット、第１の歪補償フィルタユニットから出力される信号に含まれる第２の波形歪を補償する第２の歪補償フィルタユニットからなる第２の歪補償フィルタユニット、第１のフィルタ係数設定ユニットが設定するフィルタ係数に基づいて、第２の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する第２のフィルタ係数設定ユニット、として機能させる。

　本発明のデジタルフィルタ装置は、制御性が良く、高性能かつ高精度な歪補償を実現するという効果を奏する。

本発明の第１の実施形態に係るデジタル受信機の構成を示す図である。線形補間法を用いたスキュー補償について詳細に説明する図である。ＦＩＲフィルタを用いたスキュー補償フィルタの構成を示す図である。スキュー補償フィルタの伝達特性を示す図である。本発明の第２の実施の形態に係るデジタル受信機の構成を示す図である。スキュー補償フィルタの概略構成を示すブロック図である。周波数領域波形等化による波長分散補償フィルタの構成を示す図である。本発明の第３の実施の形態に係るデジタル受信機の構成を示す図である。本発明の第３の実施の形態に係るデジタル受信機の変形例の構成を示す図である。本発明に関連するデジタルコヒーレント受信機の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
［第１の実施形態］
　図１に、本発明の第１の実施形態に係るデジタル受信機の構成を示す。図１において、デジタル受信機１００は、Ａ／Ｄ変換器１０１、Ａ／Ｄ変換器識別クロック１０２、スキュー補償フィルタ１０３、帯域補償フィルタ１０４を備える。デジタル受信機１００は、さらに、スキュー補償フィルタに係るフィルタ係数設定回路１０５、帯域補償フィルタに係るフィルタ係数設定回路１０６及びデジタル信号処理回路１０７を備える。なお、図１では、同一の機能を備えるユニットが複数ある場合には、図面の記載は参照符号に−１、−２等を付して区別される。しかし、説明の際には、特に区別する必要がない限り、例えば「Ａ／Ｄ変換器１０１−１」及び「Ａ／Ｄ変換器１０１−２」は「Ａ／Ｄ変換器１０１」と記載される。
　以下に、本発明の第１の実施形態に係るデジタル受信機１００の動作を説明する。図示されない送信機から送信された送信信号は、図示されない伝送路を介して、デジタル受信機１００の入力（ＩＮ１、ＩＮ２）に入力される。Ａ／Ｄ変換器１０１は、接続されたＡ／Ｄ変換器識別クロック１０２に同期したタイミングでアナログ電気信号であるＩＮ１及びＩＮ２に入力された信号をデジタル信号に変換する。デジタル信号に変換された信号は、スキュー補償フィルタ１０３によってスキュー（位相）調整が行われる。このとき、スキュー補償フィルタ１０３のフィルタ係数は、スキュー補償フィルタに係るフィルタ係数設定回路１０５によって所望のスキュー補償量が実現されるよう設定される。
　次に、スキュー補償された信号は、帯域補償フィルタ１０４によって帯域調整が行われる。そして、帯域補償フィルタ１０４の出力はデジタル信号処理回路１０７に入力される。フィルタ係数設定回路１０６は、所望の帯域補償量が実現されるように帯域補償フィルタ１０４のフィルタ係数を設定する。
　図１に示すデジタル受信機１００は、Ａ／Ｄ変換器識別クロック１０２、スキュー補償フィルタ１０３、帯域補償フィルタ１０４、フィルタ係数設定回路１０５及びフィルタ係数設定回路１０６をそれぞれ２チャンネル分備えている。そして、各チャンネルの帯域保証フィルタ１０４の出力信号は、デジタル信号処理回路１０７に入力されている。
　デジタル信号処理回路１０７は、入力された２チャンネルのデジタル信号を用いて、これらの信号に含まれる波形歪の除去（補償）とデータの復調とを行う。なお、図１ではチャンネル数を２チャンネルとして記載した。しかし、デジタル受信機１００のチャンネル数は２チャンネルには限定されない。
　デジタル信号処理回路１０７は、入力された複数のチャンネルの信号が同期している状態、すなわちチャンネル間にスキューがない状態で信号処理を行う必要がある。したがって、デジタル受信機１００に入力される時点で信号にチャンネル間スキューがある場合や、Ａ／Ｄ変換器識別クロック１０２の識別タイミングに位相ずれがある場合には、そのスキュー差はスキュー補償フィルタ１０３を用いて補償される。
　図２はスキュー補償フィルタ１０３の動作の例として、線形補間法を用いたスキュー補償について詳細に説明する図である。図２は、入力信号として正弦波を入力し、入力された正弦波の周波数に対して２倍のオーバーサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換を行い、チャンネル１（Ｃｈ．１）を基準としてチャンネル２（Ｃｈ．２）のスキュー（位相）を補償する例を示している。
　図２（ａ）において、（Ａ）は、基準となるレーン（Ｃｈ．１）におけるＡ／Ｄ変換器のサンプルタイミングの例を示す。また、（Ｂ）はＣｈ．２の理想サンプルタイミングの例を示す。そして、ΔｘはＣｈ．１とＣｈ．２との間のスキューを示す。図２の（Ｃ）は、スキュー補償されたＣｈ．２のサンプルポイントの例を示す。
　この線形補間法によるスキュー補償では、スキュー補償前のチャンネル２のサンプルポイントの値をａ（ｎ）、スキュー補償量をΔｘ（単位：サンプル＝１／ｆｓ）としたとき、スキュー補償後のチャンネル２のサンプルポイントの値ｂ（ｎ）は、
　ｂ（ｎ）＝Δｘ×ａ（ｎ）＋（１−Δｘ）×ａ（ｎ＋１）・・・（１）
で与えられる。図２（ｂ）は、ａ（ｎ）とａ（ｎ＋１）とによるｂ（ｎ）の線形補間を模式的に示す。
　この線形補間を実現するフィルタ回路としては、ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ　ｉｍｐｕｌｓｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタによる回路がある。図３は、ＦＩＲフィルタを用いたスキュー補償フィルタの構成を示す図である。
　図３は、（ａ）スキュー補償量が−ｘサンプル（０＜ｘ＜１）の場合と、（ｂ）スキュー補償量が＋ｘサンプル（０＜ｘ＜１）の場合とのスキュー補償フィルタの構成の構成を記載している。そして、それぞれの場合で、各タップ係数を適切に設定することにより式（１）のｂ（ｎ）の算出を行うことが可能である。なお、図３では３タップのＦＩＲフィルタの例を記載した。しかし、より広範囲のスキュー補償を行うためにより高次のＦＩＲフィルタを用いることはもちろん可能である。
　ところで、先にも述べたように、このような線形補間によるスキュー補償を行う場合の問題点として、１０Ｇｂｐｓを超えるような高速通信では、動作速度と消費電力の制限などにより、Ａ／Ｄ変換器１０１のサンプリングレートを充分に上げることができないことが挙げられる。これらの制限により、通常、信号のｂａｕｄ　ｒａｔｅに対して１~２倍の速度でオーバーサンプリング処理が行われる。その結果、充分なフィルタ特性が得られないという課題が生じる。
　図４は、スキュー補償フィルタの伝達特性を示す図である。図４は、図３に示したＦＩＲフィルタを用いて、３２Ｇｂ／ｓの信号に対して６４ＧＳ／ｓ（Ｇｉｇａ−Ｓａｍｐｌｅ　ｐｅｒ　ｓｅｃｏｎｄ）を行った際の伝達特性を計算した例である。この例は、２倍のオーバーサンプリングが実施されていることを示している。図４の（ｉ）はスキュー補償量０．１サンプルの場合、（ｉｉ）はスキュー補償量０．４９サンプルの場合について、ＦＩＲフィルタの伝達特性をそれぞれ計算した結果を示す。図４において、左軸は振幅特性（通過特性）、右軸は群遅延特性（スキュー補償量）を表している。
　図４（ｉ）に示されるように、スキュー補償量が０．１サンプルの場合には、振幅特性は高周波（例えば２０ＧＨｚ付近）においても減衰量が小さい（図４では２０ＧＨｚにおいて１．２ｄＢ程度）であることがわかる。しかし、図４（ｉ）においては、群遅延として所望のスキュー補償量である０．１サンプルが得られる周波数は概ね１０ＧＨｚ以下である。
　一方、図４（ｉｉ）に示されるように、スキュー補償量が０．４９サンプルの場合には、２０ＧＨｚ付近では振幅は５ｄＢ程度減衰する。しかし、図４（ｉｉ）においては、群遅延（スキュー補償量）に関しては２０ＧＨｚ付近まで概ね所望の０．４９サンプルの性能が得られる。
　このように、高速なデジタル通信においては、Ａ／Ｄ変換器１０１のオーバーサンプル量が充分でないことにより、スキュー補償フィルタ１０４などの波形歪補償フィルタの性能が不足する場合がある。このため、スキュー補償フィルタ１０４において、波形歪を十分に除去（補償）できなかったり、あるいはさらに付加的な波形歪（伝達特性の劣化）が発生したりするという課題が生じる。
　また、スキュー補償フィルタ１０３のフィルタ係数設定回路１０５の設定値（例えば図４におけるスキュー補償量（群遅延量））を変化させると、それに伴って他の伝達特性（例えば図４における振幅特性（通過特性））も変化してしまう。このため、安定したシステム性能が得られないという課題も発生する。
　本発明の第１の実施形態に係るデジタル受信機は、それらの課題を解決するため、さらに帯域補償フィルタ１０４を備えている。そして、第１の実施形態に係るデジタル受信機は、帯域補償フィルタ１０４によってスキュー補償フィルタ１０３による帯域特性の劣化を補償することで、好適な信号伝達特性を実現する。
　一般的に、スキュー補償の方式とスキュー補償量が決定されれば、スキュー補償フィルタ１０３による伝達特性の変化は一意に決定される。このため、スキュー補償による伝達特性劣化を抑圧する伝達特性をもつ帯域補償フィルタ１０４を用いることで、スキュー補償フィルタ１０３で発生した付加的な波形歪を補償することが可能である。例えば、スキュー補償フィルタ１０３の特性に対して、群遅延特性を変化させず、振幅特性のみが逆の特性をもつフィルタを、帯域補償フィルタ１０４として用いてもよい。帯域補償フィルタ１０４は、ＦＩＲフィルタを用いて構成されてもよい。そして、フィルタ係数設定回路１０６は、スキュー補償フィルタ１０３の特性に対して所望の逆特性を帯域補償フィルタ１０４で実現するフィルタ係数を計算から求めても良い。あるいは、フィルタ係数設定回路１０６は、あらかじめフィルタ係数設定回路１０５の設定値に基づいて帯域補償フィルタ１０４の係数を計算しておいたルックアップテーブルを参照して、帯域補償フィルタ１０４の設定値を設定してもよい。
　このときスキュー補償フィルタ１０３で発生した伝達特性の劣化は、必ずしも完全に補償される必要はない。許容される回路規模や消費電力と、システムとして要求される帯域特性や群遅延特性等の性能とを考慮した上で、好適なシステム性能が得られるようにフィルタ係数設定回路１０６の設定値を決定すれば良い。また、誤り率などのシステム性能を最適にするように、フィルタ係数設定回路１０６の設定値を決定してもよい。
　また、図３の線形補間回路によるスキュー補償フィルタ１０３は、スキュー補償方式の一例であり、スキュー補償方式として他の方式を用いてもよい。例えば、より高次のＦＩＲフィルタを用いる方法、あるいはアップサンプリングとインタポレーションフィルタによりレート変換を行う方法などによっても同様にスキュー補償が可能である。いずれの場合も、デジタル受信機１００は、スキュー補償フィルタ１０３と帯域補償フィルタ１０４との伝達特性を連動させ、回路規模・消費電力とシステムとして優先する性能（帯域特性、群遅延特性）を考慮して、フィルタ係数設定回路１０７の設定値を決定する。これにより、好適な特性を備えたデジタル受信機を構成することが可能となる。
　このように、第１の実施形態のデジタル受信機は、スキュー補償フィルタによる伝達特性の変化を抑圧する伝達特性をもつ帯域補償フィルタを用いることで、スキュー補償フィルタで発生した付加的な波形歪を補償することが可能である。その結果、第１の実施形態のデジタル受信機は、制御性が良く、高性能かつ高精度な歪補償を実現するという効果を奏する。
［第２の実施の形態］
　次に本発明の第２の実施の形態について説明する。図５は、本発明の第２の実施の形態のデジタル受信機５００の構成を示す図である。図５において、デジタル受信機５００は、偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド５０１、光電（Ｏ／Ｅ）変換器５０２、Ａ／Ｄ変換器５０３、スキュー補償フィルタ５０４及び波長分散補償フィルタ５０５を備える。さらに、デジタル受信機５００は、スキュー補償フィルタに係るフィルタ係数設定回路５０６、波長分散フィルタに係るフィルタ係数設定回路５０７及びデジタル信号処理回路５０８を備える。
　ここで、図５では、同一の機能を備えるユニットが複数ある場合には、参照符号に−１、−２等を付して区別している。説明の際には、特に区別する必要がない限り、例えば「Ｏ／Ｅ変換器５０２−１」、「Ｏ／Ｅ変換器５０２−２」等を「Ｏ／Ｅ変換器５０２」と記載する。
　本発明の第２の実施形態に係るデジタル受信機５００の動作を説明する。図５において、ＤＰ−ＱＰＳＫ信号光は、図示されない光送信機から送信される信号光である。そして、ＤＰ−ＱＰＳＫ信号光は、光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪が生じた状態で本発明のデジタル受信機５００で受信される。受信されたＤＰ−ＱＰＳＫ信号光は、偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド５０１により局部発振光（局発光）と合成され、４チャンネルの光信号Ｉｘ，Ｑｘ，Ｉｙ，Ｑｙに復調される。
　復調された４つの信号Ｉｘ，Ｑｘ，Ｉｙ，Ｑｙは、それぞれＯ／Ｅ変換器（光電変換器）５０２−１~５０２−４により電気信号に変換される。そして、電気信号に変換されたＩｘ，Ｑｘ，Ｉｙ，Ｑｙの各信号は、その後段に置かれたＡ／Ｄ変換器５０３−１~５０３−４によりそれぞれデジタル信号に変換される。
　スキュー補償フィルタ５０４は、デジタル信号に変換された信号の各チャンネル間のスキューを補償する。そして、スキューが補償されたＸ偏波信号（Ｉｘ，Ｑｘ）及びＹ偏波信号（Ｉｙ，Ｑｙ）は、波長分散補償フィルタ５０５−１及び５０５−２にそれぞれ入力される。
　波長分散補償フィルタ５０５は、入力された信号に含まれている、光伝送路で付加された波長分散による波形歪を除去（補償）する。波長分散補償フィルタ５０５の出力は、デジタル信号処理回路５０８に入力される。デジタル信号処理回路５０８は、入力された信号にクロック抽出、リタイミング、偏波トラッキング、局発光位相推定などのデジタル信号処理を施す。なお、デジタル信号処理回路５０８におけるこれらの処理の詳細は本願発明とは関係せず、また、例えば非特許文献１に記載されているように公知であるので説明は省略する。
　本発明の第２の実施の形態に係るデジタル受信機５００におけるスキュー補償フィルタ５０４としては、例えば本発明の第１の実施形態に係るデジタル受信機１００と同様に図３の線形補間を行うフィルタを用いてもよい。あるいはまた、図６に示すように、Ｉｘ（Ｉｙ）チャネルとＱｘ（Ｑｙ）チャネル間のクロストークを補償するバタフライ型のＦＩＲフィルタを組み合わせたフィルタがスキュー補償フィルタ５０４として用いられてもよい。
　図７は、周波数領域波形等化（ＦＤＥ：ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｏｍａｉｎ　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）波長分散補償フィルタ５０５の構成を示す図である。図７においてＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈの信号は高速フーリエ変換（ＦＦＴ：ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）回路に入力され、複素周波数領域信号に変換される。複素周波数領域信号に変換された信号は、波長分散補償フィルタに係るフィルタ係数設定回路５０７のフィルタ係数設定値による重み付け乗算を施された後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ｉｎｖｅｒｓｅ　ＦＦＴ）による演算を受け時間領域信号に変換され出力される。
　このとき、フィルタ係数設定回路５０７は、スキュー補償フィルタ５０４の伝達特性の劣化を表す関数ｆ（ω）の逆関数ｆ^−１（ω）と、波長分散補償に係る伝達特性ｇ（ω）の逆関数ｇ^−１（ω）との積をフィルタ係数として算出する。その結果、スキュー補償フィルタ５０４によって付加された波形歪を波長分散補償フィルタ５０５によって補償することが可能となる。ここで、前述したスキュー補償フィルタ５０４の伝達特性の劣化を表す関数ｆ（ω）とは、例えば図４のグラフにおける振幅特性のみ（スキュー補償フィルタ５０４の伝達特性の絶対値）を取り出した関数のことである。
　なお、本発明の第１の実施形態に係るデジタル受信機１００と同様に、波長分散補償フィルタ５０５は、スキュー補償フィルタ５０４で発生した伝達特性の劣化を、完全に補償する必要はない。デジタル受信機５００に許容される回路規模・消費電力とシステム上許容される帯域特性及び群遅延特性とに基づいて、システムとして好適な仕様を満たすようにフィルタ係数設定回路５０７の設定値が決定されてもよい。
　また、上記実施の形態では、入力信号としてＤＰ−ＱＰＳＫ信号を例示したが、本発明は、ＡＳＫ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）、ＢＰＳＫ（ｂｉｎａｒｙＰＳＫ）、ＳＰ（ｓｉｎｇｌｅ　ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）−ＱＰＳＫ、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号など、種々の変調方式の信号に適用することが可能である。
　このように、第２の実施形態のデジタル受信機は、スキュー補償フィルタの伝達特性の劣化を表す関数ｆ（ω）の逆関数ｆ^−１（ω）と、波長分散補償に係る伝達特性ｇ（ω）の逆関数ｇ^−１（ω）との積をフィルタ係数として算出する。そして、第２の実施形態のデジタル受信機は、スキュー補償フィルタによって付加された波形歪を波長分散補償フィルタによって補償している。その結果、第２の実施形態のデジタル受信機は、制御性が良く、高性能かつ高精度な歪補償を実現するという効果を奏する。
［第３の実施の形態］
　次に本発明の第３の実施の形態について説明する。図８は、本発明の第３の実施の形態のデジタルフィルタ８００の構成を示す図である。図８において、デジタルフィルタ８００は、Ａ／Ｄ変換器１０１、Ａ／Ｄ変換器識別クロック１０２、第一歪補償フィルタ８０１、第二歪補償フィルタ８０２を備える。また、デジタルフィルタ８００は、第一歪補償フィルタに係るフィルタ係数設定回路８０３及び第二歪補償フィルタに係るフィルタ係数設定回路８０４を備える。
　デジタルフィルタ８００の動作を以下に説明する。図８に示すデジタルフィルタ８００においては、伝送路を介して受信機で受信され、Ｏ／Ｅ変換された信号がＡ／Ｄ変換器１０１に入力される。Ａ／Ｄ変換器１０１は、Ａ／Ｄ変換器識別クロック１０２に同期したタイミングでアナログ電気信号である入力信号をデジタル信号に変換する。
　第一歪補償フィルタ８０１は、第一歪補償フィルタに係るフィルタ係数設定回路８０３のフィルタ設定値に基づき、送信機、伝送路、光フロントエンド部、Ａ／Ｄ変換器１０１などで信号に付加された第一の波形歪の波形歪補償を行うフィルタである。しかしながら高速デジタル通信では、第一歪補償フィルタ８０１において、十分な補償性能を得ることができない場合がある。この場合、第一歪補償フィルタ８０１の出力には第一歪補償フィルタ８０１で除去（補償）しきれなかった残留波形歪と、第一歪補償フィルタ８０１で付加された波形歪と、を含んだ第二の波形歪が含まれる。フィルタ係数設定回路８０４は、フィルタ係数設定回路８０３の設定情報をもとに、第一歪補償フィルタ８０１で付加的に発生した伝達特性の変化を抑圧する伝達特性を実現するフィルタ係数を、第二歪補償フィルタ８０２に設定する。
　本発明の第３の実施の形態のデジタルフィルタ８００は、このように、第一歪補償フィルタの伝達特性に、第二歪補償フィルタの伝達特性を連動させるように動作する。その結果、デジタルフィルタ８００は、第一歪補償フィルタだけでは十分に歪補償を行うことが困難な場合にも、制御性が良く、高性能かつ高精度な歪補償が可能であるという効果を奏する。
　なお、第一歪補償フィルタ８０１と第二歪補償フィルタ８０２は必ずしも回路実装上分離されたフィルタである必要はない。例えば第一歪補償フィルタ８０１と第二歪補償フィルタ８０２を一つの高次ＦＩＲフィルタで構成してもよい。そして、この場合、上述と同等な手順により、フィルタ係数設定回路８０３におけるフィルタ係数演算と、フィルタ係数設定回路８０４におけるフィルタ係数演算を分離して係数を設定してもよい。第一歪補償フィルタ８０１と第二歪補償フィルタ８０２を一つの高次ＦＩＲフィルタで構成した場合においても、それぞれのフィルタ係数演算を分離して実行することにより、これらのフィルタを個別に備えた構成と同等な制御性が得られる。
［第３の実施形態の第１の変形例］
　なお、図８において、デジタルフィルタ８００は、Ａ／Ｄ変換器１０１及びＡ／Ｄ変換器識別クロック１０２を備えない構成においても、第３の実施形態で説明した手順と同様の手順で、入力された信号の歪を補償することが可能である。
　すなわち、デジタルフィルタ８００は、図８において、第一歪補償フィルタ８０１、第二歪補償フィルタ８０２、第一歪補償フィルタに係るフィルタ係数設定回路８０３及び第二歪補償フィルタに係るフィルタ係数設定回路８０４のみを備える構成としてもよい。
　この構成においても、デジタルフィルタ８００を、第３の実施形態で説明した手順と同様の手順で、第一歪補償フィルタ８０１の伝達特性に第二歪補償フィルタ８０２の伝達特性を連動させるように動作させることができる。そして、第３の実施形態の第１の変形例のデジタルフィルタは、Ａ／Ｄ変換器及びＡ／Ｄ変換器識別クロックを備えない構成においても、制御性が良く、高性能かつ高精度な歪補償を可能とするという効果を奏する。
［第３の実施形態の第２の変形例］
　図９は本発明の第３の実施の形態に係るデジタルフィルタ８００の変形例であるデジタルフィルタ９００の構成を示す図である。図９において、デジタルフィルタ９００は、半固定歪補償フィルタ９０１、適応等化歪補償フィルタ９０２、半固定歪補償フィルタに係るフィルタ係数設定回路９０３、適応等化フィルタに係るフィルタ係数設定回路９０４、デジタル信号処理回路９０５及び信号品質モニタ９０６を備える。
　なお、デジタルフィルタ９００は、本発明の第３の実施の形態に係るデジタルフィルタ８００とは、用いる波形歪フィルタの構成が異なり、その他の個所の構成は同様である。このため、デジタル受信機８００と同一の個所については同一の符号を付して説明を省略する。
　デジタルフィルタ９００の動作を以下に説明する。図９において、フィルタ係数設定回路９０３は、補償量設定情報に基づき、半固定歪補償フィルタ９０１のフィルタ係数を設定する。適応等化歪補償フィルタ９０２は、判定帰還（ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｆｅｅｄｂａｃｋ）信号あるいはトレーニング信号などを用いて、ＬＭＳ（ｌｅａｓｔ　ｍｅａｎ　ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズム等による適応等化を行う。また、デジタル受信機９００は、誤り率や波形モニタなどによる信号品質モニタ９０６の情報をもとに適応等化を行ってもよい。この際、フィルタ係数設定回路９０３による設定情報をもとに、適応等化とは独立して半固定歪補償フィルタ９０１による付加的な固定的な歪をあらかじめ考慮して、フィルタ係数設定回路９０４のフィルタ係数演算を行うことにより、適応等化の収束性や制御性を向上させることが可能である。
　半固定歪補償フィルタ９０１によって補償が可能な波形歪としては、送信機、伝送路、光フロントエンド部（いずれも図示せず）における波形歪の他に、Ａ／Ｄ変換器１０１の較正エラー（キャリブレーションエラー）による歪がある。さらに、デュオバイナリ変調方式における帯域制限フィルタによる歪、ＲＺ（ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−ｚｅｒｏ）信号からＮＲＺ（ｎｏｎ−ＲＺ）信号への変換フィルタによる歪などの補償に本変形例を適用してもよい。
　このように、第３の実施形態の第２の変形例のデジタルフィルタ装置も、制御性が良く、高性能かつ高精度な歪補償を実現するという効果を奏する。
　なお、以上説明した各実施形態の機能は、コンピュータにより実現されてもよい。すなわち、各実施形態におけるデジタル受信機あるいはデジタルフィルタ装置は、中央処理装置およびメモリを備えていてもよい。そして、中央処理装置は、メモリに記憶されたプログラムを実行することで、各実施形態におけるデジタル受信機あるいはデジタルフィルタ装置の機能を実現してもよい。
　以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１０年９月１日に出願された日本出願特願２０１０−１９５３７０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　なお、上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
　（付記１）入力された信号に含まれる第１の波形歪の歪補償をデジタル信号処理により行う第１の歪補償フィルタユニットと、前記第１の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する第１のフィルタ係数設定ユニットと、前記第１の歪補償フィルタユニットから出力される信号に含まれる第２の波形歪を補償する第２の歪補償フィルタユニットと、前記第１のフィルタ係数設定ユニットが設定するフィルタ係数に基づいて、前記第２の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する第２のフィルタ係数設定ユニットと、を備えるデジタルフィルタ装置。
　（付記２）前記第２のフィルタ係数設定ユニットは、前記第１の歪補償フィルタによる伝達特性の変化を抑圧するように前記第２の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する、付記１に記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記３）前記第２のフィルタ係数設定ユニットは、前記第１の歪補償フィルタユニットによる振幅特性の変化を抑圧するように前記第２の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する、付記１に記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記４）前記第１の歪補償フィルタユニットは、入力された信号のスキューを補償するスキュー補償ユニットであることを特徴とする、付記１乃至３のいずれかに記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記５）前記スキュー補償ユニットは、ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ　ｉｍｐｕｌｓｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを備え、前記第１のフィルタ係数設定ユニットは、所定のスキュー補償特性に応じて前記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を算出する、付記４に記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記６）前記第２のフィルタ係数設定ユニットは、前記第１の歪補償フィルタユニットの特性に対して予め用意されたルックアップテーブルを用いて前記第２の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する、付記１乃至５のいずれかに記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記７）前記第２の歪補償フィルタユニットは、周波数領域等化回路を備える、付記１から付記６のいずれかに記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記８）前記第２のフィルタ係数設定ユニットは、前記第１の歪補償フィルタによる伝達特性を抑圧する特性を表す関数と、入力された信号の分散特性を抑圧する特性を表す関数と、の積に基づいてフィルタ係数を算出する、付記７に記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記９）前記第２の歪補償フィルタユニットはＦＩＲフィルタを備える、付記１から付記８のいずれかに記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記１０）前記第２の歪補償フィルタユニットから出力される信号をデジタル処理するデジタル信号処理ユニットと、前記デジタル信号処理ユニットから出力される信号の品質をモニタする信号品質モニタユニットと、をさらに備え、前記第２のフィルタ係数設定ユニットは、前記信号品質モニタのモニタ結果に基づいて前記第２の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を決定することを特徴とする付記１から付記９のいずれかに記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記１１）前記信号品質モニタは誤り率モニタあるいは波形モニタである、付記１０に記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記１２）入力アナログ信号をデジタル信号に変換し、前記変換したデジタル信号を前記第１の歪補償フィルタユニットに入力するＡ／Ｄ変換ユニットをさらに備え、前記Ａ／Ｄ変換ユニットの出力が第１の歪補償フィルタユニットに入力される、付記１から付記１１のいずれかに記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記１３）前記入力アナログ信号は、光信号を光電変換した信号である、付記１２に記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記１４）前記入力アナログ信号は、光位相偏移変調（ＰＳＫ：ｐｈａｓｅ　ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）信号を光電変換した信号である、付記１３に記載されたデジタルフィルタ装置。
　（付記１５）受信信号が付記１から付記１４のいずれか１項に記載のデジタルフィルタ装置に入力される、デジタル受信機。
　（付記１６）伝送される信号が、付記１５に記載されたデジタル受信機で受信される、通信システム。
　（付記１７）第１の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定し、入力された信号に含まれる第１の波形歪の歪を補償し、前記第１の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数に基づいて、第２の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定し、前記第１の歪補償フィルタユニットから出力される信号に含まれる第２の波形歪を補償する、
デジタルフィルタリング方法。
　（付記１８）デジタルフィルタ装置のコンピュータを、入力されたデジタル信号に含まれる第１の波形歪の歪補償をデジタル信号処理により行う第１の歪補償フィルタユニット、前記第１の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する第１のフィルタ係数設定ユニット、前記第１の歪補償フィルタユニットから出力される信号に含まれる第２の波形歪を補償する第２の歪補償フィルタユニットからなる第２の歪補償フィルタユニット、前記第１のフィルタ係数設定ユニットが設定するフィルタ係数に基づいて、前記第２の歪補償フィルタユニットのフィルタ係数を設定する第２のフィルタ係数設定ユニット、として機能させるための、デジタルフィルタ装置の制御プログラム。

　１００、５００、８００、９００　デジタル受信機
　１０１　Ａ／Ｄ変換器
　１０２　Ａ／Ｄ変換器識別クロック
　１０３　スキュー補償フィルタ
　１０４　帯域補償フィルタ
　１０５　フィルタ係数設定回路
　１０６　フィルタ係数設定回路
　１０７　デジタル信号処理回路
　４００　デジタルコヒーレント受信器
　４０１　偏波ダーバーシティ９０度ハイブリッド
　４０２　Ｏ／Ｅ変換器
　４０３　Ａ／Ｄ変換器
　４０４　デジタル信号処理回路
　４０５　基準サンプリングクロック
　５０１　偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド
　５０２　Ｏ／Ｅ変換器（光電変換器）
　５０３　Ａ／Ｄ変換器
　５０４　スキュー補償フィルタ
　５０５　波長分散補償フィルタ
　５０６　フィルタ係数設定回路
　５０７　フィルタ係数設定回路
　５０８　デジタル信号処理回路
　８０１　第一歪補償フィルタ
　８０２　第二歪補償フィルタ
　８０３　フィルタ係数設定回路
　８０４　フィルタ係数設定回路
　９０１　半固定歪補償フィルタ
　９０２　適応等化歪補償フィルタ
　９０３　フィルタ係数設定回路
　９０４　フィルタ係数設定回路
　９０５　デジタル信号処理回路
　９０６　信号品質モニタ

Claims

入力された信号に含まれる第１の波形歪の歪補償をデジタル信号処理により行うための第１の歪補償フィルタ手段と、
前記第１の歪補償フィルタ手段のフィルタ係数を設定するための第１のフィルタ係数設定手段と、
前記第１の歪補償フィルタ手段から出力される信号に含まれる第２の波形歪を補償するための第２の歪補償フィルタ手段と、
前記第１のフィルタ係数設定手段が設定するフィルタ係数に基づいて、前記第２の歪補償フィルタ手段のフィルタ係数を設定するための第２のフィルタ係数設定手段と、
を備えるデジタルフィルタ装置。
前記第２のフィルタ係数設定手段は、前記第１の歪補償フィルタによる伝達特性の変化を抑圧するように前記第２の歪補償フィルタ手段のフィルタ係数を設定する、請求項１に記載されたデジタルフィルタ装置。
前記第２のフィルタ係数設定手段は、前記第１の歪補償フィルタ手段による振幅特性の変化を抑圧するように前記第２の歪補償フィルタ手段のフィルタ係数を設定する、請求項１に記載されたデジタルフィルタ装置。
前記第１の歪補償フィルタ手段は、入力された信号のスキューを補償するためのスキュー補償手段であることを特徴とする、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載されたデジタルフィルタ装置。
前記スキュー補償手段は、ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ　ｉｍｐｕｌｓｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを備え、
前記第１のフィルタ係数設定手段は、所定のスキュー補償特性に応じて前記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を算出する、
請求項４に記載されたデジタルフィルタ装置。
前記第２の歪補償フィルタ手段は、周波数領域等化回路を備える、請求項１乃至請求項５のいずれかに記載されたデジタルフィルタ装置。
前記第２の歪補償フィルタ手段から出力される信号をデジタル処理するためのデジタル信号処理手段と、前記デジタル信号処理手段から出力される信号の品質をモニタするための信号品質モニタ手段と、をさらに備え、
前記第２のフィルタ係数設定手段は、前記信号品質モニタのモニタ結果に基づいて前記第２の歪補償フィルタ手段のフィルタ係数を決定することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載されたデジタルフィルタ装置。
入力アナログ信号をデジタル信号に変換し、前記変換したデジタル信号を前記第１の歪補償フィルタ手段に入力するためのＡ／Ｄ変換手段をさらに備え、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力が第１の歪補償フィルタ手段に入力される、請求項１乃至請求項７のいずれかに記載されたデジタルフィルタ装置。
第１の歪補償フィルタ手段のフィルタ係数を設定し、
入力された信号に含まれる第１の波形歪の歪を補償し、
前記第１の歪補償フィルタ手段のフィルタ係数に基づいて、第２の歪補償フィルタ手段のフィルタ係数を設定し、
前記第１の歪補償フィルタ手段から出力される信号に含まれる第２の波形歪を補償する、
デジタルフィルタリング方法。
デジタルフィルタ装置のコンピュータを、
入力されたデジタル信号に含まれる第１の波形歪の歪補償をデジタル信号処理により行うための第１の歪補償フィルタ手段、
前記第１の歪補償フィルタ手段のフィルタ係数を設定するための第１のフィルタ係数設定手段、
前記第１の歪補償フィルタ手段から出力される信号に含まれる第２の波形歪を補償するための第２の歪補償フィルタ手段、
前記第１のフィルタ係数設定手段設定するフィルタ係数に基づいて、前記第２の歪補償フィルタ手段のフィルタ係数を設定する第２のフィルタ係数設定手段、
として機能させるための、デジタルフィルタ装置の制御プログラム。